JPH02227672A - 位相エラーを決定するための方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明は、一般にデジタル無線機に関するものであり、
とりわけ、連続位相被変調信号における位相及び振幅の
エラー測定に関するものである。

［従来技術とその問題点］ 現在では、いくつかのメー、カーが、デジタルセルラ無
線機等の通信用無線機の製造及び販売を行なっている。

各メーカーは、その製品に関しメーカ独自の仕様で規定
しているのが普通である。慣例として、こうした仕様の
精度は、多くの、独立した、おそらくは間接的な方法を
利用して計測されてきた０例えば、送信信号の位相精度
は、スプリアス信号、位相ノイズ、変調指数、周波数整
定速度、搬送周波数、及び、データクロツタ周波数を測
定することによって、間接的に求められる。

さらに、一般、的には、外部装置を用いて、振幅の対時
間のプロファイルをデータに同期させなければならない
ので、振幅測定は、特殊な問題を生じることになる。

ヨーロッパ全域で、標準化移動デジタル無線システムを
実施しようという提案がなされている。

こうした無線システムの場合、例えば、送信機や受信機
といった全てのコンポーネントを共通の方法で測定した
標準仕様に合わせて製造しなければならない、　Ｇｒｏ
ｕｐ　５ｐｅｃｉａｌｅ　Ｍｏｂｉｌｅ（Ｃ；　Ｓ　Ｍ
　）として知られるグループが、送信信号の変調プロセ
スに関する精度を測定するための測定技法を提案してい
る。提案された測定技法の場合、送信される相軌道（ｐ
ｈａｓｅ　ｔｒａｊｅｃｔｏｒｙ）のサンプル測定結果
が得られる。この測定結果は、数学的に計算された理想
の相軌道と比較され、送信信号と理想の信号との位相差
が求められる。こうして求められた位相差の回帰線によ
って、周波数のエラーが示され、この回帰線を位相差か
ら引くことによって、位相エラーが得られる。このよう
な標準的方法を用いることによって、無線機のテスト及
び製造が簡略化されることになる。従って、個々のメー
カーは、いくつかの相互に関連した仕様ではなく、標準
化された総合的な位相エラー仕様に合致するかを確認す
るだけでよいということになる。このような利点を享受
するためには理想相軌道が求められなければならない。

〔発明の目的〕

従って本発明は、送信信号の理想的な相軌道を計算する
ための方法及び装置を提供するものである。

［発明の概要］ 本発明の原理によれば、送信信号と局部発振器の信号を
混合することによって、比較的低い周波数を備えた中間
周波数（ＩＦ）が生じ、ＩＦは濾波されて後アナログ・
デジタル変換器（ＡＤＣ）によってサンプリングされる
。ＩＦ倍信号デジタル化サンプルは、さらに、線形位相
有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルターのようなデジ
タル低域フィルターによってフィルターがかけられる。

この場合送信信号の位相変調を生じることな（、ＩＦ倍
信号高調波が除去される。ＦＩＲデジタルフィルターは
、このフィルター操作を行なうのに必要な同等のアナロ
グフィルターに比べるとよりシンプルで、より安価であ
る。

送信信号の相軌道と振幅のプロファイルは、フィルター
のかけられたＩＰ倍信号サンプルから計算される。ヒル
ベルト変換器を利用することによ接を計算することによ
って求められ、振幅は、直幻剛歳分 角ｍ二乗の和の平方根として計算される。

次に、信号の相軌這を利用して、データが検出され、デ
ータのクロック位相が求められる。データの検出は、Ｖ
ｉｔｅｒｂｉデコーダを利用し、あるいは、高ＳＮ比（
ＳＮＲ）で、低符号間干渉（ＩｓＩ）信号の場合には、
相軌道を微分することによって、実施可能である。相軌
道の微分によって、信号の瞬時周波数が得られ、それか
ら搬送周波数を引（ことによって、信号の周波数偏移を
求めることができる。さらに、周波数偏移がゼロを通過
する瞬時を用い最小自乗アルゴリズムによって、データ
クロック位相が推定される。データクロックの正確な推
定は、位相エラーの測定に対し重要である。

周波数偏移関数のゼロクロッシングを利用して、データ
の検出も行なわれる。検出されるデータと、プリアンプ
ルのようなデータシーケンスの既知の部分との間の相関
関係を利用して、データの同期化が行なわれる０次に、
同期化情報を利用して、測定作業において必要な時間間
隔が求められる。

また、同期化情報を利用して、振幅の対時間プロファイ
ルとデータクロックとの同期化が行なわれる。

データクロックの位相、検出したデータシーケンスの相
軌道を送巷善号ぐ数学的に発生させる。

こうして発生した理想の相軌這を前に測定した送信信号
の相軌道から引くことによって、信号の位相差の対時間
の測定値が得られる０位相差の対時間の測定値に基づい
て行なわれる線形回帰の解析によって、周波数エラーに
加えて、瞬時位相エラーの推定も可能になる。

［望ましい実施例の詳細説明］ ここで、第１図を参照すると、連続位相被変調ＲＦ信号
の位相エラーを測定する方法の第１の望号は、・デジタ
イザ回路１が受信し、デジタル形式に変換する。デジタ
ル化信号は、さらに、（第４図、第５図、及び、第６図
に示すような）変換回路２によって同相成分Ｉ及び直角
　相成分Ｑの信号に変換される。さらに送信信号の振幅
及び位相関数が、計算器３によってそれら成分信号から
計算される０例えば、プリアンプルまたはミツドアンプ
ルといった、既知のデータビットシーケンスから構成さ
れる既知の同期信号９　（ＳＹＮＣＨ）を利用すること
によって、送信データを表わすビットシーケンスが、位
相及び振幅関数から同期化され（ブロック４）、送信器
データクロックとテストデータ間隔が得られる。データ
検出器５は、データビットシーケンスを検出し、３つの
信号、すなわち、送信器データクロック、テストデータ
間隔、及び、データビットシーケンスをシンセサイザー
に加え（ブロック６）、送信信号に対応する理想の位相
関数が合成、すなわち、数学的に計算されるようにする
。データ検出器５は、Ｖｉｔｅｒｂｉアルゴリズムを用
いた最大シーケンス予測器として実現することができる
。測定位相関数（すなわち、送信信号の位相）をこう、
してブロック６で合成された理想の位相関数から引くこ
とによって（ブロック７）、位相差が求められる。ブロ
ック８における位相差の線形回帰によって、周波数エラ
ー、すなわち、回帰線１０１の勾配、及び、位相エラー
、すなわち、曲線１０２（第１０図に示す）が得られる
。

ここで第２図を参照すると、連続位相被変１ＪＲＦ信号
の位相エラー及び位相振幅を測定するための装置の概念
ブロック図が、示されている。被変調ＲＦ信号（テスト
信号）は、受信器２０によって受信され、逓降変換ミク
サー回路１１に結合される。

該回路は、局部発振器１３で発生した局部発振器信号を
ライン１２で受信し、テスト信号をライン１５で受信し
て、テスト信号よりもかなり低い周波数を備えた中間周
波数（ＩＦ）信号を送り出すようになっており、本発明
の場合、ＩＦ周波数は、７００に七が望ましい、ＩＦ倍
信号、アナログ・アンチエイリアシング・フィルター１
７でフィルタリングを施され、送り込まれる局部発振器
の信号及びＲＦ信号と、スプリアス信号が除去される。

フィルターにかけられたＩＦ倍信号、デジタイザ１９に
結合され、アナログＩＦ信号が、できれば、２８０万サ
ンプル毎秒の高サンプリング速度で、離散時間データシ
ーケンスに変換される。このために、ヒユーレットバラ
カード社製の）ＩＰ７０７００Ａデジタイザを利用する
こともできるし、あるいは、第４図、第５図、及び、第
６図に示す高速度でサンプリングするＡＤＣでデジタイ
ザＩ９を実現することもできる。約７００ｋＨｚの周波
数を備えたＩＦ倍信号変換した後のテスト信号は ｙ（ｔ）＝　Ａ　（ｔ）ｃｏｗ　　［（（Ｊ）０＋Δω
）ｔ÷φ（ｔｅａ）奢φ、１（１）と表わすことができ
る。ここで： Ａ（ｔ）は、受信信号の振幅； φ（ｔｅａ）は、受信信号の位相変調関数；φ・は、未
知のオフセット位相である。

ここに示すところによれば、φ（ｔｅａ）だけがデータ
シーケンスエの関数であるが；一般には、Ａ（ｔ）も工
の関数とすることができる。

送信ＲＦ信号または式（１）によって定義されるＲＦ送
信信号から逓降変換されたＩＦ倍信号、一般に、衝撃係
数が０．１２５で、持続時間が約０．５ミリ秒（−３）
のバーストとして受信される。

Ａ（ｔ）及びφ（ｔｅａ）は、それぞれ、送信信号の理
想の変調とは異なる受信信号（すなわち、送信信号）の
振幅変調及び位相変調である。この方法によって、受信
信号の関数Ａ（ｔ）及びφ（ｔｅａ）の値と、これらの
関数の理想の値との差が求められる。

デジタイザ１９は、式（１）によって定義されるＩＦ倍
信号離散時間サンプルのシーケンスに変換することにあ
る。Ｔ、をサンプル間隔とした場合、サンプリングポイ
ントがｔ壬ｋＴ、　、ｋ−０，１，２、・・・で、Ω。

瓢ω。Ｔ１、ΔΩ−ΔωＴ１と定義すると、サンプルの
シーケンスは、 ｋ−０，１，２・　・　・　・　・　・　・と書（こと
ができる。

式（２）の量子化値によって、本方法を実現するためデ
ジタル信号プロセッサー（ＤＳＰ）２１に結合される２
進数のシーケンスが得られる。

デジタル信号プロセッサー２１の出力、位相エラー、周
波数エラー、及び、振幅プロファイルは、陰極線管（Ｃ
ＲＴ）２２やプリンタ１８といった各種表示手段に結合
される０表示手段には、デジタル信号プロセッサー２１
によって得られる情報のフォーマットするのに必要な回
路要素が含まれている。

一般に、位相、周波数、及び、振幅情報は、送信信号の
バーストに含まれているデータビット数によって決まる
時間間隔によって、時間に対し作図される０図１０及び
１１は、位相差、及び、周波数エラー及び位相エラーの
作図例であり、一方、図１２．１３、及び、１４は、送
信信号の振幅プロファイルに関するプロットである。

第３図は、本発明の原理に従って、受信ＲＦ信号の振幅
Ａ（ｋｌ、及び、受信ＲＦ信号の測定位相変調φ（ｋＨ
ａ）と理想の位相変調φ（ｋＨａ）との差を求めるため
の方法に関する第２の望ましい実施例を示したフローチ
ャートである。変調関数は、“ｔ”をｋＴｓ、に−０，
１，２、・・・に置き換えることによって離散化される
。

流れ図における第１のステップは、デジタル■Ｆサンプ
ルを低域デジタルフィルター２３に通すことにある。低
域デジタルフィルター２３は、通される信号の位相変調
に対するそれ自身によるひずみを回避するため、線形位
相応答を示す有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルター
であることが望ましい、低域プイルター２３の目的は、
７００ｋＨｚのＩＦ倍信号高調波を除去することにある
。ＦＩＲデジタルフィルターは、同等のアナログフィル
ターに比べて、比較的容易かつ低コストで実現できる。

初期の低域フィルタリングの後、該信号は、互いに直角
位相をなす２つの成分信号に変換される。

直角位相信号を発生することが可能な方法として、３つ
の異なる技法が捷案されている。

ここで第４図を参照すると、同相信号Ｉ　（ｋ）、及び
、直角　相信号Ｑ　（ｋ）に変換する（１−Ｑ変換）第
１の方法には、ヒルベルト変換器３１が利用される。Ｒ
Ｆ倍信号、ミクサー３９で局部発振器の信号と混合され
て、ＩＦ倍信号逓降変換される。

結果得られるＩＦ倍信号、帯域フィルター３７を介して
ＡＤＣ３５に結合される。フィルターにかけられたＩＦ
倍信号、ライン３６のサンプル信号によって刻時される
高サンプリング速度のＡＤＣ３５によって、デジタル信
号に変換される。ヒルベルト変換器３１は、一定振幅の
応答を示し、正の周波数については、−９０度、負の周
波数については、＋９０度の位相応答を示すフィルター
から構成される。

理想の位相応答を示し、信号の周波数範囲にわたってほ
ぼ理想的な振幅応答を示す反対称ＦＩＲフィルター３１
を用いることによって、ヒルベルト変換器３１への近似
が実現可能になる。同相信号については、ＦＩＲフィル
ター３１によって直角　相信号にもたらされた時間遅れ
を、遅延線３３で補償する。

ここで、第５図を参照すると、Ｉ−Ｑ信号分解合出力の
低周波成分を、それぞれ、低域フィルター４５及び４７
に通すことが含まれる０式（２）で得られる信号に２ｃ
ｏｓ（Ωｏｋ）及び−２ｓｉｎ（Ωｏｋ）をかけ、低域
フィルタリングによって、倍周波頂（Ｄｏｗｂｌｅ　ｆ
ｒｅｓｑｕｅｎｃｙ　ｔｅｒｓ＋ｓ）が除去されると＼
低１　［ｋｌ　＝　Ａ　［ｋｌｃｏｓ　（ΔΩに＋φ（
ｋ；ａ）＋φ１）；に−０，１，２、・・・となる。

式（３）は、所望のＩ−Ｑ信号を表わしている。

第５図に示すＩ−Ｑミクシング法のデジタル方式による
実施には、維持可能な直角位相と振幅の精密なバランス
に関して、対応するアナログ方式による実施に比べ、か
なりの利点がある。直角位相信号の精密なバランスは、
この方法にとって重要な要件である。

ここで、さらに第６図を参照すると、Ｉ−Ｑ信号の分解
には、ヒルベルト変換器５１、遅延線４９、及び、４つ
のミクサー５３．５５．５７、及び、５９が関係してい
る。この構成は、直角位相をなす２つの単側波帯ミクサ
ーに近似している。第５図に示す方法に対するこの方法
の利点は、倍周波頂が単側波帯ミクサーによって相殺さ
れるため、低域フィルター４５及び４７が不必要となり
除去されることにある。

上述の３つの技法は、全て、Ｉ　（ｋ）とＱ　（ｋ）の
サンプルを係数４あるいはもっと大きな数で間引きをお
こない、Ｉ　（ｋｌとＱ　（ｋｌの有効な処理を可能に
するものである。第５図に示す低域フィルターの利点は
、デジタイザ１９によって生じるＡＤＣ量子化ノイズの
低減である。

！　〔ｋ〕とＱ　（ｋ）が得られると、振幅と位相関数
が計算され、それぞれ、ライン２４及び２６に出力され
る。振幅関数は、 Ａ［ｋｌ−５ＱＲＴ［Ｉ”［ｋｌ　＋Ｑ’［ｋｌｌｋ＝
０．１．２８、・・・、Ｋ（４） で示され、位相関数は、 θ［ｋｌ　−ＡＲＣＴＡＮ　（Ｑ［ｋｌ／Ｉ［１ｔｌ）
ｋ−０，１，２、・・・、Ｋ（５） で示される。

サンプリング速度が２８００ｋｓｐｓ　（ｋサンプル毎
秒）の場合には、ｋ−１４００になる。

式（５）によって得られる位相サンプルを微分器に通す
と、周波数の対時間関数のサンプルが得られる。微分器
２５は、振幅応答が線形で、テスト信号の周波数範囲に
わたって９０°の移相を生じる、反対称ＦＩＲデジタル
フィルターが望ましい、ヒルベルト変換器３１のように
、微分器２５は、デジタルハードウェアによって容易か
つ正確に実現される周知のデジタルフィルターである。

ここで、さらに第７図及び第８図を参照すると、デジタ
ル移動無線機に関してヨーロッパで提案された変調方式
〇ＭＳＫ、３変調において典型的な１周波数偏移関数が
示されている。第７図のＣｆ−ｒｃ）Ｔゎは、ビット伝
送速度ｆｂ＝１／Ｔ、によって正規化された信号搬送波
（ＩＦ）周波数ｆ。

からの周波数偏移である。ここで、Ｔ、はビット間隔で
ある。第７図において、周波数偏移が３６ビツトについ
て示されている。あるビット間隔における周波数偏移の
正の値は、２進状態の一方を表わし、負の値は、２進状
態のもう一方を表わしている。第７図に示す周波数関数
は、ビットシーケンス または、このシーケンスの補数を表わしている。

第７図から分るように、周波数偏移は、第８図に示すよ
うに、Ｔｈのほぼ倍数においてゼロを通過する。第７図
及び第８図から分るように、ビットパターンが既知の場
合、Ｔｂの倍数からのゼロクロッシングエラーは、予測
可能である０例えば、ビット１０にビット１１が後続す
る場合、ビットｌＯとビット１１の間のゼロクロッシン
グは、エラーが一〇、０１４２Ｔｂになる。ビット００
とビット１０の間のゼロクロッシングにおけるエラーは
、０．０１４２Ｔｂであり、ビット１１とビット００の
間のゼロクロシッグにおけるエラーは、はぼ、ゼロにな
る等々である。

微分器２５の出力は、第７図に示すような連続した時間
関数ではなく、周波数関数の実際のサンプル（値）であ
る０例えば、ビット伝送速度が２７０ｋｓｐｓ　（１０
００ビット毎秒）で、サンプリング速度がもう１度第３
図を参照すると、微分器２５の後で、ＩＦ周波数を周波
数関数から引くことによって（ブロック２７）、第７図
に示すような周波数偏移関数が生じる０次のステップ（
ブロック２９）では、ビットシーケンス（６）で示すよ
うな、受信データシーケンスが検出されるゼロクロッシ
ングの検出を行なう０周波数偏移の離散時間サンプルが
利用できるので、補間アルゴリズムを用いてゼロクロッ
シングが検出される。検出データシーケンスにより補正
を加えることによって（ブロック３１）、Ｔ１の倍数か
らのゼロクロッシングの差が補償されることになる。こ
れら補償されたゼロクロッシングによって、送信器（不
図示）のデータクロックに同期したデータクロックを設
定するのに用いられるデータが得られる。

ブロック３３において、送信器データクロックの周期及
び位相の極めて正確な推定を行なうことにより、測定さ
れる位相エラーのエラーを最小限にとどめるようにしな
ければならない０例えば、データクロックの位相に１パ
ーセントのエラーがあれば、位相測定のエラーは０．９
度にもなり、これを許容することはできない、測定した
ゼロクロッシングの補償が行なわれたとしても、データ
クロックの推定が最適でない限りは、測定ノイズによっ
て、信鯨のおけないデータクロックが生じる可能性があ
る。送信器データクロックは、ｔｋ　＝ｋＴ＋ｂ、に−
０，１，２、・・・　　（７）で表わすことができる。

ここで、Ｔは、送信器のデータクロック周期、ｂは、未
知のデータクロック位相である。仮定−’Ｆ’ｐｒｉ・
・ｉ）のクロ・り周期〒は、Ｔの特定の公差内にあるこ
とが知られている。

目的は、測定したゼロクロッシングからＴ及びｂの推定
値Ｔ及びｂを得ることである。

Ｓ＋　　（但しｉ＝１．２、・・・　Ｎ）が、周波数偏
移関数の測定されかつ補償されたゼロクロッシングであ
ると仮定する。Ｔの倍数だけ間隔をあけたゼロクロッシ
ングＳ＋の推定値は、 と書くことができるが、ここで に＋−ＩＮＴ（（Ｓムーω、）／’ｒ＋０．５］　　（
９）であり、ω、は信号バーストの中心に近いゼロクロ
ッシングといった、時間基準である。Ｔ及びｂ・・・、
Ｎ）との間の平均二乗誤差が、最小にされる。

結果得られる推定値は、 及び へ となる。

送信器のデータクロックと同期化される受信器のデータ
クロックは、 ｔｋ　−ｋＴ＋ｂ　；　ｋ−０，１，２、・・・　　（
１３）で表わされる。

クロック周期Ｔが、既知の仮定によるものであり、必要
な測定にとって十分な精度を備えている場合、あるいは
、その測定にＴの不正確さに起因すると考えられる位相
エラーの測定を含める必要よって示されるように、デー
タクロックの位相についてのみ推定が行なわれる。

次のステップ（ブロック３５）では、ビットパターンを
同期させることによって、位相及び振幅エラーが求めら
れ、表示される信号バーストの活動時間間隔が設定され
る。プリアンプルまたはミツドアンプルといった同期パ
ターンが、利用可能なとき、すなわちそれらが送信信号
のバーストに含まれている場合には、式（４）に示すと
ころに従って＾（ｋ）から求められるス＜トのエンベロ
ープの前縁と後縁を用いることによって、プリアンプル
またはミツドアンプルの存在し得る範囲が設定される。

検出したビットパターンと既知の同期パターンとの離散
時間相互相関を行なうことによって、２つのパターンが
整列され、活動間隔が設定される。同期パターンが存在
しなければ、テストの活動間隔は、バーストのエンベロ
ープの前縁と後縁との間に中心を置く。

クロック位相及び周期、データシーケンス、及び、関係
する時間間隔を知ることによって、理想の振幅及び位相
変調関数Ａ（ｋ）及びφ（ｋ；ａ）を数学的に計算する
のに必要な情報が得られる。

こうして計算された関数は、次に、ブロック３８におい
て、振幅及び位相の対応する測定値と比較され、振幅及
び位相のエラーに関する測定値が得られる。

例えば、ここで、連続位相被変調信号（ＣＰＭ）の位相
関数の合成（ブロック３７）について、考察する。

ＣＰＭの位相関数は、 ｏＯ と書くことができるのが、ここで ａｉ−±１１±３、・・・、±（２Ｍ−１）とした場合
、 且−（・・・、ａ−ｔ、ａｏ　、ａｌ　、８重、・・・
）がデータシーケンスである。２進変調の場合、Ｍ＝１
及びａゑ−±１になる。

ｈｉは、一般に、時間の巡回（ｃｙｃｌ　ｉｃ）関数と
いった変調指数である。最小シフトキー（ＭＳＫ）やガ
ウス最小シフトキー（ＧＭＳＫ）といった多くの共通し
た変調の場合、ｈ−′／２（定数）である。

ｑ（ｔ）は、 ｑ（ｔ）＝０．１＜０ 一％、ｔ　＜　Ｌ　Ｔ　ｈ　　　　　　　　０５）の特
性を備えた位相パルス形関数であり、ここで、Ｌは、正
の整数である。変調のタイプは、ｑ（ｔ）によって決ま
る。ＭＳＫ％Ｌ−１及びＧＭＳＫ。

３、Ｌ−５に関する位相パルス応答曲線が、それぞれ、
第９ａ図及び第９ｂ図に作図されている。

理想の位相間数φ〔ｋ；互〕の合成後、測定位相関数 ｅ　（ｋｌ　−ＡＱｋ＋＄　　（ｋ　；　ａ）＋φ、　
　（＋６）からそれを引くと、 θφ（ｋ）−θ（ｋ）−φ（ｋ；ａ） −ΔΩに＋φ［ｋｉ工〕−φ［ｋ　、工〕＋φ、０７）
で示される位相差が得られる０位相エラーは、へ（ｋ）
−φ［ｋ；工］−一［ｋ：工〕０８）として、すなわち
、受信位相関数と合成による理想の位相関数の差と定義
されるので、位相差は、θφ（ｋ）−ΔΩに＋　　Ｃφ
（ｋ）＋φｌ　側に−１，２、・・・、Ｋ となる、ここで、 ΔΩは、周波数エラー、φ１は、未知のオフセット位相
である。

位相差θφ（ｋ）は、勾配がΔΩの線形項ΔΩｋ及び定
数項も、を備えており、式０９）で得られるに値を線形
回帰曲線 θφ〔ｋ〕＝ΔΩに＋φ、　　　　　　　　（２（ｌｌ
にあてはめることによって推定することができる。

（φ−−φ目　） 該方法の所望の出力である。

ここで、さらに第１Ｏ図、第１１図、第１２図、第１３
図、及び、第１４図を参照すると、上述の方法によって
求められた位相エラー及びその他の情報が作図されてい
る。第１０図には、ビット毎に測定した位相差が、時間
に対して、曲線１０３として作図されている０曲線１０
３は、信号バーストの各データビット毎に、理想の位相
関数と送信位相関数の位相差を示したものである６曲線
１０１は、データバーストのデータビット番号数に対し
て作図された位相差の線形回帰である。線形回帰曲線１
０１の勾配は、送信信号の周波数エラーを表わしている
。

第１１図の場合、曲・線１１１は、信号バーストのデー
タビットに関する瞬時位相エラーの対時間（ビット番号
）プロットであり、理想の信号と比較した場合における
、送信信号の瞬時位相エラーを表わしている。第１２図
、第１３図、及び、第１４図は、信号バーストに関する
測定信号の振幅の対ビツト番号プロットである０曲線１
２１は、信号バーストの振幅である０曲線１２３及び１
２５は、振幅について許容される上限と下限である０曲
線１２７は、送信信号の振幅に関する立上り時間の拡大
プロットであり、曲線１２９は、送信信号の振幅に関す
る立下り時間の拡大プロットである。

［発明の効果］ 前述の説叫から明らかなように、本発明の実施により、
入力被変調ＲＦ信号は中間周波数信号に変換される。中
間周波信号はデジタル化され、その位相と振幅が求めさ
れる０位相の微分として周波数が求められ、中間周波数
を差し引いて周波数偏移関数が求められる。

周波数偏移関数のゼロクロッシングが求められて、デー
タシーケンスによって補償される。そして、補償された
ゼロクロッシングから理想的位相関数（位相軌道）が得
られる。理想的位相関数とテスト（被測定）位相の差と
、して位相エラーが求められる。

デジタル化した後は全て数学的な計算によって各関数が
求められるので、位相ノイズや周波数エラー、振幅エラ
ーが正しく求められる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例による送信信号の位相エラ
ーを測定する方法のフローチャートである。 第２図は、第１図の方法を実行するための装置の一実施
例の概念的ブロック図である。 第３図は、本発明の一実施例の位相エラーと振幅を測定
する方法のフローチャートである。 第４図、第５図及び第６図はＩＦ信号を同相及び直角相
信号に変換するための３つの技術のそれぞれの機能ブロ
ック図である。 第７図は、ＧＭＳＫ、３被変調信号に対する典型的な周
波数偏移関数を説明するための周波数プロット図である
。 第８図は、第７図に示された周波数偏移プロットの検出
されたゼロクロッシングにおけるエラーを示すプロット
図である。 第９ａ図は、最小シフトキー変調に対する位相パルス応
答を示すプロット図である。 第９ｂ図はガウス最小シフトキー変調に対する位相パル
ス応答を示すプロット図である。 第１０図は瞬時位相差と線形回帰曲線を示すプロット図
である。 第１１図はビット番号に対する瞬時測定位相エラーを示
すプロット図である。 第１２図は測定パルス振幅を示すプロット図である。 第１３図は、第１２図に示すパルスの立ち上り時間を拡
大して示すプロット図である。 第１４図は、第１２図に示すパルスの立ち上り時間を拡
大して示すプロット図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 後記（イ）乃至（ル）のステップから成る送信機より出
   力された被変調ＲＦ信号の位相エラーを決定するための
   方法。 （イ）前記被変調ＲＦ信号を同相成分信号と直角相成分
   信号に変換するステップ。 （ロ）前記同相成分信号と前記直角相成分信号を用いて
   、前記被変調ＲＦ信号に対応する位相関数と振幅関数を
   計算するステップ。 （ハ）前記被変調ＲＦ信号の周波数関数を与えるために
   前記位相関数を微分するステップ。 （ニ）前記被変調ＲＦ信号の周波数偏移関数を与えるた
   めに前記周波数関数から前記被変調ＲＦ信号の周波数を
   減算するステップ。 （ホ）前記周波数偏移関数のゼロクロッシングを検出す
   るステップ。 （ヘ）前記検出されたゼロクロッシングから、前記被変
   調ＲＦ信号のデータシーケンスを表わすデータシーケン
   スを検出するステップ。 （ト）前記検出されたゼロクロシッングに応答して、デ
   ータビット間隔の整数倍と比較して前記検出されたゼロ
   クロッシングのエラーを補正するため前記検出されたゼ
   ロクロッシングを補償するステップ。 （チ）前記補償されたゼロクロッシングから前記送信機
   のデータクロック信号の位相と周期を推定するステップ
   。 （リ）活動測定間隔を確立するため、前記検出されたデ
   ータシーケンスを前記推定された送信機のデータクロッ
   ク信号と同期させるステップ。 （ヌ）前記被変調ＲＦ信号に対する前記位相関数の理論
   的理想位相関数を計算するステップ。 （ル）前記被変調ＲＦ信号の位相差関数を決定するため
   に、前記理論的理想位相関数と前記位相関数を比較する
   ステップ。 ２、前記被変調ＲＦ信号の周波数エラーを決定するため
   に、前記位相差関数の線形回帰をおこなうステップを追
   加して成る請求項１記載の位相エラーを決定するための
   方法。 ３、後記（イ）乃至（ヘ）のステップより成り、送信機
   より発生されたデータを表わすデータビットシーケンス
   を含む被変調ＲＦ信号の位相エラーを決定するための方
   法。 （イ）前記被変調ＲＦ信号を同相成分信号と直角相成分
   信号に変換するステップ。 （ロ）前記同相成分信号と前記直角相成分信号を用いて
   、前記被変調ＲＦ信号に対応する位相関数と振幅関数を
   計算するステップ。 （ハ）前記データビットシーケンスを既知ビットシーケ
   ンスに同期させ送信機データクロック信号とデータビッ
   トシーケンス間隔信号を与えるステップ。 （ニ）前記データビットシーケンスを検出するステップ
   。 （ホ）前記データビットシーケンス間隔信号、前記送信
   機データクロック信号及び前記データビットシーケンス
   を用いて前記被変調ＲＦ信号に対応する理論的理想位相
   関数を計算するステップ。 （ヘ）前記被変調ＲＦ信号の位相差関数を決定するため
   、前記位相関数と前記理論的理想位相関数を比較するス
   テップ。 ４、前記被変調ＲＦ信号の周波数エラーを決定するため
   に、前記位相差関数の線形回帰をおこなうステップを追
   加して成る請求項３記載の位相エラーを決定するための
   方法。 ５、後記（イ）乃至（ハ）を備えた、送信機が発生する
   被変調ＲＦ信号の位相エラーを決定するための装置。 （イ）前記被変調ＲＦ信号を受信するための受信手段。 （ロ）前記被変調ＲＦ信号をデジタル信号に変換するた
   め、前記受信手段に結合されたデジタイザ手段。 （ハ）デジタル信号処理手段。該デジタル信号処理手段
   は、位相関数信号、送信機データクロック信号、データ
   間隔信号及びデータビットシーケンスを与えるために前
   記デジタル信号を処理する。 また、該デジタル信号処理手段は、前記送信機データク
   ロック信号、前記データ間隔信号及び前記データビット
   シーケンスを用いて前記被変調ＲＦ信号に対応する理想
   位相関数信号を計算合成する。 さらに該デジタル信号処理手段は、前記位相関数信号と
   前記理想位相関数信号との比較をおこない、前記位相関
   数信号と前記理想位相関数信号間の位相差を表わす位相
   差信号を与える。