FI106748B - Menetelmä ja laite yhdenmukaisella vaiheella moduloidun signaalin vaihetarkkuuden ja amplitudiprofiilin mittaamiseksi - Google Patents

Description

1 106748

Menetelmä ja laite yhdenmukaisella vaiheella moduloidun signaalin vaihetarkkuuden ja amplitudiprofiilin mittaamiseksi 5 Esillä oleva keksintö liittyy yleisesti digitaali siin radioihin ja tarkeinmin yhdenmukaisella vaiheella moduloidun signaalin vaihe- ja amplitudivirheiden mittaamiseen .

Tällä hetkellä lukuisat valmistajat valmistavat ja 10 markkinoivat viestinnässä käytettäväksi tarkoitettuja radioita, kuten solukkoradiot ja vastaavat. Tyypillisesti kullakin valmistajalla on omat spesifikaationsa tuotteelleen. Perinteisesti näiden spesifikaatioiden tarkkuutta on mitattu käyttämällä erillisiä, mahdollisesti epäsuoria me-15 netelmiä. Lähetetyn signaalin vaihetarkkuus, esimerkiksi, määritellään tyypillisesti epäsuorasti mittaamalla haja-signaalit, vaihekohina, modulaatioindeksi, taajuuden aset-tumisnopeus, kantoaaltotaajuus ja datakellotaajuus. Edelleen, amplitudimittaukset aiheuttavat erityisiä ongelmia, 20 koska amplitudi vastaan aika -profiili täytyy tahdistaa tyypillisesti ulkoisia laitteita käyttävään dataan.

On ehdotettu, että standardoitu digitaalinen mat-karadiopuhelinjärjestelmä toteutettaisiin koko Euroopassa.

• < · • <i(! Tällainen radiojärjestelmä edellyttäisi, että kaikki kom- ·; 25 ponentit, esimerkiksi lähettimet ja vastaanottimet, vai-

«ICC

;“'<c mistettaisiin yhteisellä menetelmällä mitattavien stan- ·»· .···. dardimääritysten mukaan. Ryhmä, joka tunnetaan nimellä • · · .···. Group Speciale Mobile (GSM) on ehdottanut erästä mittaus- • · I” tekniikkaa lähetetyn signaalin modulointiprosessin tark- • · · * 30 kuuden mittaamiseksi. Ehdotetussa mittaustekniikassa suo ritetaan lähetetyn vaihetrajektorian näytteistetty mit- • · ’···* taus. Tätä mittausta verrataan matemaattisesti laskettuun

«M

*...· ideaaliseen vaihetrajektoriaan vaihe-eron määrittämiseksi ;‘.ti lähetetyn signaalin ja ideaalisen signaalin välillä. Täi- • · 35 lä tavoin määritetyn vaihe-eron regressiosuora antaa • t » • · · • · · • « • · • · « • · · • · 2 106748 viitteen taajuusvirheestä ja regressiosuora vähennetään vaihe-erosta vaihevirheen saamiseksi. Standardimenetelmän, kuten tämä, hyväksikäyttö yksinkertaistaisi radioitten testausta ja valmistusta. Yksittäisen valmistajan tarvit-5 sisi tällöin ainoastaan vakuuttaa, että toteuttaa standardoidut yleiset vaihevirhespesifikaatiot eikä useita toisiinsa liittyviä spesifikaatioita.

Esillä oleva keksintö antaa menetelmän ja laitteen lähetetyn signaalin ideaalisen vaihetrajektorian laskemi-10 seksi, käytettäväksi edellä kuvatussa GSM-standardivaihe-virhemittausmentelmässä. Tämä tarkoitus saavutetaan keksinnön mukaisella menetelmällä, jossa muunnetaan moduloitu RF-signaali vaihesignaali- ja kvadratuurivaihesignaa-likomponenteikseen; 15 lasketaan moduloitua RF-signaalia vastaava vaihe- funktio ja amplitudifunktio käyttämällä vaihesignaali- ja kvadratuurivaihesignaalikomponentteja, menetelmän käsittäessä lisäksi tunnusomaiset vaiheet, joissa synkronoidaan databittisekvenssi tunnetun bit-20 tisekvenssin kanssa lähettimen datakellosignaalin ja databittisekvenssi aikavälisignaalin tuottamiseksi, mainitun databittisekvenssin edustaessa moduloituun RF-signaaliin ·". sisältyvää bittisekvenssiä; • · · ilmaistaan mainittu databittisekvenssi; < 25 lasketaan teoreettinen ideaalinen vaihefunktio • « käyttäen databittisekvenssi aikavälisignaalia, lähettimen « · datakellosignaalia ja databittisekvenssiä, teoreettisen • · *···* ideaalisen vaihefunktion vastatessa mainittua moduloitua • · · ·.· * RF-signaalia; ja 30 verrataan teoreettista ideaalista vaihefunktiota • · · : : vaihefunktioon moduloidun RF-signaalin vaihe-erofunktion • · · ·’**; määräämiseksi.

• · · . Lähetetyn signaalin vaihetrajektoria ja amplitudi- • φ « '· * profiili lasketaan suodatetuista IF-signaalinäytteistä.

35 Hilbert-muunninta käytetään luomaan kaksi komponenttisig- « · » ♦ ♦ 106748 naalia, jotka ovat vaihekvadratuurissa (90° -vaihesiir-rossa) toisiinsa nähden. Signaalivaihetrajektoria saadaan laskemalla kvadratuurisignaalien arcustangentti ja amplitudi lasketaan kvadratuurisignaalien neliöitten summan 5 neliöjuurena.

Signaalivaihetrajektoriaa käytetään sitten ilmaisemaan dataa ja määrittämään datakellotaajuus. Datan ilmaisu voitaisiin suorittaa käyttämällä Viterbi-dekooderia tai, suuren signaali-kohina -suhteen (SNR) ja alhaisen 10 symbolien välisen interferenssi (ISI) -signaalin tapauksessa, derivoimalla vaihetrajektoria. Vaihetrajektorian derivointi antaa signaalin hetkellisen taajuuden, josta kantotaajuus voidaan vähentää signaalin taajuuspoikkeaman saamiseksi. Ajanhetkiä, jolloin taajuuspoikkeama kulkee 15 nollan kautta käytetään sitten pienimmän neliösumman al goritmissä estimoimaan datakellovaihetta. Datakellon tarkka estimointi on kriittinen mitattaessa vaihevirhei-tä.

Taajuuspoikkeamafunktion nollan ylityksiä käyte-20 tään myös ilmaisemaan dataa. Datan tahdistus suoritetaan käyttämällä korrelaatiokaavioita ilmaistun datan ja data-sekvensin tunnetun osan, kuten johdanto, välillä. Tahdis-tusinformaatiota käytetään sitten etsittäessä mittaus- • · » toimenpiteessä kiinnostavaa aikaväliä. Tahdistusinfor- • · 1 · ,···. 25 maatiota käytetään myös tahdistamaan amplitudi vastaan « · *··'' aika -profiili datakellon kanssa.

• · IV. Datakellovaihetta, ilmaistua datasekvenssiä ja • ♦ kiinnostavaa aikaväliä käyttäen digitaalinen signaalisyn- • · · *·1 1 tesoija generoi matemaattisesti ideaalisen, lähetettyä 30 signaalia vastaavan vaihetrajektorian. Näin generoitu • · · - ·...· ideaalinen vaihetrajektoria vähennetään aikaisemmin mitä- tusta lähetetyn signaalin vaihetrajektoriasta, jolloin - ; saadaan signaalivaihe-ero vastaan aika -mittaus. Vaihe- • · · ' \ ero vastaan aika -mittaukselle suoritettu lineaarinen • · • · • · · • · · « · · • · · • · 4 106748 regressioanalyysi antaa estimaatin taajuusvirheestä ja hetkellisestä vaihevirheestä.

Keksinnön kohteena on myös laite vaihevirheen määrittämiseksi lähettimen synnyttämässä moduloidussa RF-5 signaalissa, joka käsittää vastaanotinvälineet moduloidun RF-signaalin vastaanottamiseksi; digitointivälineet kytkettyinä vastaanotinvälineisiin moduloidun RF-signaalin muuntamiseksi digitaaliseksi signaaliksi, jolloin laitteelle on tunnusomaista se, että laite käsittää lisäksi 10 digitaaliset signaalinprosessointivälineet, jotka on sovitettu prosessoimaan mainittua digitaalista signaalia moduloidun RF-signaalin vaihefunktiosignaalin tuottamiseksi ja databittisekvenssin synkronoimiseksi tunnetun bittisekvenssin kanssa lähettimen datakellosignaalin ja 15 data-aikavälisignaalin tuottamiseksi, databittisekvenssin edustaessa moduloituun RF-signaaliin sisältyvää bittisek-venssiä, digitaalisten signaalinprosessointivälineiden hyödyntäessä lähettimen datakellosignaalia, data-aikavä-lisignaalia ja databittisekvenssiä moduloitua RF-signaa-20 lia vastaavan ideaalisen vaihefunktion laskemiseen ja muodostamiseen digitaalisten signaalinkäsittelyvälineiden vertaillessa vaihefunktiosignaalia ideaalin vaihefunk-tiosignaalin kanssa vaihe-erosignaalin tuottamiseksi, • j- joka vaihe-erosignaali edustaa vaihe-eroa vaihefunk- .···. 25 tiosignaalin ja ideaalisen vaihefunktiosignaalin välil- .···. lä.

• · YY. Kuvio 1 on vuokaavio, joka havainnollistaa ensim- • « • ♦ *** mäistä toteutusta menetelmästä lähetetyn signaalin vaihe- • · · ’·* * virheen mittaamiseksi esillä olevan keksinnön periaattei- 30 den mukaisesti; • · ·

Kuvio 2 on käsitteellinen lohkokaavio laitteesta • · · *...i lähetetyn signaalin vaihevirheen mittaamiseksi esillä .·. : olevan keksinnön periaatteiden mukaisesti; • · · • · • · « • · • · · • · • · • · · « · · • · 5 106748

Kuvio 3 on vuokaavio menetelmästä vastaanotetun amplitudin ja lähetetyn signaalin vaihevirheen mittaamiseksi esillä olevan keksinnön periaatteiden mukaisesti;

Kuviot 4, 5 ja 6 ovat toiminnallisia lohkokaavioi-5 ta, jotka havainnollistavat kolmea eri tekniikkaa IF-sig-naalin muuntamiseksi vaihesignaaliksi ja kvadratuurivai-hesignaaliksi;

Kuvio 7 on taajuuskäyrä, joka esittää tyypillistä GMSK.3 -moduloidun signaalin taajuuspoikkeamaa; 10 Kuvio 8 on käyrä, joka esittää virhettä kuviossa 7 esitetyn taajuuspoikkeamakäyrän nollan ylityksissä;

Kuvio 9a on käyrä, joka esittää minivaihtoavainnusmodu-laation modulaation vaihepulssivastetta;

Kuvio 9b on käyrä, joka esittää Gaussin minivaih-15 toavainnusmodulaation vaihepulssivastetta;

Kuvio 10 on käyrä, joka esittää hetkellistä vaihe-eroa ja lineaarista regressiokäyrää;

Kuvio 11 on käyrä, joka esittää hetkellistä mitattua vaihevirhettä vastaan bittiluku; 20 Kuvio 12 on mitattua pulssiamplitudia esittävä käyrä;

Kuvio 13 on käyrä, joka esittää suurennettuna ku-··. viossa 12 esitetyn pulssin nousuajan; ja

Kuvio 14 on käyrä, joka esittää suurennettuna ku- 25 viossa 12 esitetyn pulssin laskuajan.

’·“* Tarkastellaan kuviota 1, jossa on esitetty vuokaa- *···* vio, joka havainnollistaa ensimmäistä ensisijaista toteu- • · · tusta menetelmästä yhdenmukaisella vaiheella moduloidun • · · V * RF-signaalin vaihevirheen mittaamiseksi. Lähettimen syn- 30 nyttämä moduloitu RF-signaali vastaanotetaan ja muunnetaan ;***; digitaaliseen muotoon digitointipiirissä 1. Sitten digi- • · · .***; toitu signaali konvertoidaan eli muunnetaan vaiheiseksi ja ·»» / . kvadratuurivaiheiseksi signaalikomponenteikseen muunnos- '· *· piirissä (kuten kuvioissa 4, 5 ja 6 esitetty) ja lähetetyn ** * 35 signaalin amplitudi- ja vaihefunktiot lasketaan • · # · » • · • · • · · « · · 6 106748 laskimella 3 komponenttisignaaleista. Käyttämällä tunnettua tahdistussignaalia 9, joka voi muodostua tunnetusta databittisekvenssistä, johdannosta tai keskiosasta esimerkiksi, lähetettyä dataa edustava bittisekvenssi tah-5 distetaan, lohko 4, vaihe- ja amplitudifunktioista lähe-tindatakellon ja testidata-aikavälin saamiseksi. Data-ilmaisin 5 ilmaisee databittisekvenssin ja antaa kolme signaalia, lähetindatakellon, testidata-aikavälin ja databittisekvenssin syntesoijalohkoon lähetettyä signaalia 10 vastaavan ideaalisen vaihefunktion syntesoimiseksi eli matemaattisesti laskemiseksi. Datailmaisin 5 voidaan toteuttaa Viterbi-algoritmia käyttävällä suurimman todennäköisyyden sekvenssin estimaattorilla. Mitattu vaihefunktio (t.s. lähetetty signaalivaihe) vähennetään näin lohkossa 7 15 syntesoidusta ideaalisesta vaihefunktiosta vaihe-eron saamiseksi. Vaihe-eron lineaarinen regressio lohkossa 8 antaa sitten taajuusvirheen, regressiosuoran 101 kaltevuuden ja vaihevirheen, käyrä 102 (kuvio 10).

Tarkastellaan nyt kuviota 2 jossa on esitetty kä-20 sitteellinen lohkokaavio laitteesta yhdenmukaisella vai heella moduloidun RF-signaalin vaihevirheen ja vaiheamp-litudin mittaamiseksi. Moduloitu RF-signaali vas-...^ taanotetaan vastaanottimessa 20 ja kytketään alaskonver- '1! siosekoitta j apiiriin 11, joka vastaanottaa paikallis- • · · 25 oskillaattorin 13 synnyttämän paikallisoskillaattorisig- *···2 naalin linjalla 12 ja testisignaalin linjalla 15 ja antaa • · välitaajuus- (IF) signaalin, jolla on oleellisesti ai- • · · ·...· haisempi taajuus kuin testisignaalilla, esillä olevassa ··· ί toteutuksessa IF-taajuus on kernaasti 700 kHz. IF-sig- 30 naali suodatetaan analogisessa vastavaletoistosuodat- .3· timessa 17 paikallisoskillaattorisignaalin ja RF-sig-

• M

.···. naalin läpikuulumisen ja hajasignaalien poistamiseksi.

< Suodatettu IF-signaali kytketään sitten digitoijaan 19 • · · 2 "· analogisen IF-signaalin muuntamiseksi aikadiskreetiksi 35 datasekvenssiksi suurella näytteistystaajuudella, ker- • · 3 » » » • · 1 • · « « • · · • · · • ♦ , 106748 naasti 2.8 miljoonaa näytettä per sekunti (Msps). Tähän tarkoitukseen voidaan käyttää Hewlett-Packard Companyn - valmistamaa HP70700A -digitoijaa tai digitoija 19 voidaan toteuttaa suurella nopeudella tapahtuvalla ADC-näytteis-5 tyksellä, kuten kuvioissa 4, 5 ja 6 esitetty. Muunnoksen jälkeen taajuudeltaan noin 700 kHz olevaksi IF-signaalik-si, testisignaali voidaan ilmaista.

Υ(ΐ) = Ä(t)cos[(oj0+Oc*j)t + 0 (t;a) + 0J (i) missä: A(t) on vastaanotettu signaaliamplitudi; u/0 = 2π (700kHz) nimellinen IF-signaalitaajuus; 15 όω on taajuuden epätarkkuus 0(t;a) on vastaan otetun signaalin vaihemodulaa-tiofunktio; ja 0O on tuntematon vaiheen siirtymä.

Tällaisenaan ainoastaan <3(t;a) on datasekvenssin a funk-20 tio; kuitenkin yleisesti A(t) voi myös olla a:n funktio.

Lähetetty RF-signaali tai RF-lähetetystä signaalista alaskonvertoitu, yhtälön (1) määrittelemä IF-signaali vastaanotetaan tyypillisesti pursteina, joiden toimintajakso on 0,125 ja ovat kestoltaan noin 0,5 *«*· ,··. 25 millisekuntia (ms) .

• · A (t) ja 0(t;a) ovat vastaavasti vastaanotetun sig- • · "I naalin (t.s. lähetetyn signaalin) amplitudimodulaatio ja *··; vaihemodulaatio, jotka poikkeavat lähetetyn signaalin • · · *·* * ideaalisesta modulaatiosta. Esillä oleva menetelmä mää- 30 rittää eron signaalifunktioiden A(t) ja <3(t;a) vas- ··· ·...· taanotettujen arvojen ja näiden funktioiden ideaalisten • · · arvojen välillä.

.·. : Digitoija 19 muuntaa yhtälön (1) määrittelemän • * · IF-signaalin diskreettien aikanäytteiden sekvenssiksi.

» » . 35 Jos näytteistyskohdat ovat t=kTs, k=0, 1, 2, ... , missä • · · I I » « · « · · • · 8 106748

Ts on näytteiden välinen ajanjakso ja määrittelemme Ω0= DTS ja όΩ=ΰ Ts, niin näytesekvenssi voidaan kirjoittaa y [k] =A[k] cos [ (Ω0+ΰΩ) k+0 (k;a) +80] (2) 5 k=0, 1,2,...

Yhtälön (2) kvantisoidut arvot muodostavat esillä olevan keksinnön toteutusta varten digitaaliseen signaaliprosessoriin 21 kytkettyjen binäärilukujen sekvenssin.

10 Digitaalisen signaaliprosessorin 21 lähdöt, vaihe- virhe, taajuusvirhe ja amplitudiprofiili kytketään eri laisiin näyttövälineisiin kuten katodisädeputki (CRT) 22 ja kirjoitin 18. Näyttövälineet sisältävät tarvittavat piirit digitaalisen signaaliprosessorin 21 antaman infor-15 maation näytön muodostamiseksi. Tyypillisesti vaihe-, taajuus ja amplitudi-informaatio piirretään aikaa vasten käyttäen aikaväliä, jonka määrää lähetettyyn sig-naalipurskeeseen sisältyvien bittien lukumäärä. Kuviot 10 ja 11 ovat esimerkkejä vaihe-ero- ja taajuusvirhe- ja 20 vaihevirhekäyristä kuvioiden 12, 13 ja 14 ollessa lähetetyn signaalin amplitudiprofiilikäyriä.

Kuvio 3 on vuokaavio, joka havainnollistaa toista ··1. ensisijaista toteutusta esillä olevan keksinnön mukaises- • · · ta menetelmästä vastaanotetun RF-signaaliamplitudin A [k] *1!^ 25 sekä vastaanotetun RF-signaalin mitatun vaihemodulaation • · 0(k;a) ja ideaalisen vaihemodulaation o(k;a) välisen eron • · *·· määrittämiseksi. Modulaatiofunktiot on diskretoitu kor- ·2· • ♦ *·♦·1 vaarnalla "t" suureella kT„, k=0, 1, 2, .... AA .

··· • · · *.2 1 Ensimmäisenä askeleena vuokaaviossa on viedä digi- 30 taaliset IF-näytteet digitaalisen alipäästösuodattimen 23 ··· läpi. Digitaalinen alipäästösuodatin 23 on kernaasti ·3: äärellisen impulssivasteen (FIR) suodatin, jonka vaihe- ♦ ·· .1 . vaste on lineaarinen suodattimen 23 läpipäästämän sig- • · 1 * 1 naalin vaihemodulaation vääristymisen estämiseksi. Ali- 35 päästösuodattimen 23 tarkoituksena on poistaa 700 kHz:n • · • · « • · · • · · • · · 2 • · · 3 • · 9 106748 IF-signaalin harmoniset taajuudet. Digitaalinen FIR-suo-datin voi suorittaa tämän työn verrattain helposti ja vähemmin kustannuksin kuin muutoin vaadittava analoginen suodatin.

5 Aluksi tapahtuvan alipäästösuodatuksen jälkeen signaali muunnetaan kahdeksi komponenttisignaaliksi jotka ovat vaihekvadratuurissa toisiinsa nähden. Kolmea mahdollista tekniikkaa ehdotetaan mahdollisiksi menetelmiksi kvadratuurisignaalien tuottamiseksi.

10 Tarkastellaan nyt kuviota 4, ensimmäinen menetelmä vaihe- I[k] ja kvadratuurivaihe- Q[k] signaaleiksi muuntamiseksi (I-Q -muunnos) käyttää Hilbert-muuntajaa 31. RF-signaali alasmuunnetaan IF-signaaliksi sekoittamalla pai-kallisoskillaattorisignaalin kanssa sekoittajassa 39. Saa-15 tava IF-signaali kytketään ADC:hen 35 kaistanpäästösuodat-timen 37 kautta. Suodatettu IF-signaali muunnetaan digitaaliseksi suuren näytteistystaajuuden ADC:ssä 35, jota kellottaa näytesignaali linjalle 36. Hilbert-muuntaja 31 sisältää suodattimen, jolla on vakio suuruusvaste ja -90 20 asteen vaihevaste positiivisille taajuuksille ja +90 asteen negatiivisille taajuuksille. Hilbert-muuntajan 31 aproksimaatio voidaan toteuttaa antisymmetrisellä FIR-suo-dattimella 31, jolla on ideaalinen vaihevaste ja amplitu- < * divaste, joka on lähes ideaalinen signaalin taajuusalueel- « < < ;;; 25 la. Viivelinja 33 kompensoi vaihesignaalissa aikaviiveet, « < 1 joita aiheutuu kvadratuurivaihesignaalille FIR-suodatti- • · · • · messa 31.

M·

·...· Tarkastellaan nyt kuviota 5, toinen menetelmä I-Q

* * · ! -signaalihajoitukseen sisältää digitoidun IF-signaalin se- 30 koittamisen kvadratuurisignaaleihin sekoittajissa 41 ja 43 • .***; ja matalataajuisten komponenttien viemisen alipäästö- ··· .···. suodattimien 45 ja 47 läpi. Jos yhtälön (2) signaali ker- • · · rotaan tekijöillä 2cos(Ω0) ja -2sin(Q0) ja kaksinkertaisen • · · *. *5 taajuuden termit poistetaan alipäästösuodatatuksella, niin « 35 alipäästösuodattimien lähdöt ovat • · • · · « · · « · • ♦ • · · • · · • · 10 106748 I [k] =A [k] cos [0flk+f8 (k; a) +<S1] ja (3) Q [k] =A [k] sin [0Qk+0 (k; a) ; k = 0, 1, 2, ...

5 Yhtälöt (3) edustavat toivottuja I-Q -signaaleja.

Kuviossa 5 esitetyn I-Q -sekoitusmenetelmän digitaalisella toteutuksella on merkittävä etu vastaavaan analogiseen toteutukseen nähden siinä, että voidaan ylläpitää tarkka kvadratuurivaihe- amplituditasapaino. Kvadra-10 tuurisignaalien tarkka tasapaino on kriittinen vaatimus tässä menetelmässä.

Tarkastellaan nyt myös kuviota 6, I-Q -signaaliha-joitus sisältää Hilbert-muuntajan 51, viivelinjan 49 käytön ja neljän sekoittajan 53, 55 57 ja 59 käytön. Tämä 15 kytkentä aproksimoi kahta yhden sivukaistan sekoittajaa, jotka ovat vaihekvadratuurissa. Tämän menetelmän etu kuviossa 5 esitettyyn menetelmään nähden on alipäästösuodatti-mien 45 ja 47 poistuminen, joita ei tarvita, koska kaksinkertaisen taajuuden tekijät poistuvat yhden sivukaistan 20 sekoittajissa.

Kaikki kolme yllä kuvattua tekniikkaa sallivat I[k] ja Q[k] -näytteiden desimoinnin tekijällä neljä tai enemmän I[k]:n ja Q[k]:n tehokkaamman prosessoinnin mah- < 4 < dollistamiseksi. Kuviossa 5 esitetyn alipäästösuodatuksen 25 etuna on digitoijan 19 aiheuttaman ADC-kvantisoin- • · tikohinan väheneminen.

• 1 *“1 Sen jälkeen kun I[k] ja Q[k] ovat tuotettu, ampli- • · ’···' tudi- ja vaihefunktiot lasketaan ja viedään lähtönä Iin- • ·· *.· 1 joille 24 ja 26. Amplituditunktio saadaan 30 A[k] =SQRT [12 [k] +Q2 [k] ] ·'·1: k=0, 1, 2, ..., K (4)

»M

« · t « · • 1 · * 1 ja vaihefunktio saadaan • · • · • · · « · · • · · » · · « »i • 1 106748 Θ [k] =arctan{0 [k]/1 [k] } (5)

k= O, 1, 2, . . ., K

K+l on näytteiden lukumäärä purstissa, esimerkik-5 si, jos puretin kesto on 0,5 millisekuntia ja näytteis-tystaajuus on 2800 Ksps, niin K=1400.

Yhtälön (5) antamat vaihe näytteet viedään deri-vaattorin läpi taajuus vastaan aika -funktion näytteiden tuottamiseksi. Derivaattori 25 on kernaasti antisymmetri-10 nen digitaalinen FIR-suodatin, jolla on lineaarinen suu-ruusvaste ja 90° -vaihesiirto testisignaalin taajuusalueella. Kuten Hilbert-muuntaja 31, derivaattori 25 on tunnettu digitaalinen suodatin, joka voidaan helposti ja tarkasti toteuttaa digitaalisella laitteistolla.

15 Tarkastellaan nyt myös kuvioita 7 ja 8, joissa on on esitetty tyypillinen poikkeamafunktio GMSK.3 -modulaatiolle, joka on digitaalisille matkaradioille Euroopassa esitetty modulaatiokaavio. Kuviossa 7 (f-fc)Tc on taajuus-poikkeama signaalin kantoaalto- (IF) taajuudesta fc norma-20 lisoituna bittitaajuudella fb = l/Tb, missä Tb on bittivä- li. Taajuuspoikkeama on esitetty 36 bitille kuviossa 7. Taajuuspoikkeaman positiivinen arvo bittivälillä edustaa ··. yhtä binääristä tilaa ja negatiivinen arvo toista binää- • · ristä tilaa. Kuviossa 7 oleva taajuusfunktio edustaa bit-25 tisekvenssiä * · • · • · · • · · :···' 101111000101110101011000110101000100 (6) • · · • · ft · • · · ♦ ft* * tai tämän sekvenssin komplementtia.

30 Kuviosta 7 voidaan nähdä, että taajuuspoikkeama :***: kulkee nollan kautta noin Tb:n monikerran välein, kuvio 8.

• · · ·***: Kuvioista 7 ja 8 voidaan nähdä, että jos bittikaavio tie- • · · .* . detään, niin virheet nollan ylityksissä Tb:n monikerroista » · · ’· ’! ovat ennustettavissa. Esimerkiksi, jos bittiä 10 seuraa 1 bitti 11, niin nollan ylityksellä bitin 10 ja bitin 11 • · • · · • · · • · « · « · · • ♦ · • · 12 106748 välissä on virhe 0.0142Tb. Nollan ylityksen virhe bitin 00 ja bitin 10 välillä on 0.0142Tb ja virhe nollan ylityksessä bitin 11 ja bitin 00 välillä on suunnilleen nolla jne.

5 Derivaattorin 25 lähtö ei ole jatkuva aikafunktio kuten kuviossa 7 esitetty, vaan todellisia taajuusfunktion näytteitä (arvoja). Esimerkiksi, jos bittitaajuus on 270 kbps ja näytteistystaajuus 2.8 Msps, saadaan 10.37 näytettä per bitti.

10 Tarkastellaan jälleen kuviota 3, derivaattorin 25 jälkeen IF-taajuus vähennetään (lohko 27) taajuusfunktios-ta kuvion 7 esittämä taajuuspoikkeamafunktio. Seuraavassa askeleessa, lohko 29, ilmaistaan nollan ylitys, josta ilmaistaan vastaanotettu datasekvenssi, jota bittisekvenssi 15 (6) havainnollistaa. Koska taajuuspoikkeaman erillisiä ai- kanäytteitä ei ole saatavilla, nollan ylityksen ilmaistaan käyttämällä interpolointialgoritmia. Ilmaistusta datasek-venssistä tehdään korjaus, lohko 31, eron nollan ylityksissä Tb:n monikerroista kompensoimiseksi. Nämä kom-20 pensoidut nollan ylitykset muodostavat datan, jota käytetään muodostamaan lähettimeen (ei kuviossa) tahdistettu datakello.

··'. Lohkossa 33 lähettimen datakellon jakso ja vaihe

4 « I

.;c täytyy estimoida hyvin tarkasti mitatun vaihevirheen vir- *!!! 25 heiden minimoimiseksi. Esimerkiksi, 1 prosentin virhe da- » « • « *** takellon vaiheessa saa aikaan niinkin suuren vaihemittaus- • · *···* virheen kuin 0.9 astetta, joka ei ole hyväksyttävissä.

• «

Vaikka mitatut nollan ylitykset kompensoidaan, mittausko- ··· V · hina saattaa aikaansaada epäluotettavan datakellon ellei 30 datakelloa estimoida optimaalisella tavalla. Lähettimen ;***: datakello voidaan esittää ··« « · ♦ « ♦ !*\ tk = kT+b, k=0, 1, 2, ... (7) * · · « · · • · « * * 35 missä T on lähettimen datakellojakso ja b on tuntematon datakellovaihe.

• · • · • · · • · · • · 13 106748 A priori kellojakso T tunnetaan määrätyllä T:n to-lanssilla. Päämääränä on saada T:n j b:n estimaatit f ja £ mitatuista nollan ylityksistä.

Oletetaan, että s1, i=l, 2, N ovat taajuus- 5 poikkeamafunktion mitatut ja kompensoidut nollan ylitykset. TtA:n monikertojen välein olevien nollan ylitysten estimaatti voidaan kirjoittaa S^kiT+fi (8) 10 missä ki=INT [ (Si - eJ/T + 0,5] (9)

15 ja e1 on aikavertailukohta, joka voi olla nollan ylitys lähellä signaalipurskeen keskikohtaa. T:n ja b:n arvot saadaan siten, että joukkojen s1 ja sif i=l, 2, ... , N

välinen juurikeskiarvovirhe, joka saadaan

20 _ N

e2 = 1 Σ (Si-kiT-fc) 2 (10) N i=l minimoituu. Saatavat estimaatit ovat 25 » 1 f « · v * < 1

n NN

ί...1 Σ kiSi - 1(Σ Si) (Σ y , — . 30 i=l N i=l i = l T = (11) ··· ' --- • 1

***** N N

Ek^- ι (Σ kj2 35 i=l N i=l ·· · : : :a **· ··»

N N

' /1, 40 £ = 1[ Σθ^ΤΣ kj (12) n i=i i=i *· · I » • · · • « · • · · • · · • ♦ · • · 14 106748 Lähettimen datakelloon tahdistettu vastaanottimen datakello saadaan tk = kT+£> ; k = 0, 1, 2, ... (13) 5

Jos kellojakso T tunnetaan a priori riittävällä tarkkuudella vaadittavaan mittaukseen tai vaaditaan, että mittaus sisältää T:n epätarkkuuksiin liittyvien vaihevir-heiden mittauksen, T:tä ei estimoida. Tässä tapauksessa T 10 = T yhtälöissä (12) ja (13) ja estimoidaan ainoastaan datakellovaihe yhtälön (12) mukaisesti.

Seuraava askel, lohko 35, on bittikaavioiden tahdistus signaalipurstin aktiivisen aikavälin määrittämiseksi, jonka aikana vaihe- ja amplitudivirheet määrite-15 tään ja näytetään. Jos tahdistuskaavio, kuten johdanto tai keskiosa on käytettävissä, t.s. sisältyvät lähetettyyn signaalipurstiin, niin tällöin yhtälön (4) A [k] :sta saadun purstin verhokäyrän johto- ja jättöreunoja käytetään muodostamaan alue, jolla johdanto tai keskiosa saat-20 tavat esiintyä. Suoritetaan ilmaistun bittikaavion diskreettiaikainen ristikorrelaatio tunnetun tahdistus-kaavion kanssa kahden kaavion asettamiseksi kohdalleen ja aktiivisen aikavälin määräämiseksi. Jos tahdistuskaaviota *···1 ei olemassa, niin testin aktiivisen aikavälin keskus on • · · 25 purstin verhokäyrän johto- ja jättöreunojen välissä.

« « ·

Kellovaiheen ja -jakson, datasekvenssin ja kiin- • · · • · nostavan aikavälin tunteminen antavat tarvittavan infor- • · ♦ maation ideaalisten amplitudi- ja vaihemodulointifunk-tioiden A [k] ja o[k;a] matemaattiseksi laskemiseksi. Näi-30 tä laskettuja funktioita verrataan sitten lohkossa 38 .··♦. vastaaviin amplitudin ja vaiheen mitattuihin arvoihin • · V.·' amplitudi- ja vaihevirheiden mittausten saamiseksi.

*1' Esimerkkinä tarkastellaan yhdenmukaisella vaiheel- • · la moduloitujen signaalien (CPM) vaihefunktion synteesiä, 35 lohko 37.

• · * · · • · ♦ • · • « • · 4 · ♦ l5 106748

Vaihefunktio CPM:lle voidaan kirjoittaa 00 0(t;a) = 2πΣ hia^t-iTi,) (14) 5 i=-oo missä a = (· . ./ , &o > ai # ^2 / · · ·) 10 kun aA = ±1, +2, ..., + (2M-1) on datasekvenssi. Binäärimodulaatiolle M=1 ja at = ±1.

hi on modulaatioindeksi, joka yleensä on ajan jak-15 sollinen funktio. Monille tavallisille modulaatioille, kuten minimivaihtoavainnus (MSK) ja Gaussin minimivaihto-avainnus (GMSK), h = 1/2 (vakio). q(t) on vaiheen pulssi-muotofunktio, jolla on ominaisuus että 20 q(t) =0, t < 0 = K, t < LTÄ (15) missä L on positiivinen kokonaisluku. Modulaatiotyypin määrää q(t). Vaihepulssivastekäyrät MSK:lie ja 25 GMSK.3:lie, L=5 on esitetty vastaavasti kuvioissa 9a ja 9b.

« · · • Sen jälkeen kun ideaalinen vaihefunktio 0[k;a] on *:1 syntesoitu, se vähennetään mittausvaihefunktiosta « 0 · • ♦ • · 30 Θ [k] = 0Qk+0[k;a] + 0X (16) ··« • · · • · • · ja saadaan vaihe-ero, joka on « · · θ0 [k] = Θ [k] - 0 [k;a] *···1 35 = ÖQk+<s[k,-a] - 0[k;a] + e>1 (17) • · · • · • · · ;1·,· Vaihevirhe määritellään • · • · • · • · · * · · « · · · • · · « · 106748 e0 [k] = 0 [k;a] - o[k;a] (18) t.s. vastaanotetun ja syntesoidun ideaalisen vaihefunk-tion välinen ero, siten että vaihe-ero on 5 θ0 [k] = AQk+ e0 [k] + 01 (19)

k=l,2,.. . ,K

missä 10 0Ω on taajuusvirhe ja 01 on tuntematon vaihesiirtymä.

Vaihe-erolla θ0 [k] on lineaarinen termi ΰΩ, jonka kulmakerroin on ΑΩ ja vakiotermi 0lr jotka voidaan estimoida sovittamalla yhtälön (19) antamat K-arvot lineaariseen regressiokäyrään 15 θ0 [k] = 0Qk + (20)

Yhtälöiden (19) ja (20) välinen ero, joka on 20 e0 [k] =e0 [k] + (ΰΩ-ΰΩ) k+ (o-L-oOi) k=l,2,...,K (21) ... yhdessä e0[k]:n tilaston kanssa on menetelmän toivottu saantitieto.

·;;; 25 Tarkastellaan nyt myös kuvioita 10, 11, 12, 13 ja *♦··1 2 14, joissa on esitetty edellä kuvatulla menetelmällä mää- »·· ritetty vaihevirhe ja muuta informaatiota. Kuviossa 10 ·»» mitattu vaihe-ero bitti bitiltä on kuvattu aikaa vasten : käyränä 103. Käyrä 103 esittää vaiheessa olevan eron ide- 30 aalisen vaihefunktion ja lähetetyn vaihefunktion välillä .3. kullekin signaalipurstin databitille. Käyrä 101 on vaihe- « 1 · ,···. eron lineaarinen regressiokäyrä piirrettynä datapurskeen databittien lukumäärää vasten. Lineaarisen regressio-*. " käyrän 101 kaltevuus edustaa lähetetyn signaalin taajuus- 35 virhettä. Kuviossa 11 käyrä 111 on käyrä hetkellisestä • · • · · • · · • · · • · · 2 • · · 3 « · 17 106748 vaihevirheestä vastaan aika (bittilukumäärä) signaali-purstin databiteille ja edustaa lähetetyn signaalin hetkellistä vaihevirhettä ideaaliseen signaaliin verrattuna. Kuviot 12, 13 ja 14 esittävät signaalipurstin mitattua 5 signaaliamplitudia aikaa vasten. Käyrä 121 on signaalipurstin amplitudi. Käyrät 123 ja 125 ovat amplitudille sallitut ylä- ja alaraja. Käyrä 127 on levitetty käyrä lähetetyn signaalin amplitudin nousuajasta ja käyrä 129 on levitetty käyrä lähetetyn amplitudin laskuajasta.

I I · • 1 • · · • · · • · • · • ♦ · • · • · • · · • · · * · · • · · • » · ' · · • · • · 1 • · · • « • · » · 1 • · ·

Claims (15)

1. Menetelmä vaihevirheen määrittämiseksi lähettimen synnyttämässä moduloidussa RF-signaalissa menetelmän 5 käsittäessä vaiheet, joissa: muunnetaan (2) moduloitu RF-signaali vaihe-signaali- ja kvadratuurivaihesignaalikomponenteikseen; lasketaan (3) moduloitua RF-signaalia vastaava vai-hefunktio ja amplitudifunktio käyttämällä vaihe-signaali-10 ja kvadratuurivaihesignaalikomponentteja; tunnettu siitä, että menetelmä käsittää lisäksi vaiheet, joissa synkronoidaan (4) databittisekvenssi tunnetun bit-tisekvenssin kanssa lähettimen datakellosignaalin ja da-15 tabittisekvenssin aikavälisignaalin tuottamiseksi, mainitun databittisekvenssin edustaessa moduloituun RF-signaa-liin sisältyvää bittisekvenssiä; ilmaistaan (5) mainittu databittisekvenssi; lasketaan (6) teoreettinen ideaalinen vaihefunktio 20 käyttäen databittisekvenssin aikavälisignaalia, lähettimen datakellosignaalia ja databittisekvenssiä, teoreettisen ideaalisen vaihefunktion vastatessa mainittua moduloitua ... RF-signaalia; ja '1·; verrataan (7) teoreettista ideaalista vaihefunk- <·: 25 tiota vaihefunktioon moduloidun RF-signaalin vaihe-ero- *...· funktion määräämiseksi.

·...· 2. Patenttivaatimuksen 1 menetelmä, tunnet- • · 1 : : t u siitä, että se lisäksi sisältää askelen, jossa suo- ritetaan (8) lineaarinen regressio vaihe-erofunktiolle mo- 30 duloidun RF-signaalin taajuusvirheen määrittämiseksi.

.···. 3. Patenttivaatimuksen 1 menetelmä, tunnet- • · .···. t u siitä, että se lisäksi sisältää askelen, jossa sekoi- 'V tetaan (39) moduloitu RF-signaali paikallisoskillaat- ·.**: torisignaalin kanssa ennalta määrätyn taajuuden omaavan 35 moduloidun välitaajuussignaalin aikaansaamiseksi. « · • · · • · · • · • « • a · 19 106748

4. Patenttivaatimuksen 3 menetelmä, tunnet-t u siitä, että se lisäksi sisältää askelen, jossa digitoidaan (35) moduloitu välitaajuussignaali diskreettien ai-kanäytteiden sekvenssin saamiseksi välitaajuussignaalista.

5. Patenttivaatimuksen 4 menetelmä, tunnet- t u siitä, että se lisäksi sisältää askelen, jossa suodatetaan (45,47) digitoitu välitaajuussignaali ennalta määrätyn välitaajuuden ei-toivottujen harmonisten taajuuksien poistamiseksi.

6. Patenttivaatimuksen 1 menetelmä, tunnet- t u siitä, että askel, jossa ilmaistaan data, sisältää Viberti-algoritmin toteutuksen.

7. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä tunnettu siitä, että se käsittää lisäksi vaiheet, joissa 15 derivoidaan (25) laskettu vaihefunktio moduloitua RF-signaalia vastaavan taajuusfunktion saamiseksi; vähennetään (27) moduloidun RF-signaalin taajuus taajuusfunktiosta. moduloitua RF-signaalia vastaavan poik-keamafunktion saamiseksi; 20 ilmaistaan (29) taajuuspoikkeamafunktion nollan ylitykset; ilmaistaan (29) datasekvenssi ilmaistuista nollan ... ylityksistä: *··;* kompensoidaan (131) ilmaistut nollan ylitykset il- • < ···! 25 maistun datasekvenssin mukaan virheiden korjaamiseksi il- « « · • « maistuissa dataylityksissä verrattaessa databittivälin ko- • · · :...: konaislukumoninkertoihin, kun databittiväliarvo tunnetaan • · · ί>>#ί ennalta määrätyllä toleranssilla; :*·*: estimoidaan (133) lähettimen datakellosignaalin 30 jakso ja vaihe kompensoiduista nollan ylityksistä; - .···. tahdistetaan (135) ilmaistu databittisekvenssi es- • · #1··. timoidun lähettimen datakellosignaalin kanssa aktiivisen ‘Γ mittausaikavälin muodostamiseksi ja; • · lasketaan (137) moduloitua RF-signaalia vastaava • · « · « * * • · I · « • · 106748 20 teoreettinen ideaalinen vaihefunktio.

8. Patenttivaatimuksen 7 menetelmä, tunnet-t u siitä, että se lisäksi sisältää askelen, jossa suoritetaan (139) lineaarinen regressio vaihe-erofunktiolle 5 moduloidun RF-signaalin taajuusvirheen määrittämiseksi.

9. Patenttivaatimuksen 7 menetelmä, tunnet-t u siitä, että se lisäksi sisältää askelen, jossa verrataan amplitudifunktiota ennaltamäärättyyn joukkoon sallittuja ylä- ja alaraja-arvoja.

10. Laite vaihevirheen määrittämiseksi lähettimen synnyttämässä moduloidussa RF-signaalissa, joka käsittää; vastaanotinvälineet (20) moduloidun RF-signaalin vastaanottamiseksi; digitointivälineet (19) kytkettyinä vastaanotinvä-15 lineisiin moduloidun RF-signaalin muuntamiseksi digitaaliseksi signaaliksi; tunnettu siitä, että laite käsittää lisäksi digitaaliset signaalinprosessointivälineet (21), jotka on sovitettu prosessoimaan mainittua digitaalista signaalia moduloidun RF-signaalin vaihefunktiosig-20 naalin tuottamiseksi ja databittisekvenssin synkronoimi- seksi tunnetun bittisekvenssin kanssa lähettimen datakel-losignaalin ja data-aikavälisignaalin tuottamiseksi, da- ..._ tabittisekvenssin edustaessa moduloituun RF-signaaliin si- • * "! sältyvää bittisekvenssiä, digitaalisten signaalin- < 1 i ·;;; 25 prosessointivälineiden (21) hyödyntäessä lähettimen data- « < *···’ kellosignaalia, data-aikavälisignaalia ja databittisek- • · · venssiä moduloitua RF-signaalia vastaavan ideaalisen vai- • · · hefunktion laskemiseen ja muodostamiseen digitaalisten • · · i%'· ϊ signaalinkäsittely-välineiden (21) vertaillessa vaihefunk- 30 tiosignaalia ideaalin vaihe-funktiosignaalin kanssa vaihe- erosignaalin tuottamiseksi, joka vaihe-erosignaali edustaa • · · .···. vaihe-eroa vaihefunktiosignaalin ja ideaalisen vaihe- funktiosignaalin välillä.

• # · *. ” 11. Patenttivaatimuksen 10 mukainen laite, t u n - 35. e t t u siitä, että vastaanotinvälineet käsittävät • · · « · · • · • · • · · 21 106748 paikallisoskillaattorivälineet(13) paikallisoskillaattori-signaalin synnyttämiseksi; sekoittajavälineet (11), jotka on kytketty paikal-lisoskillaattoriin ja toimivat moduloidun RF-signaalin ja 5 paikallisoskillaattorisignaalin mukaan välitaajuussignaa-lin tuottamiseksi, jolla signaalilla on ennalta määrätty taajuus; ja suodatinvälineet (17) kytkettyinä sekoittajaväli-neisiin RF-signaalin ja paikallisoskilaattorisignaalin lä- 10 pikuulumisen ja hajakohinasignaalien poistamiseksi väli taajuus signaalista.

12. Patenttivaatimuksen 11 mukainen laite, tunnettu siitä, että digitointivälineet (19) sisältävät analogia-digitaalimuuntimen, joka näytteistää välitaa- 15 juutta ennalta määrätyllä näytteistystaajuudella.

13. Patenttivaatimuksen 12 mukainen laite, tunnettu siitä, että digitaaliset signaaliprosessoin-tivälineet sisältävät välineet digitaalisen välitaajuus-signaalin muuntamiseksi vaihe-signaali- ja kvadratuurivai- 20 hesignaalikomponenteikseen.

14. Patenttivaatimuksen 13 mukainen laite, tunnettu siitä, että digitaaliset signaaliprosessoin- .... tivälineet (21) lisäksi sisältävät välineet, joilla laske- « 1 taan amplitudifunktiosignaali ja vaihefunktiosignaali < < « 25 käyttämällä hyväksi ja vaihe- ja kvadratuurivaihesignaa- « < *···1 leja, amplitudifunktio- ja vaihefunktio-signaalien vasta- ·...1 tessa moduloitua RF-signaalia. • · ·

15. Patenttivaatimuksen 10 mukainen laite, t u n -n e t t u siitä, että se sisältää lisäksi näyttövälineet 30 (22,18) vaihe-erosignaalin näyttämiseksi. ··· • · • · ««· • · · • t • · · • · • · 1 « «· • 1 « · • · • · · • · · • · · • · · • 1 · • · 22 106748