NO175509B

NO175509B - Fremgangsmåte for å behandle et inngangssignal

Info

Publication number: NO175509B
Application number: NO894813A
Authority: NO
Inventors: Raymond A Birgenheier; Richard P Ryan
Original assignee: Hewlett Packard Co
Priority date: 1989-01-13
Filing date: 1989-12-01
Publication date: 1994-07-11
Also published as: CA2003463C; JPH02227672A; NO894813D0; EP0651259B1; US5001724A; FI900040A0; NO175509C; DE69033478T2; CA2003463A1; FI900040A; EP0378405B1; FI106748B; DE69020589T2; EP0651259A1; EP0378405A2; EP0378405A3; DE69020589D1; JP2972803B2; DE69033478D1; NO894813L

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en fremgangsmåte for å behandle et inngangssignal innbefattende digitalisering av inngangssignalet og generering av data, som angitt i innledningen til krav 1.

I den senere tid er det blitt markedsført radioer for bruk i kommunikasjon, slik som digitale celleinndelte radioer og lignende. Det typiske har vært at hver fremstiller har sine egne spesifikasjoner for sine produkter. Nøyaktigheten ved disse spesifikasjonene har blitt målt ved å anvende mange separate mulige indirekte metoder. Fasenøyaktighet for det sendte signalet er f.eks. typisk indirekte bestemt ved å måle falske signaler, fasestøy, modulasjonsindeks, frekvens-innsvingningshastigheten, bærebølgefrekvensen og dataklokke-frekvensen. Ampi itudemålinger utgjør dessuten spesielle problemer på grunn av at amplituden i forhold til tids-profilen må bli synkronisert med dataen typisk anvendt ved eksternt utstyr.

Det er foreslått at et standardisert, mobilt, digitalt radiosystem blir anvendt over hele Europa. Et slikt radiosystem ville kreve at alle komponentene, slik som sender og mottager f.eks., fremstilles etter standard spesifikasjoner målt ved en felles metode. En gruppe kjent som "Group Speciale Mobile" (GSM) har foreslått en måleteknikk for å måle nøyaktigheten i modulasjonsprosessen til det sendte signalet. Ved den foreslåtte målingsteknikken tilveiebringes en samplet måling av den sendte fasebanen. Denne målingen sammenlignes med den matematisk beregnede ideelle fasebanen for å bestemme faseforskjellen mellom sendt signal og det ideelle signalet. Regresjonslinjen i faseforskjellen bestemt på denne måten gir således indikasjon av frekvensfeilen og regresjonslinjen subtraheres fra faseforskjellen for å gi fasefeil. Anvendelse av en standardmetode slik som denne ville forenkle testingen og fremstillingen av radioer. En individuell fremstiller ville da kun behøve å sikre at den standardiserte totale fasefeilspesifikasjonen ble møtt i stedet for flere interrelaterte spesifikasjoner.

Et av formålene med foreliggende oppfinnelse er å sammenligne et sendt signal med et referansesignal for således å måle feil i det sendte signalet, og hvor parameteren til referansesignalet er utledet fra det sendte signalet.

Ved å utlede parameteren til et referansesignal fra et sendt signal, og så anvende det til å utlede referansesignalet for å kvantifisere feil i det sendte signalet kan høres irrasjo-nelt ut (dvs. konseptet med å bruke et riktignok uperfekt signal som basis for å bestemme sin egne feil kan høres merkelig ut). Innføring av tid som en målestørrelse sammen med noen komplekse signalbehandlinger gjør dette imidlertid mulig. Et enkelt eksempel kan bidra til å vise dette.

Det skal betraktes problemet med å bestemme frekvensstabili-teten til en AM-radiosender. En metode vil være å utstyre en fjernmålestasjon med en stabil referanseoscillator og en mottaker, og så måle frekvensforskjellen mellom referanse-oscillatoren og det mottatte AM-signalet. Den absolutte frekvensforskjellen ved et antall punkter i tid kan bli gjennomsnittsberegnet ved å bestemme stabiliteten til det sendte signalet. Dette vil være tilfredsstillende, men denne teknikken krever kunnskap om karakteristikken til det sendte signalet, nemlig dens antatte frekvens, slik at referanse-oscillatoren kan bli avstemt riktig.

En annen metode som er tilnærmet analog med et konsept anvendt ved foreliggende oppfinnelse er å motta AM-signalet, måle dets øyeblikksfrekvens ved et antall punkter i tid og gjennomsnittsberegne disse frekvensmålingene for å bestemme en gjennomsnittlig frekvens. Denne gjennomsnittlige frekvensen kan så anvendes som en referansefrekvens. Som ved det foregående eksempelet kan denne absolutte frekvensforskjellen mellom denne referansefrekvensen og det motsatte signalet ved et antall punkter i tid så bli gjennomsnittsberegnet for å bestemme stabiliteten til det sendte signalet. I noen utførelsesformer kan referansesignalet bli representert som et numerisk gjennomsnitt av det sendte signalets øyeblikkelige frekvenser. Med andre ord, et fysisk signal som korresponderer med referansesignalet kan virkelig bli syntetisert - noe som alltid vil forenkle bestemmelsene av den absolutte frekvensforskjellen.

Foreliggende oppfinnelse er imidlertid mer kompleks enn ovenfornevnte eksempel. Dette eksempelet er imidlertid ment som et bidrag til å vise hvorledes et referansesignal eller i det minste relevante karakteristikker derav kan bli bestemt ut fra det signalet som er ønsket å måle.

IEEE INTERNATIONAL CONFERENCE ON COMMUNICATIONS '88,

CONFERENCE RECORD, Philadephia, PA, 12th-15th June 1988, vol. 2, sidene 1017-1021, IEEE, New York, US; H. Girard: "A novel digital symbol timing recovery implementation for high speed variable rate QPSK RF modems", viser bruk av et signal fra en VCXO som et referansesignal.

EP 76 008 genererer et klokkesignal fra en modulert data, men genererer ikke et referansesignal i forhold til hvilket det sendte signalet kan bli sammenlignet med for å danne målefeil.

EP 296.595 bruker en kvadratbølgeoscillator for å tilveiebringe et referansesignal.

Videre viser US-patentpublikasjon nr. 4 174 489 en fase-diskriminator ved hvilken fasen til et inngangssignal (dvs. sendt signal) sammenlignes med fasen til et referansesignal. Referansesignalet er fasestabilisert ved hjelp av en kompleks anordning som reagerer delvis på et feilsignal frembrakt av diskriminatoren. Dette er teknikken som beskrives i innledningen til kravet.

Det karakteristiske ved oppfinnelsen fremgår av karakteristikken til krav 1. Ytterligere trekk ved oppfinnelsen fremgår av de øvrige uselvstendige kravene.

I det påfølgende skal oppfinnelsen beskrives nærmere med henvisning til tegningene, hvor: Fig. 1 viser et flytskjema av en første utførelsesf orm av metoden for å måle feilen til et sendt signal i samsvar med foreliggende oppfinnelse. Fig. 2 viser et blokkdiagram av en anordning for å måle fasefeil til et sendt signal i samsvar med metoden vist på fig. 1. Fig. 3 viser et flytdiagram av en metode for å måle mottatt

amplitude og fasefeil for et sendt signal.

Fig. 4, 5 og 6 viser funksjonsblokkdiagram over tre forskjellige teknikker for å omforme et MF-signal til i-fase og kvadratur-fasesignaler. Fig. 7 viser en frekvenskurve over en typisk frekvens-avvikfunksjon for et GMSK.3 modulert signal. Fig. 8 viser en kurve over feil i den detekterte null-gjennomgangen for frekvensavvik-kurven vist på fig. 7.

Fig. 9a viser en kurve over fasepulsreaksjonen for minimal

shi ft-nøklingsmodulasjon.

Fig. 9b viser en kurver over fasepulsreaksjonen for Gaussian-minimumshift-nøklingsmodulasj on. Fig. 10 viser en kurve over den øyeblikkelige faseforskjellen og lineær regresjonskurve. Fig. 11 viser en kurve over den øyeblikkelig målte fasefeilen

i forhold til bitantallet.

Fig. 12 viser en kurve over målt pulsamplitude.

Fig. 13 viser en kurve i utbrettet opptegning av stig-ningstiden til pulsen vist på fig. 12. Fig. 14 viser en kurve over et utvidet riss av falltiden til

pulsen vist på fig. 12.

Med henvisning til fig. 1 er det vist et flytdiagram over en første utførelsesform av en metode for å måle fasefeil til et kontinuerlig-fase-modulert RF-signal. Et modulert RF-signal generert av en sender ble mottatt og omformet til digital form ved hjelp av en digitaliseringskrets 1. Det digitaliserte signalet blir så omformet eller transformert på sin komponent i-fase kvadratur-fasesignaler ved hjelp av en transformasjonskrets (slik som vist på fig. 4, 5 og 6) og den sendte signalamplituden og fasefunksjonene beregnes av en kalkulator 3 ut fra komponentsignalene. Anvendelsen av et kjent synkroniseringssignal 9, som kan innbefatte en kjent sekvens med databiter, en innledning eller en midtdel f.eks., blir bitsekvensen som representerer sendt data synkronisert, blokken 4 fra fase og ampi itudefunksjonene for å tilveiebringe en senderdataklokke og et testdataintervall. En datadetektor 5 detekterer databitsekvensen og frembringer tre signaler, sender dataklokke, testdataintervall og databitsekvensen til en synthesizerblokk 7 for å synthetisere eller matematisk beregne en ideell fasefunksjon som korresponderer med det sendte signalet. Datadetektoren 5 kan bli utført som en maksimal sannsynlig sekvensvurderer som anvender Viterbi-algoritmen. Den målte fasefunksjonen (dvs. sendt signalfase) blir subtrahert fra den ideelle fasefunksjonen således syntetisert i blokken 7 for å tilveiebringe en faseforskjell. En lineær regresjon i blokken 8 til faseforskjellen til-veiebringer så frekvensfeilen, stigningen av regresjonslinjen 101 og fasefeilen, kurve 102 (som vist på fig. 10).

Med henvisning til fig. 2 er det vist et blokkdiagram av en anordning for å måle fasefeilen og faseamplituden til et kontinuerlig-fase-modulert RF-signal. Det modulerte RF-signalet blir mottatt av en mottager 20 og koplet til en nedomformingsblandekrets 11, mottar et lokaloscillatorsignal på linjen 12 generert av lokaloscillatoren 13 og et test-signal på linjen 15 for å tilveiebringe et mellomfrekvens-(MF)-signal med vesentlig lavere frekvens enn det til testsignalet, ved foreliggende utførelsesform er MF-frekvensen fortrinnsvis 700 KHz. MF-signalet filtreres ved et analog anti-alias-filter 17 for å fjerne gjennommatede lokaloscil-latorer og RF-signal og falske signaler. Det filtrerte MF-signalet blir koplet til en digitaliserer 19 for å omforme analog-MF-signalet til en diskret tidsdatasekvens ved en høy samplehastighet, fortrinnsvis ved 2,8 millioner sampler pr. sekund (Msps). En HP70700A digitaliserer fremstilt av Hewlett-Packard Company kan bli anvendt for dette formålet eller digitaliseren 19 kan bli utført av en ADC-sampling ved en høy hastighet som vist på fig. 4, 5 og 6. Etter omformin-gen til et MF-signal med en frekvens tilnærmet 700 KHZ, kan testsignalet bli representert som:

hvor:

A(t) er den mottatte signalampiituden;

u)0= 2n(700KHz) er den nominelle MF-signalfrekvensen;

Aco er usikkerhetsfrekvensen;

$(t;a) er den mottatte signalfasemodulasjons funksjonen, og

(f>0 er en ukjent offsetfase.

Som vist er her kun $(t;a) en funksjon av datasekvensen a, men generelt kan A(t) også være en funksjon av a.

Et sendt RF-signal eller MF-signalet nedomformet fra RF-sendt signal definert av ligningen (1) vil bli typisk mottatt ved burster som har en arbeidssyklus på 0,125 og er tilnærmet 0,5 millisekunder i varighet.

£(t) og cp(t;a) er respektive amplitudemodulasjon og fasemodulasjon for det mottatte signalet (dvs. sendt signal) som vil være forskjellig for den ideelle modulasjonen til sendt signal. Foreliggende metode bestemmer forskjellen mellom verdien for de mottatte signalfunksjonene A(t) og $(t;a) og de ideelle verdiene for disse funksjonene.

Digitalisereren 19 omformer MF-signalet definert av ligningen (1) til en sekvens med diskrete tidssampler. Dersom samp-lingspunktene er gitt som t=kTs, k=0, 1, 2 .... hvor Ts er tidsperioden mellom samplene, og dersom de definerer fl0=co0Ts og AfJ=Af2Ts, så kan samplene bli skrevet som:

Kvantiserte verdier for ligningen (2) gir sekvensen med binærnummer koplet med digitalsignalprosessoren 21 for å utføre foreliggende metode.

Utgangene til digitalsignalprosessoren 21, fasefeil, frekvensfeil og amplitudeprofil ble koplet til forskjellige fremvisningsinnretninger, slik som et katodestrålerør (CRT) 22 og en skriver 18. Fremvisningsinnretningen innbefatter den nødvendige kretsen for å formatere fremvisningen av informasjon tilveiebrakt av den digitale signalprosessoren 21. Fasen, frekvensen og amplitudeinformasjonen blir typisk opptegnet i forhold til tiden med tidsintervallet definert av antall databiter inneholdt i et sendt signalburst. Figurene 10 og 11 er eksempler på faseforskjell og frekvensfeil og fasefeilopptegninger, mens figurene 12, 13 og 14 er opptegninger av sendt signalamplitudeprofil.

Fig. 3 viser et flytdiagram over en andre foretrukket utførelsesform av fremgangsmåten i samsvar med foreliggende oppfinnelse og for å bestemme mottatt RF-signalamplitude, S[k] , og forskjellen mellom målt fasemodulasjon, $(k;a), til det mottatte RF-signalet og den ideelle fasemodulasjonen, cp(k;a). Modulasjonsfunksjonene har blitt diskretisert ved å erstatte "t" med kTs, k=0, 1, 2 .....

Det første trinnet ved flytdiagrammet er å slippe de digitale IF-samplene gjennom et digitalt lavpassfilter 123. Det digitale lavpassfilteret 123 ville fortrinnsvis være et endelig pulsreaksjons-(FIR)-filter som ville ha en lineær fasereaksjon for å unngå forvrengning av fasemodulasjonen til signalet sluppet gjennom av filteret 123. Formålet med lavpassfilteret 123 er å eliminere de harmoniske til 700 kHz MF-signalet. Et FIR-digitalfilter kan utføre dette med relativ enkelhet og med billigere enn et analogfilter som ellers ville være nødvendig.

Etter lavpassfiltreringen blir signalet omformet til to komponentsignaler som er i fasekvadratur med hverandre. Tre forskjellige teknikker er foreslått som mulige metoder for å frembringe kvadratursignaler.

Med henvisning til fig. 4 anvender en første metode for omforming til i-fase, I[k] og kvadraturfase, Q[k], (I-Q-omforming) signaler en Hilbert-transformator 31. Et RF-signal blir nedomformet til et MF-signal ved å blande med en lokaloscillator signalet i blanderen 39. Det resulterende MF-signalet koples til en ADC 35 via båndpassfilteret 37. Det filtrerte MF-signalet blir omformet til et digitalsignal med en høysamplingshastighet ADC 35 som er klokket ved hjelp av sampelsignalet på linjen 36. Hilbert-transformatoren 31 innbefatter et filter med en konstant størrelsesreaksjon og en fasereaksjon på -90 grader for positive frekvenser og +90 grader for negative frekvenser. En tilnærming til Hilbert-transf ormatoren 31 kan bli realisert med et anti-symmetrisk FIR-filter 31 som har en ideell fasereaksjon og en amplitude-reaksjon som er nesten ideell over hele frekvensområdet til signalet. Forsinkelseslinjen 33 kompenserer i fasesignalet for tidsforsinkelser innført i kvadraturfasesignalet med FIR-filteret 31.

Med henvisning til fig. 5 innebærer en andre fremgangsmåte for I-Q-signaldekomponering blanding av det digitaliserte MF-signalet med kvadratur signal ene i blanderne 41 og 43 og gjennomslipping av lavfrekvenskomponentene gjennom lav-passfilterne 45 og 47, henholdsvis. Dersom signalet gitt av ligningen (2) blir multiplisert med 2cos(nQk) og -2sin(fJ0k), og det dobbelte frekvensuttrykket avvises av lavpassfiltre-ringene, så er utgangene til lavpassfUtrene:

Ligningen (3) representerer ønskede I-Q-signaler.

Den digitale utførelsen av I-Q-blandingsmetoden vist på fig. 5 har en betydelig fordel ovenfor korresponderende analog-utførelse ved et nøyaktig uttrykk for kvadraturfasen og amplitudebalansen som kan bli opprettholdt. Nøyaktig balanse i kvadratursignalet er et kritisk krav for denne fremgangsmåten .

Med henvisning til fig. 6, innebærer I-Q-signaldekompone-ringen anvendelse av en Hilbert-transformator 51, forsinkel-seslinje 49 og fire blandere 53, 55, 57 og 59. Denne utførelsen tilnærmer seg de to enkle sidebåndsblanderne som er i fasekvadratur. Fordelen ved denne fremgangsmåten i forhold til den vist på fig. 5 er utelatelsen av lavpass-f Utrene 45 og 47 som ikke er nødvendig på grunn av at dobbeltfrekvensuttrykkene er annulert av en-sidebåndblan-derne.

Alle tre teknikkene beskrevet ovenfor vil tillate desimering av I[k] og Q[k] sampler med en faktor lik fire eller mer for å tillate en effektiv behandling av I[k] og Q[k]. En fordel med lavpassfiltrering vist på fig. 5 er en reduksjon i ADC-kvantiseringsstøyen innført av digitalisereren 19.

Etter at I[k] og Q[k] er produsert, blir amplitude og fasefunksjonene beregnet og sendt ut på linjene 24 og 26 hhv. Amplitudefunksjonen er gitt som

og fasefunksjonen er gitt som

K+l er antall sampler i en burst, f.eks. dersom varigheten på en burst er 0,5 millisekunder og samplingshastigheten er 2800 Ksps, så er K=1400.

Fasesamplene gitt av ligningen (5) blir sluppet gjennom en differensiator for å frembringe sampler for frekvensen i forhold til tidsfunksjonen. Differensiatoren 25 ville fortrinnsvis være et anti-symmetrisk FIR-digitalfilter som har en lineær størrelsesreaksjon og en 90° faseforskyvning over frekvensområdet til testsignalet. Som Hilbert-transformator 31 er differensiatoren 25 et velkjent digitalfilter som er lett og nøyaktig å utføre i digital hardware.

Med henvisning til fig. 7 og 8 er vist en typisk frekvens-avviksfunksjon for GMSK.3 modulasjon som er et modula-sjonsskjema foreslått i Europa for digitale mobilradioer. På fig. 7 er (f-fc)Tfc frekvensavviket fra signalbærebølgen (MF) frekvensen, fc, normalisert med bithastigheten f^ = 1/T^ hvor Ttø er bitintervallet. Frekvensavviket er vist for 36 biter på fig. 7. En positiv verdi for frekvensavviket over bitintervallet representerer en binærtilstand og en negativ verdi for den andre binærtilstanden. Frekvensfunksjonen vist på fig. 7 representerer bitsekvensen

eller komplementet til denne sekvensen.

Av fig. 7 fremgår det at frekvensavviket går gjennom null tilnærmet ved multipler av T^, som vist på fig. 8. Av fig. 7 og 8 fremgår det at dersom bitmønsteret er kjent, er feilene ved null-kryssingene fra multiplene med T^ forutsigbare. Dersom bit 10 er fulgt av bit 11, så vil f.eks. null-kryssingen mellom bit 10 og bit 11 ha en feil på 0,014T^. Feilen ved null-gjennomgangen mellom bit 00 og bit 10 vil være 0,0142T^ for feilen i null-gjennomgangen mellom bit 11 og bit 00 vil være tilnærmet null, etc.

Utgangen til differensiatoren 125 er ikke en kontinuerlig tidsfunksjon som vist på fig. 7, men aktuelle sampler (verdier) for frekvensfunksjonen. Dersom bithastigheten er 270 kbps f.eks. og samplingshastigheten er 2,8 Msps, så ville der være 10,37 sampler pr. bit.

Med henvisning til fig. 3 blir etter differensiatoren 125 MF-frekvensen subtrahert (blokk 127) fra frekvensfunksjonen for å frembringe frekvensavvikfunksjonen som vist på fig. 7. Det neste trinnet, blokk 129, er å detektere null-gjennomgangen fra hvilken mottatt datasekvens er detektert som vist med bitsekvensen (6). Siden diskret tidssampler ved frekvensavvik er tilgjengelig, detekteres null-gjennomgangen ved å anvende en interpolasjonsalgoritme. Fra den detekterte datasekvensen utføres en korreksjon, blokk 131, for å kompensere for forskjellen i null-gjennomganger fra multipler av . Disse kompenserte null-gjennomgangene frembringer data anvendt for å etablere en dataklokke synkronisert med sender (ikke vist) datakiokke.

I blokk 133 må perioden og fasen til senderdataklokken bli beregnet svært nøyaktig for å minimalisere feilene ved den målte fasefeilen. En feil på 1 prosent i dataklokkefasen vil f.eks. resultere i en fasefeil så stor som 0,9 grader, noe som ikke kan aksepteres. Selv om målte null-gjennomganger er kompenserte, kan målt støy resultere i en upålitelig dataklokke med mindre dataklokken er beregnet på en optimal måte. Senderdataklokken kan bli representert som

hvor T er senderdataklokkeperiode og b er ukjent data-klokkef ase. a priori klokkeperioden T er kjent innenfor en bestemt T toleranse. Formålet er å tilveiebringe beregningen av T og B for T og b utfra målte nul1-gjennomganger. Antas det at s^, i= 1, 2, ..., N er målte og kompenserte nullgjennomganger for frekvensavviksfunksjonen, kan en beregning av nullgjennomgangene med avstand lik multippel av T bli skrevet som hvor

og ci er en tidsreferanse som kan være en nullgjennomgang nær signalburstens senter. Verdiene T og B er tilveiebrakt slik

at middelkvadratfeilen mellom settene sj og s^, i= 1, 2, ..., N gitt av

er minimalisert. Den resulterende beregningen blir Mottagerdataklokken synkronisert med senderdataklokke er gitt som

Dersom klokkeperioden T er kjent a priori med tilstrekkelig nøyaktighet for den nødvendige målingen, eller det er krevd at målingen innbefatter målingen av fasefeilbidragene til unøyaktighetene ved T, ville T ikke bli beregnet. I dette tilfellet t = T i ligningen (12) og (13) og kun dataklokkefasen er beregnet som gitt med ligningen (12).

Det neste trinnet, blokk 135, er å synkronisere bitmønstrene for å etablere aktive tidsintervall for en signalburst over hvilken fase- og ampiitudefeil bestemmes og fremvises. Dersom et synkroniseringsmønster slik som en innledning eller midtdel er tilgjengelig, dvs. innbefattet i den sendte signalbursten, så blir frontkanten og bakkanten til omhyllingen av bursten tilveiebrakt fra A[k] som gitt ved ligningen (4) anvendt for å etablere området over hvilket innledningen eller midtdelen kan forefinnes. En diskre tidskrysskorrela-sjon av det detekterte bitmønsteret med kjent synkronise-ringsmønster utføres for å innrette de to mønstrene og etablere aktivintervallet. Dersom et synkroniseringsmønster ikke finnes, blir aktivintervallet til testen sentrert mellom front og bakkanten til omhyllingen av bursten.

Kunnskap om klokkefasen og perioden, datasekvensen og tidsintervallet av interesse gir informasjon nødvendig for matematisk å beregne den ideelle amplituden og fasemodula-sjonsfunksjonene A[k] og cp[k;a] . Disse beregnede funksjonene blir sammenlignet ved blokken 138 med korresponderende målte verdier for amplitude og fase for å tilveiebringe målinger av amplitude og fasefeil.

Ved hjelp av et eksempel, syntetiserer, blokk 137, for fasefunksjonen for kontinuerlig fasemodulerte signaler (CPM) vil bli betraktet her.

Fasefunksjonen for CPM kan bli skrevet som

hvor

er datasekvensen. For binærmodulasjon M=l og a^ = ±1.

h-^ er modulasjonsindeksen som generelt kan være en syklisk tidsfunksjon. For mange fellesmodulasjoner slik som minimum shift-nøkling (MSK) og Gaussian minimum shift-nøkling (GMSK), h=l/2 (konstant). q(t) er fasepulsformfunksjonen som har den egenskapen at

hvor L er et positivt helt tall. Modulasjonstypen bestemmes av q(t). Fasepulsreaksjonskurvene for MSK og GMSK.3, L=5 , er opptegnet på hhv. fig. 9a og 9b. Etter den ideelle fasefunksjonen cp[k;a] er syntetisert, subtraheres den fra målt fasefunksjon for å frembringe faseforskjellen gitt som Fasefeilen er definert som dvs. forskjellen mellom mottatt og syntetisert ideell fasefunksjon, slik at faseforskjellen er

hvor

An er frekvensfeilen og (p^ er den ukjente offsetfasen.

Faseforskjellen Q(p[k] har et lineært uttrykk Aflk med stigningen Afi og en konstant uttrykt <p^, som kan bli beregnet ved å sette inn K verdiene gitt av ligningen (19) til en lineær regresjonskurve Forskjellen mellom ligning (19) og (20) er gitt som

sammen med statistikkene for e^Ck] er ønsket utgang for f remgangsmåten.

Med henvisning til fig. 10, 11, 12, 13 og 14 er fasefeilen og annen informasjon bestemt av ovenfor beskrevne fremgangsmåte opptegnet. På fig. 10 er den målte faseforskjellen på en bit-for-bit-basis opptegnet i forhold til tiden som kurve 103. Kurven 103 viser forskjellen i fase mellom ideell fasefunksjon og sendt fasefunksjon for hver databit ved en signalburst. Kurven 101 er lineær regresjon for faseforskjellen opptegnet i forhold til databitnummeret for en databurst. Stigningen for den lineære regresjonskurven 101 representerer frekvensfeil for sendt signal. På fig. 11 er kurven 111 opptegnet for den øyeblikkelige fasefeilen i forhold til tiden (bitantall) for databitene i en signalburst og representerer den øyeblikkelige fasefeilen for sendt signal når sammenlignet med ideelt signal. Fig. 12, 13 og 14 er opptegninger av målt signalamplitude i forhold til bitantallet for en signalburst. Kurven 121 er amplituden til signalbursten. Kurvene 123 og 125 er øvre og nedre grense for amplituden. Kurven 127 er en utvidet opptegning av stig-ningstiden for den sendte signalampiituden og kurven 129 er en utvidet opptegning av falltiden for den sendte amplituden.

Claims

Fremgangsmåte for å behandle et inngangssignal innbefattende

digitalisering av inngangssignålet,

generering av data, som representerer et digital referansesignal, fasen til det digitale referansesignalet som reagerer delvis på inngangssignalet,

sammenligning av det digitaliserte inngangssignalet med data som representerer det digitale referansesignalet for å gi et differansesignal,karakterisert ved

tilveiebringelse av et inngangssignal som er både fase- og amplitudemodulert,

bestemmelse av parametrene til referansesignalet ut fra det digitaliserte inngangssignalet, idet bestemmelse av parametrene innbefatter detektering ved det modulerte inngangssignalet av en synkronisasjonsdatasekvens inneholdt deri ,

anvendelse av den detekterte synkronisasjonsdata-sekvensen ved generering av data som representerer det digitale referansesignalet, og

sammenligning av det digitaliserte inngangssignalet med data som representerer det digitale referansesignalet for å bestemme modulasjonsnøyaktigheten til inngangssignalet.
2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at det amplitude- og fase-modulerte inngangssignalet er tilveiebrakt ved å motta et kontinuerlig fasemodulert radiofrekvenssignal og blanding av radiofrekvenssignalet med en lokal oscillator for å gi inngangssignalet.
3. Fremgangsmåte ifølge et hvilket som helst av de foregående krav, karakterisert ved bestemmelse av signalkomponentene innbefattende fasen og amplituden som funksjon av tiden for referansesignalet og for inngangssignalet, og anvendelse av signalkomponentene for å sammenligne referansesignalene og inngangssignalene for således å bestemme modulasjonsnøyaktigheten til inngangssignalet.
4 .

Fremgangsmåte ifølge krav 3, karakterisert ved: bestemmelse av i-fase og kvadratur-fase signalkomponenter som funksjoner av tiden for inngangssignalet, beregning av en fasefunksjon og en amplitudefunksjon korresponderende med inngangssignalet som anvender i-fase og kvadratur-fase signalkomponenter, differensiering av fasefunksjonen for å tilveiebringe en frekvensfunksjon korresponderende med inngangssignalet, subtrahering av en frekvens av inngangssignalet fra frekvensfunksjonen for å tilveiebringe en frekvensavviks-funksjon korresponderende med inngangssignalet, detektering av nullgjennomgangene til frekvensavviksfunksjonen, detektering av datafrekvensen fra de detekterte null-gj ennomgangene.
5.

Fremgangsmåte ifølge krav 4, karakterisert ved kompensering av de detekterte nullgjennomgangene som reaksjon på den detekterte datasekvensen for korrigering av feil i de detekterte nullgjennomgangene når sammenlignet med et helt talls multippel av et databitintervall, idet databitintervallverdien er kjent innenfor en forutbestemt toleranse.
6.

Fremgangsmåte ifølge krav 5, karakterisert ved

vurdering av periode og fase for senderdataklokkefunksjonen ut fra de kompenserte nullgjennomgangene,

synkronisering av den detekterte datasekvensen med senderdataklokkefunksjonen for å etablere et aktiv måleinter-vall,

beregning av en referansesignalfasefunksjon korresponderende med inngangssignalet, og

sammenligning av den beregnede referansesignalfasefunk-sjonen og den beregnede fasefunksjonen for å bestemme fasedifferansefunksjonen til inngangssignalet.
7. Fremgangsmåte ifølge et hvilket som helst av foregående krav,karakterisert ved at sammenligningstrinnet innbefatter utførelse av en lineær regresjonsanalyse.
8. Fremgangsmåte ifølge krav 3, karakterisert ved

bestemmelse i-fase og kvadratur-fase signalkomponentene som funksjon av tiden for inngangssignalet,

beregning av en fasefunksjon og en amplitudefunksjon korresponderende med inngangssignalet ved å anvende i-fase og kvadratur-fase signalkomponentene,

synkronisering av den detekterte datasekvensen med en kjent bitsekvens for å tilveiebringe en sendedataklokkefunk-sjon og et databitsekvensintervallsignal,

beregning av en referansefasefunksjon som anvender den detekterte datasekvensen, senderdataklokkefunksjonen og databitsekvensintervallsignalet, og

sammenligning av referansefasefunksjonen med beregnet fasefunksjon for å bestemme en fasedifferansefunksjon for inngangssignalet.