JP2972803B2 - 位相エラーを決定するための方法及び装置 - Google Patents
位相エラーを決定するための方法及び装置Info
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2003—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation
- H04L27/2007—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained
- H04L27/2017—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained in which the phase changes are non-linear, e.g. generalized and Gaussian minimum shift keying, tamed frequency modulation
Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明は、一般にデジタル無線機に関するものであ
り、とりわけ、連続位相被変調信号における位相及び振
幅のエラー測定に関するものである。
り、とりわけ、連続位相被変調信号における位相及び振
幅のエラー測定に関するものである。
［従来技術とその問題点］ 現在では、いくつかのメーカーが、デジタルセルラ無
線機等の通信用無線機の製造及び販売を行なっている。
各メーカーは、その製品に関しメーカ独自の仕様で規定
しているのが普通である。慣例として、こうした仕様の
精度は、多くの、独立した、おそらくは間接的な方法を
利用して計測されてきた。例えば、送信信号の位相精度
は、スプリアス信号、位相ノズル、変調指数、周波数整
定速度、搬送周波数、及び、データクロック周波数を測
定することによって、間接的に求められる。さらに、一
般的には、外部装置を用いて、振幅の対時間のプロファ
イルをデータに同期させなければならないので、振幅測
定は、特殊な問題を生じることになる。
線機等の通信用無線機の製造及び販売を行なっている。
各メーカーは、その製品に関しメーカ独自の仕様で規定
しているのが普通である。慣例として、こうした仕様の
精度は、多くの、独立した、おそらくは間接的な方法を
利用して計測されてきた。例えば、送信信号の位相精度
は、スプリアス信号、位相ノズル、変調指数、周波数整
定速度、搬送周波数、及び、データクロック周波数を測
定することによって、間接的に求められる。さらに、一
般的には、外部装置を用いて、振幅の対時間のプロファ
イルをデータに同期させなければならないので、振幅測
定は、特殊な問題を生じることになる。
ヨーロッパ全域で、標準化移動デジタル無線システム
を実施しようという提案がなされている。こうした無線
システムの場合、例えば、送信機や受信機といった全て
のコンポーネントを共通の方法で測定した標準仕様に合
わせて製造しなければならない。Group Speciale Mobil
e（GSM）として知られるグループが、送信信号の変調プ
ロセスに関する精度を測定するための測定技法を提案し
ている。提案された測定技法の場合、送信される相軌道
（phase trajectory）のサンプル測定結果が得られる。
この測定結果は、数学的に計算された理想の相軌道と比
較され、送信信号と理想の信号との位相差が求められ
る。こうして求められた位相差の回帰線によって、周波
数のエラーが示され、この回帰線を位相差から引くこと
によって、位相エラーが得られる。このような標準的方
法を用いることによって、無線機のテスト及び製造が簡
略化されることになる。従って、個々のメーカーは、い
くつかの相互に関連した仕様ではなく、標準化された総
合的な位相エラー仕様に合致するかを確認するだけでよ
いということになる。このような利点を享受するために
は理想相軌道が求められなければならない。
を実施しようという提案がなされている。こうした無線
システムの場合、例えば、送信機や受信機といった全て
のコンポーネントを共通の方法で測定した標準仕様に合
わせて製造しなければならない。Group Speciale Mobil
e（GSM）として知られるグループが、送信信号の変調プ
ロセスに関する精度を測定するための測定技法を提案し
ている。提案された測定技法の場合、送信される相軌道
（phase trajectory）のサンプル測定結果が得られる。
この測定結果は、数学的に計算された理想の相軌道と比
較され、送信信号と理想の信号との位相差が求められ
る。こうして求められた位相差の回帰線によって、周波
数のエラーが示され、この回帰線を位相差から引くこと
によって、位相エラーが得られる。このような標準的方
法を用いることによって、無線機のテスト及び製造が簡
略化されることになる。従って、個々のメーカーは、い
くつかの相互に関連した仕様ではなく、標準化された総
合的な位相エラー仕様に合致するかを確認するだけでよ
いということになる。このような利点を享受するために
は理想相軌道が求められなければならない。
［発明の目的］ 従って本発明は、送信信号の理想的な相軌道を計算す
るための方法及び装置を提供するものである。
るための方法及び装置を提供するものである。
［発明の概要］ 本発明の原理によれば、送信信号と局部発振器の信号
を混合することによって、比較的低い周波数を備えた中
間周波数（IF）が生じ、IFは濾波されて後アナログ・デ
ジタル変換器（ADC）によってサンプリングされる。IF
信号のデジタル化サンプルは、さらに、線形位相有限イ
ンパルス応答（FIR）フィルターのようなデジタル低域
フィルターによってフィルターがかけられる。この場合
送信信号の位相変調を生じることなく、IF信号の高調波
が除去される。FIRデジタルフィルターは、このフィル
ター操作を行なうのに必要な同等のアナログフィルター
に比べるとよりシンプルで、より安価である。
を混合することによって、比較的低い周波数を備えた中
間周波数（IF）が生じ、IFは濾波されて後アナログ・デ
ジタル変換器（ADC）によってサンプリングされる。IF
信号のデジタル化サンプルは、さらに、線形位相有限イ
ンパルス応答（FIR）フィルターのようなデジタル低域
フィルターによってフィルターがかけられる。この場合
送信信号の位相変調を生じることなく、IF信号の高調波
が除去される。FIRデジタルフィルターは、このフィル
ター操作を行なうのに必要な同等のアナログフィルター
に比べるとよりシンプルで、より安価である。
送信信号の相軌道と振幅のプロファイルは、フィルタ
ーのかけられたIF信号のサンプルから計算される。ヒル
ベルト変換器を利用することによって、互いに直角位相
をなす２つの成分信号が生じる。この信号の相軌道は、
直角位相を成す成分信号の逆正接を計算することによっ
て求められ、振幅は、直角位相を成す成分信号の二乗の
和の平方根として計算される。
ーのかけられたIF信号のサンプルから計算される。ヒル
ベルト変換器を利用することによって、互いに直角位相
をなす２つの成分信号が生じる。この信号の相軌道は、
直角位相を成す成分信号の逆正接を計算することによっ
て求められ、振幅は、直角位相を成す成分信号の二乗の
和の平方根として計算される。
次に、信号の相軌道を利用して、データが検出され、
データのクロック位相が求められる。データの検出は、
Viterbiデコーダを利用し、あるいは、高SN比（SNR）
で、低符号間干渉（ISI）信号の場合には、相軌道を微
分することによって、実施可能である。相軌道の微分に
よって、信号の瞬時周波数が得られ、それから搬送周波
数を引くことによって、信号の周波数偏移を求めること
ができる。さらに、周波数偏移がゼロを通過する瞬時を
用い最小自乗アルゴリズムによって、データクロック位
相が推定される。データクロックの正確な推定は、位相
エラーの測定に対し重要である。
データのクロック位相が求められる。データの検出は、
Viterbiデコーダを利用し、あるいは、高SN比（SNR）
で、低符号間干渉（ISI）信号の場合には、相軌道を微
分することによって、実施可能である。相軌道の微分に
よって、信号の瞬時周波数が得られ、それから搬送周波
数を引くことによって、信号の周波数偏移を求めること
ができる。さらに、周波数偏移がゼロを通過する瞬時を
用い最小自乗アルゴリズムによって、データクロック位
相が推定される。データクロックの正確な推定は、位相
エラーの測定に対し重要である。
周波数偏移関数のゼロクロッシングを利用して、デー
タの検出も行なわれる。検出されるデータと、プリアン
ブルのようなデータシーケンスの既知の部分との間の相
関関係を利用して、データの同期化が行なわれる。次
に、同期化情報を利用して、測定作業において必要な時
間間隔が求められる。また、同期化情報を利用して、振
幅の対時間プロファイルとデータクロックとの同期化が
行なわれる。
タの検出も行なわれる。検出されるデータと、プリアン
ブルのようなデータシーケンスの既知の部分との間の相
関関係を利用して、データの同期化が行なわれる。次
に、同期化情報を利用して、測定作業において必要な時
間間隔が求められる。また、同期化情報を利用して、振
幅の対時間プロファイルとデータクロックとの同期化が
行なわれる。
データクロックの位相、検出したデータシーケンス、
及び、必要な時間間隔を利用することによって、デジタ
ル信号シンセサイザーは、送信信号に対応する理想の相
軌道を数学的に発生させる。こうして発生した理想の相
軌道を前に測定した送信信号の相軌道から引くことによ
って、信号の位相差の対時間の測定値が得られる。位相
差の対時間の測定値に基づいて行なわれる線形回帰の解
析によって、周波数エラーに加えて、瞬時位相エラーの
推定も可能になる。
及び、必要な時間間隔を利用することによって、デジタ
ル信号シンセサイザーは、送信信号に対応する理想の相
軌道を数学的に発生させる。こうして発生した理想の相
軌道を前に測定した送信信号の相軌道から引くことによ
って、信号の位相差の対時間の測定値が得られる。位相
差の対時間の測定値に基づいて行なわれる線形回帰の解
析によって、周波数エラーに加えて、瞬時位相エラーの
推定も可能になる。
［望ましい実施例の詳細説明］ ここで、第１図を参照すると、連続位相被変調RF信号
の位相エラーを測定する方法の第１の望ましい実施例を
表わしたフローチャートが示されている。送信機（送信
器とも呼称する）によって発生された被変調RF信号は、
デジタイザ回路１が受信し、デジタル形式に変換する。
デジタル化信号は、さらに、（第４図、第５図、及び、
第６図に示すような）変換回路２によって同相成分Ｉ及
び直角 相成分Ｑの信号に変換される。さらに送信信号
の振幅及び位相関数が、計算器３によってそれら成分信
号から計算される。例えば、プリアンブルまたはミッド
アンブルといった、既知のデータビットシーケンスから
構成される既知の同期信号９（SYNCH）を利用すること
によって、送信データを表わすビットシーケンスが、位
相及び振幅関数から同期化され（ブロック４）、送信器
データクロックとテストデータ間隔が得られる。データ
検出器５は、データビットシーケンスを検出し、３つの
信号、すなわち、送信器データクロック、テストデータ
間隔、及び、データビットシーケンスをシンセサイザー
に加え（ブロック６）、送信信号に対応する理想の位相
関数が合成、すなわち、数学的に計算されるようにす
る。データ検出器５は、Viterbiアルゴリズムを用いた
最大シーケンス予測器として実現することができる。測
定位相関数（すなわち、送信信号の位相）をこうしてブ
ロック６で合成された理想の位相関係から引くことによ
って（ブロック７）、位相差が求められる。ブロック８
における位相差の線形回帰によって、周波数エラー、す
なわち、回帰線101の勾配、及び、位相エラー、すなわ
ち、曲線102（第10図に示す）が得られる。
の位相エラーを測定する方法の第１の望ましい実施例を
表わしたフローチャートが示されている。送信機（送信
器とも呼称する）によって発生された被変調RF信号は、
デジタイザ回路１が受信し、デジタル形式に変換する。
デジタル化信号は、さらに、（第４図、第５図、及び、
第６図に示すような）変換回路２によって同相成分Ｉ及
び直角 相成分Ｑの信号に変換される。さらに送信信号
の振幅及び位相関数が、計算器３によってそれら成分信
号から計算される。例えば、プリアンブルまたはミッド
アンブルといった、既知のデータビットシーケンスから
構成される既知の同期信号９（SYNCH）を利用すること
によって、送信データを表わすビットシーケンスが、位
相及び振幅関数から同期化され（ブロック４）、送信器
データクロックとテストデータ間隔が得られる。データ
検出器５は、データビットシーケンスを検出し、３つの
信号、すなわち、送信器データクロック、テストデータ
間隔、及び、データビットシーケンスをシンセサイザー
に加え（ブロック６）、送信信号に対応する理想の位相
関数が合成、すなわち、数学的に計算されるようにす
る。データ検出器５は、Viterbiアルゴリズムを用いた
最大シーケンス予測器として実現することができる。測
定位相関数（すなわち、送信信号の位相）をこうしてブ
ロック６で合成された理想の位相関係から引くことによ
って（ブロック７）、位相差が求められる。ブロック８
における位相差の線形回帰によって、周波数エラー、す
なわち、回帰線101の勾配、及び、位相エラー、すなわ
ち、曲線102（第10図に示す）が得られる。
ここで第２図を参照すると、連続位相被変調RF信号の
位相エラー及び位相振幅を測定するための装置の概念ブ
ロック図が、示されている。被変調RF信号（テスト信
号）は、受信器20によって受信され、逓降変換ミクサー
回路11に結合される。該回路は、局部発振器13で発生し
た局部発振器信号をライン12で受信し、テスト信号をラ
イン15で受信して、テスト信号よりもかなり低い周波数
を備えた中間周波数（IF）信号を送り出すようになって
おり、本発明の場合、IF周波数は、700kHzが望ましい。
IF信号は、アナログ・アンチエイリアシング・フィルタ
ー17でフィルタリングを施され、送り込まれる局部発振
器の信号及びRF信号と、スプリアス信号が除去される。
フィルターにかけられたIF信号は、デジタイザ19に結合
され、アナログIF信号が、できれば、280万サンプル毎
秒の高サンプリング速度で、離散時間データシーケンス
に変換される。このために、ヒューレットパッカード社
製のHP70700Aデジタイザを利用することもできるし、あ
るいは、第４図、第５図、及び、第６図に示す高速度で
サンプリングするADCでデジタイザ19を実現することも
できる。約700kHzの周波数を備えたIF信号に変換した後
のテスタ信号は と表わすことができる。ここで： （ｔ）は、受信信号の振幅； ωｏ＝２π（700kHz）は、公称IF信号周波数； Δωは周波数の不確定性； は、受信信号の位相変調関数； φｏは未知のオフセット位相である。
位相エラー及び位相振幅を測定するための装置の概念ブ
ロック図が、示されている。被変調RF信号（テスト信
号）は、受信器20によって受信され、逓降変換ミクサー
回路11に結合される。該回路は、局部発振器13で発生し
た局部発振器信号をライン12で受信し、テスト信号をラ
イン15で受信して、テスト信号よりもかなり低い周波数
を備えた中間周波数（IF）信号を送り出すようになって
おり、本発明の場合、IF周波数は、700kHzが望ましい。
IF信号は、アナログ・アンチエイリアシング・フィルタ
ー17でフィルタリングを施され、送り込まれる局部発振
器の信号及びRF信号と、スプリアス信号が除去される。
フィルターにかけられたIF信号は、デジタイザ19に結合
され、アナログIF信号が、できれば、280万サンプル毎
秒の高サンプリング速度で、離散時間データシーケンス
に変換される。このために、ヒューレットパッカード社
製のHP70700Aデジタイザを利用することもできるし、あ
るいは、第４図、第５図、及び、第６図に示す高速度で
サンプリングするADCでデジタイザ19を実現することも
できる。約700kHzの周波数を備えたIF信号に変換した後
のテスタ信号は と表わすことができる。ここで： （ｔ）は、受信信号の振幅； ωｏ＝２π（700kHz）は、公称IF信号周波数； Δωは周波数の不確定性； は、受信信号の位相変調関数； φｏは未知のオフセット位相である。
ここに示すところによれば、 だけがデータシーケンスａの関数であるが；一般には、
（ｔ）もａの関数とすることができる。
（ｔ）もａの関数とすることができる。
送信RF信号または式（１）によって定義されるRF送信
信号から逓降変換されたIF信号は、一般に、衝撃係数が
0.125で、持続時間が約0.5ミリ秒（ms）のバーストとし
て受信される。
信号から逓降変換されたIF信号は、一般に、衝撃係数が
0.125で、持続時間が約0.5ミリ秒（ms）のバーストとし
て受信される。
（ｔ）及び は、それぞれ、送信信号の理想の変調とは異なる受信信
号（すなわち、送信信号）の振幅変調及び位相変調であ
る。この方法によって、受信信号の関数 の値と、これらの関数の理想の値との差が求められる。
号（すなわち、送信信号）の振幅変調及び位相変調であ
る。この方法によって、受信信号の関数 の値と、これらの関数の理想の値との差が求められる。
デジタイザ19は、式（１）によって定義されるIF信号
を離散時間サンプルのシーケンスに変換することにあ
る。Tsをサンプル間隔とした場合、サンプリングポイン
トがｔ＝kTs、ｋ＝０、１、２、…で、Ωｏ＝ωoTs、Δ
Ω＝ΔωTsと定義すると、サンプルのシーケンスは、 と書くことができる。
を離散時間サンプルのシーケンスに変換することにあ
る。Tsをサンプル間隔とした場合、サンプリングポイン
トがｔ＝kTs、ｋ＝０、１、２、…で、Ωｏ＝ωoTs、Δ
Ω＝ΔωTsと定義すると、サンプルのシーケンスは、 と書くことができる。
式（２）の量子化値によって、本方法を実現するため
デジタル信号プロセッサー（DSP）21に結合される２進
数のシーケンスが得られる。
デジタル信号プロセッサー（DSP）21に結合される２進
数のシーケンスが得られる。
デジタル信号プロセッサー21の出力、位相エラー、周
波数エラー、及び振幅プロファイルは、陰極線管（CR
T）22やプリンタ18といった各種表示手段に結合され
る。表示手段には、デジタル信号プロセッサー21によっ
て得られる情報のフォーマットするのに必要な回路要素
が含まれている。一般に、位相、周波数、及び、振幅情
報は、送信信号のバーストに含まれているデータビット
数によって決まる時間間隔によって、時間に対し作図さ
れる。図10及び11は、位相差、及び、周波数エラー及び
位相エラーの作図例であり、一方、図12、13、及び、14
は、送信信号の振幅プロファイルに関するプロットであ
る。
波数エラー、及び振幅プロファイルは、陰極線管（CR
T）22やプリンタ18といった各種表示手段に結合され
る。表示手段には、デジタル信号プロセッサー21によっ
て得られる情報のフォーマットするのに必要な回路要素
が含まれている。一般に、位相、周波数、及び、振幅情
報は、送信信号のバーストに含まれているデータビット
数によって決まる時間間隔によって、時間に対し作図さ
れる。図10及び11は、位相差、及び、周波数エラー及び
位相エラーの作図例であり、一方、図12、13、及び、14
は、送信信号の振幅プロファイルに関するプロットであ
る。
第３図は、本発明の原理に従って、受信RF信号の振幅
〔ｋ］、及び、受信RF信号の測定位相変調 と理想の位相変調φ（k;ａ）との差を求めるための方法
に関する第２の望ましい実施例を示したフローチャート
である。変調関数は、“t"をkTs、ｋ＝０、１、２、…
に置き換えることによって離散化される。
〔ｋ］、及び、受信RF信号の測定位相変調 と理想の位相変調φ（k;ａ）との差を求めるための方法
に関する第２の望ましい実施例を示したフローチャート
である。変調関数は、“t"をkTs、ｋ＝０、１、２、…
に置き換えることによって離散化される。
流れ図における第１のステップは、デジタルIFサンプ
ルを低域デジタルフィルター23に通すことにある。低域
デジタルフィルター23は、通される信号の位相変調に対
するそれ自身によるひずみを回避するため、線形位相応
答を示す有限インパルス応答（FIR）フィルターである
ことが望ましい。低域フィルター23の目的は、700kHzの
IF信号の高調波を除去することにある。FIRデジタルフ
ィルターは、同等のアナログィルターに比べて、比較的
容易かつ低コストで実現できる。
ルを低域デジタルフィルター23に通すことにある。低域
デジタルフィルター23は、通される信号の位相変調に対
するそれ自身によるひずみを回避するため、線形位相応
答を示す有限インパルス応答（FIR）フィルターである
ことが望ましい。低域フィルター23の目的は、700kHzの
IF信号の高調波を除去することにある。FIRデジタルフ
ィルターは、同等のアナログィルターに比べて、比較的
容易かつ低コストで実現できる。
初期の低域フィルタリングの後、該信号は、互いに直
角位相をなす２つの成分信号に変換される。直角位相信
号を発生することが可能な方法として、３つの異なる技
法が提案されている。
角位相をなす２つの成分信号に変換される。直角位相信
号を発生することが可能な方法として、３つの異なる技
法が提案されている。
ここで第４図を参照すると、同相信号Ｉ〔ｋ〕、及
び、直角 相信号Ｑ〔ｋ〕に変換する（Ｉ−Ｑ変換）第
１の方法には、ヒルベルト変換器31が利用される。RF信
号は、ミクサー39で局部発振器の信号と混合されて、IF
信号に逓降変換される。結果得られるIF信号は、帯域フ
ィルター37を介してADC35に結合される。フィルターに
かけられたIF信号は、ライン36のサンプル信号によって
刻時される高サンプリング速度のADC35によって、デジ
タル信号に変換される。ヒルベルト変換器31は、一定振
幅の応答を示し、正の周波数については、−90度、負の
周波数については、＋90度の位相応答を示すフィルター
から構成される。理想の位相応答を示し、信号の周波数
範囲にわたってほぼ理想的な振幅応答を示す反対称FIR
フィルター31を用いることによって、ヒルベルト変換器
31への近似が実現可能になる。同相信号については、FI
Rフィルター31によって直角 相信号にもたらされた時
間遅れを、遅延線33で補償する。
び、直角 相信号Ｑ〔ｋ〕に変換する（Ｉ−Ｑ変換）第
１の方法には、ヒルベルト変換器31が利用される。RF信
号は、ミクサー39で局部発振器の信号と混合されて、IF
信号に逓降変換される。結果得られるIF信号は、帯域フ
ィルター37を介してADC35に結合される。フィルターに
かけられたIF信号は、ライン36のサンプル信号によって
刻時される高サンプリング速度のADC35によって、デジ
タル信号に変換される。ヒルベルト変換器31は、一定振
幅の応答を示し、正の周波数については、−90度、負の
周波数については、＋90度の位相応答を示すフィルター
から構成される。理想の位相応答を示し、信号の周波数
範囲にわたってほぼ理想的な振幅応答を示す反対称FIR
フィルター31を用いることによって、ヒルベルト変換器
31への近似が実現可能になる。同相信号については、FI
Rフィルター31によって直角 相信号にもたらされた時
間遅れを、遅延線33で補償する。
ここで、第５図を参照すると、Ｉ−Ｑ信号分解の第２
の方法では、デジタル化IF信号と直角位相信号をミクサ
ー41及び43で混合出力することと、混合出力の低周波成
分を、それぞれ、低域フィルター45及び47に通すことが
含まれる。式（２）で得られる信号に2cos（Ωok）及び
−2sin（Ωok）をかけ、低域フィルタリングによって、
倍周波項（Dowble fresquency terms）が除去される
と、低域フィルターの出力は、 式（３）は、所望のＩ−Ｑ信号を表わしている。
の方法では、デジタル化IF信号と直角位相信号をミクサ
ー41及び43で混合出力することと、混合出力の低周波成
分を、それぞれ、低域フィルター45及び47に通すことが
含まれる。式（２）で得られる信号に2cos（Ωok）及び
−2sin（Ωok）をかけ、低域フィルタリングによって、
倍周波項（Dowble fresquency terms）が除去される
と、低域フィルターの出力は、 式（３）は、所望のＩ−Ｑ信号を表わしている。
第５図に示すＩ−Ｑミクシング法のデジタル方式によ
る実施には、維持可能な直角位相と振幅の精密なバラン
スに関して、対応するアナログ方式による実施に比べ、
かなりの利点がある、直角位相信号の精密なバランス
は、この方法にとって重要な要件である。
る実施には、維持可能な直角位相と振幅の精密なバラン
スに関して、対応するアナログ方式による実施に比べ、
かなりの利点がある、直角位相信号の精密なバランス
は、この方法にとって重要な要件である。
ここで、さらに第６図を参照すると、Ｉ−Ｑ信号の分
解には、ヒルベルト変換器51、遅延線49、及び、４つの
ミクサー53、55、57、及び、59が関係している。この構
成は、直角位相をなす２つの単側波帯ミクサーに近似し
ている。第５図に示す方法に対するこの方法の利点は、
倍周波項が単側波帯ミクサーによって相殺されるため、
低域フィルター45及び47が不必要となり除去されること
にある。
解には、ヒルベルト変換器51、遅延線49、及び、４つの
ミクサー53、55、57、及び、59が関係している。この構
成は、直角位相をなす２つの単側波帯ミクサーに近似し
ている。第５図に示す方法に対するこの方法の利点は、
倍周波項が単側波帯ミクサーによって相殺されるため、
低域フィルター45及び47が不必要となり除去されること
にある。
上述の３つの技法は、全て、Ｉ〔ｋ〕とＱ〔ｋ〕のサ
ンプルを係数４あるいはもっと大きな数で間引きをおこ
ない、Ｉ〔ｋ〕とＱ〔ｋ〕の有効な処理を可能にするも
のである。第５図に示す低域フィルターの利点は、デジ
タイザ19によって生じるADC量子化ノイズの低減であ
る。
ンプルを係数４あるいはもっと大きな数で間引きをおこ
ない、Ｉ〔ｋ〕とＱ〔ｋ〕の有効な処理を可能にするも
のである。第５図に示す低域フィルターの利点は、デジ
タイザ19によって生じるADC量子化ノイズの低減であ
る。
Ｉ〔ｋ〕とＱ〔ｋ〕が得られると、振幅と位相関数が
計算され、それぞれ、ライン24及び26に出力される。振
幅関数は、 Ａ［ｋ］＝SQRT［I2［ｋ］＋Q2［ｋ］］ ｋ＝０、１、２、…、Ｋ （４） で示され、位相関数は、 θ［ｋ］＝ARCTAN｛Ｑ［ｋ］/I［ｋ］｝ ｋ＝０、１、２、…、Ｋ （５） で示される。
計算され、それぞれ、ライン24及び26に出力される。振
幅関数は、 Ａ［ｋ］＝SQRT［I2［ｋ］＋Q2［ｋ］］ ｋ＝０、１、２、…、Ｋ （４） で示され、位相関数は、 θ［ｋ］＝ARCTAN｛Ｑ［ｋ］/I［ｋ］｝ ｋ＝０、１、２、…、Ｋ （５） で示される。
ｋ＋１は、バーストにおけるサンプル数であり、例え
ば、バーストの継続時間が0.5ミリ秒であり、サンプリ
ング速度が2800ksps（ｋサンプル毎秒）の場合には、ｋ
＝1400になる。
ば、バーストの継続時間が0.5ミリ秒であり、サンプリ
ング速度が2800ksps（ｋサンプル毎秒）の場合には、ｋ
＝1400になる。
式（５）によって得られる位相サンプルを微分器に通
すと、周波数の対時間関数のサンプルが得られる。微分
器25は、振幅応答が線形で、テスト信号の周波数範囲に
わたって90゜の移相を生じる、反対称FIRデジタルフィ
ルターが望ましい。ヒルベルト変換器31のように、微分
器25は、デジタルハードウェアによって容易かつ正確に
実現される周知のデジタルフィルターである。
すと、周波数の対時間関数のサンプルが得られる。微分
器25は、振幅応答が線形で、テスト信号の周波数範囲に
わたって90゜の移相を生じる、反対称FIRデジタルフィ
ルターが望ましい。ヒルベルト変換器31のように、微分
器25は、デジタルハードウェアによって容易かつ正確に
実現される周知のデジタルフィルターである。
ここで、さらに第７図及び第８図を参照すると、デジ
タル移動無線機に関してヨーロッパで提案された変調方
式GMSK.3変調において典型的な周波数偏移関数が示され
ている。第７図の（ｆ−fc）Tbは、ビット伝送速度fb＝
1/Tbによって正規化された信号搬送波（IF）周波数fcか
らの周波数偏移である。ここで、Tbはビット間隔であ
る。第７図において、周波数偏移が36ビットについて示
されている。あるビット間隔における周波数偏移の正の
値は、２進状態の一方を表わし、負の値は、２進状態の
もう一方を表わしている。第７図に示す周波数関数は、
ビットシーケンス または、このシーケンスの補数を表わしている。
タル移動無線機に関してヨーロッパで提案された変調方
式GMSK.3変調において典型的な周波数偏移関数が示され
ている。第７図の（ｆ−fc）Tbは、ビット伝送速度fb＝
1/Tbによって正規化された信号搬送波（IF）周波数fcか
らの周波数偏移である。ここで、Tbはビット間隔であ
る。第７図において、周波数偏移が36ビットについて示
されている。あるビット間隔における周波数偏移の正の
値は、２進状態の一方を表わし、負の値は、２進状態の
もう一方を表わしている。第７図に示す周波数関数は、
ビットシーケンス または、このシーケンスの補数を表わしている。
第７図から分るように、周波数偏移は、第８図に示す
ように、Tbのほぼ倍数においてゼロを通過する。第７図
及び第８図から分るように、ビットパターンが既知の場
合、Tbの倍数からのゼロクロッシングエラーは、予測可
能である。例えば、ビット10にビット11が後続する場
合、ビット10とビット11の間のゼロクロッシングは、エ
ラーが−0.0142Tbになる。ビット00とビット10の間のゼ
ロクロッシングにおけるエラーは、0.0142Tbであり、ビ
ット11とビット00間のゼロクロシッグにおけるエラー
は、ほぼ、ゼロになる等々である。
ように、Tbのほぼ倍数においてゼロを通過する。第７図
及び第８図から分るように、ビットパターンが既知の場
合、Tbの倍数からのゼロクロッシングエラーは、予測可
能である。例えば、ビット10にビット11が後続する場
合、ビット10とビット11の間のゼロクロッシングは、エ
ラーが−0.0142Tbになる。ビット00とビット10の間のゼ
ロクロッシングにおけるエラーは、0.0142Tbであり、ビ
ット11とビット00間のゼロクロシッグにおけるエラー
は、ほぼ、ゼロになる等々である。
微分器25の出力は、第７図に示すような連続した時間
関数ではなく、周波数関数の実際のサンプル（値）であ
る。例えば、ビット伝送速度が270ksps（1000ビット毎
秒）で、サンプリング速度が2.8Msps（100万ビット毎
秒）であれば、10.37サンプル／ビットになる。
関数ではなく、周波数関数の実際のサンプル（値）であ
る。例えば、ビット伝送速度が270ksps（1000ビット毎
秒）で、サンプリング速度が2.8Msps（100万ビット毎
秒）であれば、10.37サンプル／ビットになる。
もう１度第３図を参照すると、微分器25の後で、IF周
波数を周波数関数から引くことによって（ブロック2
7）、第７図に示すような周波数偏移関数が生じる。次
のステップ（ブロック29）では、ビットシーケンス
（６）で示すような、受信データシーケンスが検出され
るゼロクロッシングの検出を行なう。周波数偏移の離散
時間サンプルが利用できるので、補間アルゴリズムを用
いてゼロクロッシングが検出される。検出データシーケ
ンスにより補正を加えることによって（ブロック31）、
Tbの倍数からのセロクロッシングの差が補償されること
になる。これら補償されたゼロクロッシングによって、
送信器（不図示）のデータクロックに同期したデータク
ロックを設定するのに用いられるデータが得られる。
波数を周波数関数から引くことによって（ブロック2
7）、第７図に示すような周波数偏移関数が生じる。次
のステップ（ブロック29）では、ビットシーケンス
（６）で示すような、受信データシーケンスが検出され
るゼロクロッシングの検出を行なう。周波数偏移の離散
時間サンプルが利用できるので、補間アルゴリズムを用
いてゼロクロッシングが検出される。検出データシーケ
ンスにより補正を加えることによって（ブロック31）、
Tbの倍数からのセロクロッシングの差が補償されること
になる。これら補償されたゼロクロッシングによって、
送信器（不図示）のデータクロックに同期したデータク
ロックを設定するのに用いられるデータが得られる。
ブロック33において、送信器データクロックの周期及
び位相の極めて正確な推定を行なうことにより、測定さ
れる位相エラーのエラーを最小限にとどめるようにしな
ければならない。例えば、データクロックの位相に１パ
ーセントのエラーがあれば、位相測定のエラーは0.9度
にもなり、これを許容することはできない。測定したゼ
ロクロッシングの補償が行なわれたとしても、データク
ロックの推定が最適でない限りは、測定ノズルによっ
て、信頼のおけないデータクロックが生じる可能性があ
る。送信器データクロックは、 tk＝kT＋ｂ、ｋ＝０、１、２、… （７） で表わすことができる。ここで、Ｔは、送信器のデータ
クロック周期、ｂは、未知のデータクロック位相であ
る。仮定（apriori）のクロック周期は、Ｔの特定の
公差内にあることが知られている。目的は、測定したゼ
ロクロッシングからＴ及びｂの推定値及びを得るこ
とである。
び位相の極めて正確な推定を行なうことにより、測定さ
れる位相エラーのエラーを最小限にとどめるようにしな
ければならない。例えば、データクロックの位相に１パ
ーセントのエラーがあれば、位相測定のエラーは0.9度
にもなり、これを許容することはできない。測定したゼ
ロクロッシングの補償が行なわれたとしても、データク
ロックの推定が最適でない限りは、測定ノズルによっ
て、信頼のおけないデータクロックが生じる可能性があ
る。送信器データクロックは、 tk＝kT＋ｂ、ｋ＝０、１、２、… （７） で表わすことができる。ここで、Ｔは、送信器のデータ
クロック周期、ｂは、未知のデータクロック位相であ
る。仮定（apriori）のクロック周期は、Ｔの特定の
公差内にあることが知られている。目的は、測定したゼ
ロクロッシングからＴ及びｂの推定値及びを得るこ
とである。
Si（但しｉ＝１、２、…Ｎ）が、周波数偏移関数の測
定されかつ補償されたゼロクロッシングであると仮定す
る。の倍数だけ間隔をあけたゼロクロッシングSiの推
定値は、 ｉ＝ki ＋ （８） と書くことができるが、ここで ki＝INT〔（Si−ω1/＋0.5］ （９） であり、ω１は信号バーストの中心に近いゼロクロッシ
ングといった、時間基準である。及びの値が得られ
ると、 によって求められる集合Siとｉ（ｉ＝１、２、…、
Ｎ）との間の平均二乗誤差が、最小にされる。結果得ら
れる推定値は、 及び となる。
定されかつ補償されたゼロクロッシングであると仮定す
る。の倍数だけ間隔をあけたゼロクロッシングSiの推
定値は、 ｉ＝ki ＋ （８） と書くことができるが、ここで ki＝INT〔（Si−ω1/＋0.5］ （９） であり、ω１は信号バーストの中心に近いゼロクロッシ
ングといった、時間基準である。及びの値が得られ
ると、 によって求められる集合Siとｉ（ｉ＝１、２、…、
Ｎ）との間の平均二乗誤差が、最小にされる。結果得ら
れる推定値は、 及び となる。
送信器のデータクロックと同期化される受信器のデー
タクロックは、 tk＝ｋ＋;k＝０、１、２、… （13） で表わされる。
タクロックは、 tk＝ｋ＋;k＝０、１、２、… （13） で表わされる。
クロック周期Ｔが、既知の仮定によるものであり、必
要な測定にとって十分な精度を備えている場合、あるい
は、その測定にＴの不正確さに起因すると考えられる位
相エラーの測定を含める必要がある場合には、Ｔの推定
は行なわれない。この場合、式（12）及び（13）におい
て＝であり、式（12）によって示されるように、デ
ータクロックの位相についてのみ推定が行なわれる。
要な測定にとって十分な精度を備えている場合、あるい
は、その測定にＴの不正確さに起因すると考えられる位
相エラーの測定を含める必要がある場合には、Ｔの推定
は行なわれない。この場合、式（12）及び（13）におい
て＝であり、式（12）によって示されるように、デ
ータクロックの位相についてのみ推定が行なわれる。
次のステップ（ブロック35）では、ビットパターンを
同期させることによって、位相及び振幅エラーが求めら
れ、表示される信号バーストの活動時間間隔が設定され
る。プリアンブルまたはミッドアンプルといった同期パ
ターンが、利用可能なとき、すなわちそれらが送信信号
のバーストに含まれている場合には、式（４）に示すと
ころに従って〔ｋ〕から求められるバーストのエンベ
ロープの前縁と後縁を用いることによって、プリアンブ
ルまたはミッドアンブルの存在し得る範囲が設定され
る。検出したビットパターンと既知と同期パターンとの
離散時間相互相関を行なうことによって、２つのパター
ンが整列され、活動間隔が設定される。同期パターンが
存在しなければ、テストの活動間隔は、バーストのエン
ベロープの前縁と後縁との間に中心を置く。
同期させることによって、位相及び振幅エラーが求めら
れ、表示される信号バーストの活動時間間隔が設定され
る。プリアンブルまたはミッドアンプルといった同期パ
ターンが、利用可能なとき、すなわちそれらが送信信号
のバーストに含まれている場合には、式（４）に示すと
ころに従って〔ｋ〕から求められるバーストのエンベ
ロープの前縁と後縁を用いることによって、プリアンブ
ルまたはミッドアンブルの存在し得る範囲が設定され
る。検出したビットパターンと既知と同期パターンとの
離散時間相互相関を行なうことによって、２つのパター
ンが整列され、活動間隔が設定される。同期パターンが
存在しなければ、テストの活動間隔は、バーストのエン
ベロープの前縁と後縁との間に中心を置く。
クロック位相及び周期、データシーケンス、及び、関
係する時間間隔を知ることによって、理想の振幅及び位
相変調関数Ａ〔ｋ〕及びφ〔k;ａ〕を数学的に計算する
のに必要な情報が得られる。こうして計算された関数
は、次に、ブロック38において、振幅及び位相の対応す
る測定値と比較され、振幅及び位相のエラーに関する測
定値が得られる。
係する時間間隔を知ることによって、理想の振幅及び位
相変調関数Ａ〔ｋ〕及びφ〔k;ａ〕を数学的に計算する
のに必要な情報が得られる。こうして計算された関数
は、次に、ブロック38において、振幅及び位相の対応す
る測定値と比較され、振幅及び位相のエラーに関する測
定値が得られる。
例えば、ここで、連続位相被変調信号（CPM）の位相
関数の合成（ブロック37）について、考察する。
関数の合成（ブロック37）について、考察する。
CPMの位相関数は、 と書くことができるのが、ここで ai＝±１、±３、…、±（2M−１）とした場合、 ａ＝（…、a-1、a0、a1、a2、…） がデータシーケンスである。２進変調の場合、Ｍ＝１及
びai＝±１になる。
びai＝±１になる。
hiは、一般に、時間の巡回（cyclic）関数といった変
調指数である。最小シフトキー（MSK）やガウス最小シ
フトキー（GMSK）といった多くの共通した変調の場合、
ｈ＝1/2（定数）である。
調指数である。最小シフトキー（MSK）やガウス最小シ
フトキー（GMSK）といった多くの共通した変調の場合、
ｈ＝1/2（定数）である。
ｑ（ｔ）は、 ｑ（ｔ）＝０、ｔ＜０ ＝1/2、ｔ＜LTb （15） の特性を備えた位相パルス形関数であり、ここで、Ｌ
は、正の整数である。変調のタイプは、ｑ（ｔ）によっ
て決まる。MSK、Ｌ＝１及びGMSK.3、Ｌ＝５に関する位
相パルス応答曲線が、それぞれ、第9a図及び第9b図に作
図されている。
は、正の整数である。変調のタイプは、ｑ（ｔ）によっ
て決まる。MSK、Ｌ＝１及びGMSK.3、Ｌ＝５に関する位
相パルス応答曲線が、それぞれ、第9a図及び第9b図に作
図されている。
理想の位相関数φ〔k;ａ〕の合成後、測定位相関数 からそれをを引くと、 で示される位相差が得られる。位相エラーは、 として、すなわち、受信位相関数と合成による理想の位
相関数の差と定義されるので、位相差は、 θφ〔ｋ〕＝ΔΩｋ＋∈φ〔ｋ〕＋φ１ （19） ｋ＝１、２、…、Ｋ となる。ここで、 ΔΩは、周波数エラー、φ１は、未知のアフセット位相
である。
相関数の差と定義されるので、位相差は、 θφ〔ｋ〕＝ΔΩｋ＋∈φ〔ｋ〕＋φ１ （19） ｋ＝１、２、…、Ｋ となる。ここで、 ΔΩは、周波数エラー、φ１は、未知のアフセット位相
である。
位相差θφ〔ｋ〕は、勾配がΔΩの線形項ΔΩｋ及び
定数項φ１、を備えており、式（19）で得られるｋ値を
線形回帰曲線 にあてはめることによって推定することができる。
定数項φ１、を備えており、式（19）で得られるｋ値を
線形回帰曲線 にあてはめることによって推定することができる。
として表わされる式（19）と（20）の差と の統計が、該方法の所望の出力である。
ここで、さらに第10図、第11図、第12図、第13図、及
び、第14図を参照すると、上述の方法によって求められ
た位相エラー及びその他の情報が作図されている。第10
図には、ビット毎に測定した位相差が、時間に対して、
曲線103として作図されている。曲線103は、信号バース
トの各データビット毎に、理想の位相関数と送信位相関
数の位相差を示したものである。曲線101は、データバ
ーストのデータビット番号数に対して作図された位相差
の線形回帰である。線形回帰曲線101の勾配は、送信信
号の周波数エラーを表わしている。第11図の場合、曲線
111は、信号バーストのデータビットに関する瞬時位相
エラーの対時間（ビット番号）プロットであり、理想の
信号と比較した場合における、送信信号の瞬時位相エラ
ーを表わしている。第12図、第13図、及び、第１図は、
信号バーストに関する測定信号の振幅の対ビット番号プ
ロットである。曲線121は、信号バーストの振幅であ
る。曲線123及び125は、振幅について許容される上限と
下限である。曲線127は、送信信号の振幅に関する立上
り時間の拡大プロットであり、曲線129は、送信信号の
振幅に関する立下り時間の拡大プロットである。
び、第14図を参照すると、上述の方法によって求められ
た位相エラー及びその他の情報が作図されている。第10
図には、ビット毎に測定した位相差が、時間に対して、
曲線103として作図されている。曲線103は、信号バース
トの各データビット毎に、理想の位相関数と送信位相関
数の位相差を示したものである。曲線101は、データバ
ーストのデータビット番号数に対して作図された位相差
の線形回帰である。線形回帰曲線101の勾配は、送信信
号の周波数エラーを表わしている。第11図の場合、曲線
111は、信号バーストのデータビットに関する瞬時位相
エラーの対時間（ビット番号）プロットであり、理想の
信号と比較した場合における、送信信号の瞬時位相エラ
ーを表わしている。第12図、第13図、及び、第１図は、
信号バーストに関する測定信号の振幅の対ビット番号プ
ロットである。曲線121は、信号バーストの振幅であ
る。曲線123及び125は、振幅について許容される上限と
下限である。曲線127は、送信信号の振幅に関する立上
り時間の拡大プロットであり、曲線129は、送信信号の
振幅に関する立下り時間の拡大プロットである。
［発明の効果］ 前述の説明から明らかなように、本発明の実施によ
り、入力被変調RF信号は中間周波数信号に変換される。
中間周波信号はデジタル化され、その位相と振幅が求め
される。位相の微分として周波数が求められ、中間周波
数を差し引いて周波数偏移関数が求められる。
り、入力被変調RF信号は中間周波数信号に変換される。
中間周波信号はデジタル化され、その位相と振幅が求め
される。位相の微分として周波数が求められ、中間周波
数を差し引いて周波数偏移関数が求められる。
周波数偏移関数のゼロクロッシングが求められて、デ
ータシーケンスによって補償される。そして、補償され
たゼロクロッシングから理想的位相関数（位相軌道）が
得られる。理想的位相関数とテスト（被測定）位相の差
として位相エラーが求められる。
ータシーケンスによって補償される。そして、補償され
たゼロクロッシングから理想的位相関数（位相軌道）が
得られる。理想的位相関数とテスト（被測定）位相の差
として位相エラーが求められる。
デジタル化した後は全て数学的な計算によって各関数
が求められるので、位相ノズルや周波数エラー、振幅エ
ラーが正しく求められる。
が求められるので、位相ノズルや周波数エラー、振幅エ
ラーが正しく求められる。
第１図は、本発明の一実施例による送信信号の位相エラ
ーを測定する方法のフローチャートである。 第２図は、第１図の方法を実行するための装置の一実施
例の概念的ブロック図である。 第３図は、本発明の一実施例の位相エラーと振幅を測定
する方法のフローチャートである。 第４図、第５図及び第６図はIF信号を同相及び直角相信
号に変換するための３つの技術のそれぞれの機能ブロッ
ク図である。 第７図は、GMSK.3被変調信号に対する典型的な周波数偏
移関数を説明するための周波数プロット図である。 第８図は、第７図に示された周波数偏移プロットの検出
されたゼロクロッシングにおけるエラーを示すプロット
図である。 第9a図は、最小シフトキー変調に対する位相パルス応答
を示すプロット図である。 第9b図はガウス最小シフトキー変調に対する位相パルス
応答を示すプロット図である。 第10図は瞬時位相差と線形回帰曲線を示すプロット図で
ある。 第11図はビット番号に対する瞬時測定位相エラーを示す
プロット図である。 第12図は測定パルス振幅を示すプロット図である。 第13図は、第12図に示すパルスの立ち上り時間を拡大し
て示すプロット図である。 第14図は、第12図に示すパルスの立ち上り時間を拡大し
て示すプロット図である。
ーを測定する方法のフローチャートである。 第２図は、第１図の方法を実行するための装置の一実施
例の概念的ブロック図である。 第３図は、本発明の一実施例の位相エラーと振幅を測定
する方法のフローチャートである。 第４図、第５図及び第６図はIF信号を同相及び直角相信
号に変換するための３つの技術のそれぞれの機能ブロッ
ク図である。 第７図は、GMSK.3被変調信号に対する典型的な周波数偏
移関数を説明するための周波数プロット図である。 第８図は、第７図に示された周波数偏移プロットの検出
されたゼロクロッシングにおけるエラーを示すプロット
図である。 第9a図は、最小シフトキー変調に対する位相パルス応答
を示すプロット図である。 第9b図はガウス最小シフトキー変調に対する位相パルス
応答を示すプロット図である。 第10図は瞬時位相差と線形回帰曲線を示すプロット図で
ある。 第11図はビット番号に対する瞬時測定位相エラーを示す
プロット図である。 第12図は測定パルス振幅を示すプロット図である。 第13図は、第12図に示すパルスの立ち上り時間を拡大し
て示すプロット図である。 第14図は、第12図に示すパルスの立ち上り時間を拡大し
て示すプロット図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01R 29/26
Claims (11)
- 【請求項１】後記（イ）乃至（ヘ）のステップよりな
り、送信機より発生されたデータを表わすデータビット
シーケンスを含む被変調RF信号の位相エラーを決定する
ための方法。 （イ）前記被変調RF信号を同相成分信号と直角相成分信
号とに変換するステップ。 （ロ）前記同相成分信号と前記直角相成分信号を用い
て、前記被変調RF信号に対応する位相関係と振幅関数と
を計算するステップ。 （ハ）前記データビットシーケンスを既知ビットシーケ
ンスに同期させ送信機データクロック信号とデータビッ
トシーケンス間隔信号を与えるステップ。 （ニ）前記データビットシーケンスを検出するステッ
プ。 （ホ）前記データビットシーケンス間隔信号、前記送信
機データクロック信号及び前記データビットシーケンス
を用いて前記被変調RF信号に対応する理論的理想位相関
数を計算するステップ。 （ヘ）前記被変調RF信号の位相差関数を決定するため、
前記位相関数と前記理論的理想位相関数を比較するステ
ップ。 - 【請求項２】前記被変調RF信号の周波数エラーを決定す
るために、前記位相差関数の線形回帰をおこなうステッ
プを追加してなる請求項１記載の位相エラーを決定する
ための方法。 - 【請求項３】前記被変調RF信号を局部発振器信号と混合
して所定の周波数を有する被変調中間周波数信号を発生
するステップを追加してなる請求項１記載の位相エラー
を決定するための方法。 - 【請求項４】前記被変調中間周波数信号デジタル化して
該中間周波数信号の離散時間サンプルのシーケンスを与
えるステップを追加してなる請求項３記載の位相エラー
を決定するための方法。 - 【請求項５】前記所定の周波数の不要な高調波を除去す
るためデジタル化した該中間周波数信号をフィルタリン
グするステップを追加してなる請求項４記載の位相エラ
ーを決定するための方法。 - 【請求項６】後記（イ）乃至（ハ）を備えた、送信機が
発生する被変調RF信号の位相エラーを決定するための装
置。 （イ）前記被変調RF信号を受信するための受信手段。 （ロ）前記被変調RF信号をデジタル信号に変換するた
め、前記受信手段に結合されたデジタイザ手段。 （ハ）前記デジタル信号を処理して位相関数信号、送信
機データクロック信号、データ間隔信号及びデータビッ
トシーケンスとを与え、 前記データ間隔信号、前記送信機データクロック信号及
び前記データビットシーケンスを用いて前記被変調RF信
号に対応する理想位相関数信号を計算合成し、前記位相
関数信号と前記理想位相関数信号との比較をおこない、
前記位相関数信号と前記理想位相関数信号間の位相差を
表わす位相差信号をあたえるためのデジタル信号処理手
段。 - 【請求項７】前記受信手段が、局部発振器信号を発生す
るための局部発振器手段と、前記被変調RF信号と前記局
部発振器信号とに応じて所定の周波数を有する被変調中
間周波数信号を発生するための、前記局部発振器手段に
結合されたミクサー手段と、前記被変調中間周波数信号
からRF信号、局部発振器信号及びスプリアス信号を除去
するための、前記ミクサー手段に結合されたフィルタ手
段とを備えたことを特徴とする請求項６記載の位相エラ
ーを決定するための装置。 - 【請求項８】前記デジタイザ手段が、所定のサンプリン
グ速度で前記中間周波数信号をサンプリングするアナロ
グ・デジタル変換器を備えたことを特徴とする請求項７
記載の位相エラーを決定するための装置。 - 【請求項９】前記デジタル信号処理手段が、デジタル化
された前記中間周波数信号を同相成分信号と直角相成分
信号とに変換する手段を有することを特徴とする請求項
８記載の位相エラーを決定するための装置。 - 【請求項１０】前記デジタル信号処理手段が、さらに、
前記同相成分信号と前記直角相成分信号を用いて、前記
被変調RF信号に対応する位相関係と振幅関数とを計算す
る手段を備えたことを特徴とする請求項９記載の位相エ
ラーを決定するための装置。 - 【請求項１１】さらに、前記位相差信号を表示するため
の表示手段を備えたことを特徴とする請求項６記載の位
相エラーを決定するための装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/297,357 US5001724A (en) | 1989-01-13 | 1989-01-13 | Method and apparatus for measuring phase accuracy and amplitude profile of a continuous-phase-modulated signal |
| US297,357 | 1989-01-13 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02227672A JPH02227672A (ja) | 1990-09-10 |
| JP2972803B2 true JP2972803B2 (ja) | 1999-11-08 |
Family
ID=23145984
Family Applications (1)
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