JPH02193332A

JPH02193332A - 半導体レーザ駆動回路

Info

Publication number: JPH02193332A
Application number: JP1013467A
Authority: JP
Inventors: Akihiro Takagi; 高木　晶弘
Original assignee: Nikon Corp
Current assignee: Nikon Corp
Priority date: 1989-01-23
Filing date: 1989-01-23
Publication date: 1990-07-31
Anticipated expiration: 2013-03-30
Also published as: JP2734050B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕半導体レーザの駆動回路に関する。

〔従来の技術〕

第３図に、書き込み可能な光デイスク装置に応用した半
導体レーザ（以下ＬＤと称す）の駆動回路の従来例を示
す。この回路は、ＬＤ出射パワーが常に一定となるよう
にＬＤ駆動電流を制御する回路形式すなわちＡ　Ｐ　Ｃ
（ＡｕＬｏ　Ｐｏｗｅｒ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　）である。

第３図において、（ｌＯ）はＬＤ、　　（１１）（１２
０１３）（１４）は夫々第１１第２、第３、第４のトラ
ンジスタ、（２４）は基底レベル設定点、（２５）はレ
ーザ光パルス振幅設定端子、（２６）は変調信号入力端
子である。

第１のトランジスタ（１１）のコレクタはコレクタ負荷
抵抗（１５）を介して、また第２のトランジスタ（１２
）のコレクタもコレクタ負荷抵抗（１６）を介して、と
もに基底レベル設定点（２４）に接続されている。

第１と第２のトランジスタ（１１）（１２）のエミッタ
はともに第３のトランジスタ（１３）のコレクタに接続
され、第３のトランジスタ（１３）のエミッタはエミッ
タ抵抗（１７）を介して電源の一端へ、すなわち接地さ
れている。レーザ光パルス振幅設定端子（２５）と第３
のトランジスタ（１３）のベースとの間に接続″された
増幅器（３９）は第３のトランジスタ（１３）のコレク
タ電流が温度変化等で変化しないように補償制御するた
めのもので、レーザ光パルス振幅設定端子（２５）はこ
の増幅器（３９）の非反転入力端に接続され、増幅器（
３９）の出力はトランジスタ（１３）のベースに接続さ
れ、トランジスタ（１３）のエミッタは抵抗（１７）を
介して接地されると共に、増幅器（３９）の反転入力端
に接続され、負帰還がかけられている。第１と第２のト
ランジスタ（１１）（１２）の各ベースは電源の他端（
＋Ｖ）とバイアス点安定用定電圧電源（２７）との間に
、夫々、２つの抵抗（１Ｂ）　（ｔ９）と（２０）　（
２１）との直列分圧回路を接続してなるバイアス回路の
各分圧接続点（２８）　（２９）に接続されており、一
方の第２のトランジスタ（１２）のベースはさらに入力
抵抗（２２）を介して前記変調信号入力端子（２６）に
接続されている。第１のトランジスタ（１１）のコレク
タには第４のトランジスタ（１４）のベースが接続され
、第４のトランジスタ（１４）のコレクタは電源の他端
（＋Ｖ）へ、そしてエミッタは、エミッタ抵抗（２３）
を介してＬ　Ｄ　（１０）の一端側に接続され、Ｌ　Ｄ
　（１０）の他端は電源の一端に接続、すなわち接地さ
れている。

ここまでの回路構成において、基底レベル設定点（２４
）に基底レベル設定電圧が入力され、レーザ光パルス振
幅設定端子（２５）に光パルス振幅設定電圧Ｖａが供給
されており、変調信号入力端子（２６）に信号入力が無
い状態では、第１のトランジスタ（１１）が導通して第
２のトランジスタ（１２）が遮断となり、変調信号入力
端子（２６）が高（）ｌ）レベルになると第１のトラン
ジスタ（１１）が遮断して第２のトランジスタ（１２）
が導通となるように、バイアス回路の抵抗（１８）　（
１９）　（２０）　（２１）の値を選んでおくものとす
る。

第３のトランジスタ（１３）のコレクタ電流ｉｃｓは、
エミッタ抵抗（１７）の抵抗値をＲｌ　＋とすると、光
パルス振幅設定電圧Ｖａにより、ｉ　ｃ３＝　Ｖａ　／　Ｒ＋ｔ　　　　・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（１）である。コレクタ負荷抵
抗（１５）の抵抗値をＲｏとすると、第１のトランジス
タ（１１）のコレクタ電圧Ｖｃは、変調信号入力端子（
２６）への変調信号入力が高（ｌ（）レベルのときに、
基底レベル設定点（２４）の電圧をＶｔ４とすると、Ｖｃ（Ｈ）＝Ｖｔ＋　　　　　　　　　・・・・・・・
・・（２）となり、同じく低（Ｌ）レベルのときに、Ｖ
ｃ（Ｌ）＝Ｖ＋＋−ｒ　ｃｓ　・Ｒ＋５＝ＶＨ−Ｖａ　
　・　　（Ｒａｇ／Ｒａｔ）　　　（３）となる。

第４のトランジスタ（１４）によるエミッタホロワによ
ってＬ　Ｄ　（１０）に流れる電流パルスの振幅は、前
記　Ｖ　ａ　・（Ｒ＋ｓ／　Ｒ＋ｔ）　　に比例し、レ
ーザ発光領域では光出力として電流にほぼ比例した発光
パワーが得られるので、Ｖ　ａ　・（ＲＩｓ／　Ｒ＋ｔ
）に実質的に比例したＬ　Ｄ　（１０）の光パルス振幅
を得ることが可能である。

このようにＬＤ駆動回路では、そのレーザ光の光パルス
振幅は、変調信号入力とは独立して、レーザ光パルス振
幅設定端子（２５）への基底レベル設定電圧Ｖａによっ
て任意に設定でき、さらに変調信号入力は振幅に情報を
含まずにただ第１と第２のトランジスタ（１１）（１２
）のスイッチングを行なうだけであり、変調信号入力の
レベルがノイズ等で変動しても所定の光パルス振幅を持
った基底レベル出力ｐｂおよび変調ピークレベル出力Ｐ
１１がともに一定のレーザ光出力を得ることができるも
のである。

更に第３図を使って、従来例の説明を続ける。

（３０）は光出力モニタ用フォトダイオードである。

このフォトダイオード（３０）で得られた光電流は、電
流電圧変換器（３１）とローパスフィルタ（３２）を介
して光出力の平均値信号として演算増幅器（３３）の反
転入力端に入力され、該増幅器（３３）の出力は前記基
底レベル設定点（２４）に供給され、従って前記フォト
ダイオード（３０）による光出力のフィードバックルー
プが形成されている。増幅器（３３）の非反転入力端に
は、光量設定電圧端子（３４）で与えられる光量設定電
圧Ｖｐが入力され、また書き込みストローブ信号入力端
子（３５）に情報書き込み期間であることを示すストロ
ーブ信号が到来しているときに閉じるアナログスイッチ
（３６）および増幅器（３７）とローパスフィルタ（３
８）を介して基底レベル設定電圧Ｖａも入力されるよう
になされている。

レーザ光パルス振幅設定端子（２５）と第３のトランジ
スタ（１３）のベースとの間に接続された増幅器（３９
）は第３のトランジスタ（１３）のコレクタ電流が温度
変化等で変化しないように補償制御するためのもので、
レーザ光パルス振幅設定端子（２５）はこの増幅器（３
９）の非反転入力端に接続され、増幅器（３９）の出力
はトランジスタ（１３）のベースに接続され、トランジ
スタ（１３）のエミッタから増幅器（３９）の反転入力
端に負帰還がかけられている。

光デイスク装置のディスク再生時において、光量設定電
圧端子（３４）の光量設定電圧Ｖｐはそのまま演算増幅
器（３３）の非反転入力端に供給され、フォトダイオー
ド（３０）によるモニタ出力電圧と比較してＬ　Ｄ　（
１０）の光出力が、周囲温度等に影響されずに所定値と
なるように制御される。

書き込み時には、レーザのモニタ出力電圧は光変調出力
の平均値に相当する電圧分だけ上昇するため、書き込み
ストローブ信号をストローブ信号入力端子（３５）に与
えてアナログスイッチ（３６）をスイッチングオンさせ
、書き込み期間中は、レーザ光パルス振幅設定端子（２
５）の光パルス振幅設定電圧Ｖａを増幅器（３７）及び
ローパスフィルタ（３８）を介して光量設定電圧端子（
３４）の光量設定電圧ｖｐに加え、これを増幅器　（３
３）の非反転入力端に供給して光出力の平均値のモニタ
電圧Ｖｍ　　（フィードバック信号）と比較する。

モニタ電圧信号Ｖｍは、書き込み期間では光パルス振幅
の平均値に相当する電圧だけ上昇し、更に書き込み開始
時と終了時にはローパスフィルタ（３２）の時定数によ
り波形がだれる。従って書き込み時には、光パルス振幅
設定電圧Ｖａから増幅器（３７）によって光パルス振幅
の平均値に相当する電圧を作り出し、ローパスフィルタ
（３２）と同じ時定数をもつローパスフィルタ（３Ｂ）
を通してこれを光量設定電圧端子（３４）の光量設定電
圧Ｖｐに加えたうえで演算増幅器（３３）の非反転入力
端子に入力する。

このように書き込み期間では光出力の平均値の変化に相
当する電圧を光量設定電圧Ｖｐに加えたうえで演算増幅
器（３３）に供給し、光出力の平均値のモニタ電圧Ｖ＋
ａと比較するので、演算増幅器（３３）の出力電圧は再
生期間及び書き込み期間で一定となり、変調出力の基底
レベルは光振幅によらず、再生時と同一の値になるよう
に制御されることになる。従ってこの第３図の例では、
光出力の基底レベルと光出力パルス振幅とを夫々独立に
可変とすることができる。

更に第３図において、（４０）は高周波信号（以下ＲＦ
と称す）重畳のためのＲＦ信号源、（４１）はＲＦ倍信
号オン又はオフするためのスイッチ、（４２）はＲＦ信
号源（４０）の出力信号をＬＤに伝達するために用いる
カップリングコンデンサである。これらは一般によく知
られているＲＦ重畳回路であり、光デイ−スフ装置のＬ
Ｄノイズの低減のために設けていた。但しここで、ＬＤ
（ｔｏ）にＲＦ重畳を施す場合、光デイスク装置の消去
或いは記録などの、ＬＤの高パワー発光時には、ＬＤの
破壊防止のためにＲＦ重畳をオフする必要があり、その
ためにスイッチ（４１）を設けてあった。

〔発明が解決しようとする課題〕

第４図にＬ　Ｄ　（１０）の発光状態とスイッチ（４１
）の状態を示す。第４図（ａ）はＬＤの発光状態を、同
（ｂ）はＲＦ重畳のスイッチ（４１）のオン又はオフの
信号の状態を表している。第４図（ａ）と同（ｂ）でわ
かるように、高パワーで発光する消去／記録モードにな
っている期間では、　スイッチ（４１）はオフとなって
いる。

従って、第３図に示したような従来のＡＰＣ回路では、
ＲＦ重畳のオン又はオフを瞬時に行っている為に、第４
図（ａ）のｕｓｌｏｓに示されるように、ＲＦをオフか
らオンにする時には再生光量がオーバーシュートし第４
図（ａ）のＯ８に示す如くとなり、逆にＲＦをオンから
オフにする時には再生光量がアンダーシュートを起こし
て第４図（ａ）のＵＳに示す如くとなってしまう。この
為、オーバーシュートする時には、ＬＤの発光量が既定
の量を越えてしまい、最悪の場合には、ディスク面に記
録済みの信号を破壊してしまうなどの問題点があった。

また、アンダーシュート時には、ＬＤの発光量が低下し
て再生信号のＳ／Ｎが低下してしまうなどの問題点があ
った。　ここで、ＲＦ重畳のオン又はオフを瞬時に行う
とＬＤ出射パワーがオーバー或いはアンダーシュートす
る理由を以下に、第５図を参照して説明する。

第５図（ａ）は、一般的なＬＤの駆動電流対光出射パワ
ー特性である。横軸がＬＤ駆動電流Ｉ。Ｐ、たて軸がＬ
Ｄ光出射パワーＰ０を示す。第５図（ｂ）と同（ｃ）は
、第４図（ｂ）に示すスイッチ（４１）をオフからオン
に変化する時におけるＬＤ駆動電流の変化とＬＤ出射パ
ワーの変化を夫々示した図である。光デイスク装置の消
去状態が終了すると再生状態となるが、再生状態が安定
した後には第５図（ａ）のＡ点に示す駆動電流が流れて
いる。充分安定した後にスイッチ（４１）がオンすなわ
ちＲＦ重畳がオンされる。ここで、電子情報通信学会電
子デバイス研究会予稿集（盛文社発行）ＥＤ８Ｂ−１２
，Ｐ、　４１−Ｐ、　４６（１９８６）に示されている
ように、ＬＤの光出力を低ノイズ化する為には、ＬＤの
光出力をマルチモードにする必要があり、またそのため
にはＲＦ重畳すればよいが、ＲＦ電流によって変調され
るＬＤ駆動電流は、ＬＤのスレッシュホールド電流１１
ｈ以下になる必要がある。この時、第５図（ｂ）の通常
のＲＦ電流に対応した光出射パワーＰ０は同（ａ）に対
応して第５図（Ｃ）の通りである。ＲＦ重畳がオンする
前に、ＬＤ駆動回路がＬＤに供給する電流は、第５図（
ａ）のＡ点であり、この状態で瞬時にＲＦ重畳信号が印
加される。この時、ＲＦ重畳信号の下端の値がｔｔｈを
下回っている為に、ＬＤ発光の平均値ＰＡｖアは、ＲＦ
重畳がオフしているときよりも大きくなっている。ＡＰ
Ｃ回路はＬＤ発光の平均値ＰＡｖｅを一定値にするよう
に制御するので、もとの平均値Ｐ＾Ｖ６となる様にＬＤ
駆動電流を徐々に少なくして行く。充分安定した後の電
流値が１５図（ａ）のＢ点である。この時、第３図のＡ
ＰＣ回路は、平均光量を一定に戻すよう動作を始めるが
、ＡＰＣ回路の制御動作が、スイッチ（４１）がオンし
て実際にＲＦ重畳がオンするのに対して時間Ｔｄだけ遅
れるため、第４図（ａ）又は第５図（Ｃ）の波形に示す
ように光出射パワーにオーバーシュートが生じてしまう
。

上記の制御遅れ時間Ｔｄは、ＡＰＣとの制御帯域をｆＨ
ｚとすればおよそ求まり、はぼ（１／ｌ）〜（５／ｆ）
ｓｅｃ程度と見積れる。通常のＡＰＣの回路構成ではｌ
ＯＩ！ｓ〜５０１５程度である。

そしてこの制御遅れ時間７６以上の時間経過後は、ＬＤ
は、第５図（ａ）のＢ点に対応するＲＦ駆動電流に戻り
、オーバーシュートのない、もとのＬＤ光出射パワーと
なる。

ＲＦ重畳のスイッチ（４１）をオンからオフにする時に
生ずるアンダーシュートも同様なメカニズムで生じるの
で、この説明は省略する。

本発明は、この様な従来の問題点に鑑みてなされたもの
で、ＲＦ重畳のオン又はオフの時に生ずるＬＤ光量のオ
ーバーシュート、アンダーシュートを実用上問題なきレ
ベルにまで減らすことを目的とする。

尚、ＬＤ（１０）以外でも、同様な光源を用いて、ＲＦ
重畳しながら、大小光量を制御するものについても、全
て同様な問題が生じていた。

〔課題を解決する為の手段〕

上記問題点の解決の為に本発明では、ＲＦを重畳するＬ
Ｄ駆動回路において、ＲＦ信号の振幅を調整する回路を
設けた。

〔作　　用〕

本発明に於いては、従来のようにＲＦ重畳を瞬時にオン
又はオフせずに、ＡＰＣ回路が充分応答する時間をかけ
て、徐々にＲＦ重畳をオン又はオフ、すなわち重畳する
ＲＦ信号の振幅を徐々に変化させるようにしている。

これは、閉ループ制御回路において、外部から与えられ
る外乱の周波数成分を制御帯域内におさまるようにする
ことにほかならない。この操作によって閉ループ制御回
路、すなわち実施例のＡＰＣがもともと目標としていた
、再生パワーの変動内にＲＦ重畳オン又はオフ時の影響
をおさめることができるのである。

〔実　施　例〕

第１図は本発明の一実施例である。

第１図（ａ）は本発明のＬＤ駆動回路の回路図テする。

第１図（ａ）において、第３図と同一符号は同効物を表
す。（４３）は振幅調整回路で、ＲＦ’の振幅の調整が
可能である。これらの構成では、振幅調整回路（４３）
の内部で自動的に電圧を徐々に可変することにより、Ｒ
Ｆ信号振幅を徐々に調整する方式をとっている。

第１図（ｂ）はＲＦの振幅調整回路（４３）の回路例で
ある。第１図（ｂ）において、第１図（ａ）と同一符号
は同効物を表わす。（５５）　（５８）　（５７）　（
５８）は夫々第５、第６、第７、第８のトランジスタで
ある。第５のトランジスタ（５５）のコレクタはコレク
タ負荷抵抗（６４）を介して、また第ｅのトランジスタ
（５６）のコレクタもコレクタ負荷抵抗（６５）を介し
て、ともに電源の一端（＋Ｖ）に接続されている。第５
と第６のトランジスタ（５５）　（５６）のエミッタは
ともに第８のトランジスタ（５８）のコレクタに接続さ
れ、第７と第８のトランジスタ（５７）　（５８）のエ
ミッタはともに電源の他端へ、すなわち接地されている
。　この第７と第８のトランジスタ（５７）（５８）の
ベース及び第７のトランジスタ（５７）のコレクタは、
ともに抵抗（６１）を介して電圧を徐々にオンオフする
回路部分に接続されている。該電圧を徐々にオンオフす
る回路部分において、（７１）は電源で、その一端は抵
抗（７２）を介してＲＦ重畳のスイッチ（７３）に接続
されている。ＲＦ重畳のスイッチ（７３）は、コンデン
サ（７４）と抵抗（７５）の夫々の一端と接続した後抵
抗（６１）に入力される。電源（７１）、コンデンサ（
７４）、抵抗（７５）の夫々の他端は接地されている。

ここで、ポイント（７６）の電圧をＶ？ｇとする。第５
と第６のトランジスタ（５５）　（５６）の各ベースは
、電源の一端（＋Ｖ）と接地との間に、夫々２つの抵抗
（６２）　（８３）と（６６）　（６７）との直列分圧
回路を接続してなる各分圧接続点（５１）（５２）に接
続されており、一方の第５のトランジスタ（５５）のベ
ースはさらにコンデンサ（６８）を介して、前記ＲＦ信
号源（４０）に接続されている。さらに第６のトランジ
スタ（５６）のコレクタ（５３）は、当該振幅調整回路
（４３）の出力として、第１図（ａ）のコンデンサ（４
２）に接続されている。

第１図（ｂ）に示す振幅調整回路（４３）において、Ｒ
Ｆ重畳のスイッチ（７３）をオフからオンに切り換える
と、電源（７１）の電荷をコンデンサ（７４）に徐々に
充電するため、ポイント（７６）の電圧ｖｙｍは徐々に
上昇する。又逆に、スイッチ（７３）をオンからオフに
切り換えると、電源（７１）の電荷はコンデンサ（７４
）から徐々に放電するため、ポイント（７６）の電圧ｖ
＋ｓは徐々に下降する。こうしてポイント（７６）の電
圧ｖ、、が徐々に変化されると、第５のトランジスタ（
５５）のエミッタから第８のトランジスタ（５８）のコ
レクタに流れる電流量が徐々に変化し、従って、振幅調
整回路（４３）の出力（５３）の振幅が徐々に変化し、
ついては、ＲＦ重畳されたＬ　Ｄ　（１０）の光出射パ
ワーの振幅が徐々に変化する。

第２図に本実施例を適用したＬＤ駆動電流の波形図とＬ
Ｄ光出射パワーの波形図を示す。第２図（ａ）は、一般
的なＬＤの駆動電流対光出射パワー特性である。横軸が
ＬＤ駆動電流！。Ｐまたて軸が光出射パワーＰ０を示す
。第２図（ｂ）と同（Ｃ）は、本発明による、　ＲＦ重
畳のスイッチ（７３）をオフからオンに変化する時にお
けるＬＤ駆動電流■。、の変化とＬＤ光出射パワーＰ０
の変化を夫々示した図である。

本発明の実施例によれば、第２図と第５図を対比すれば
明らかな通り、ＲＦ重畳のスイッチ（７３）をオフから
オンに変化する時でも、ＲＦ振幅が徐々に大きくなって
いるので、ＬＤ光出射パワーのオーバーシュートがなく
なっているのがわかる。

ＲＦ重畳のスイッチ（７３）をオンからオフにする時に
生ずるアンダーシュートも同様なメカニズムで生じるこ
とは明らかである。

また、本発明は、本文中に示した実施例、例えば、第１
図（ｂ）に示すような振幅調整回路（４３）のみにとど
まらず、外部からＲＦ倍信号振幅が調整できる機構、例
えばＲＦ信号発生源（４０）の振幅自身が可変できるよ
うなタイプのＲＦ信号源を用いても、同等の効果が発揮
できることは言うまでもない。

尚、実施例で説明した内容に限らず、同様な光源を用い
て、ＲＦ重畳しながら、大小光量を制御するものについ
ても、そのときに起こるＬＤ光量のオーバーシュートや
アンダーシュートを実用上問題なきレベルにまで減らす
ことが出来ることは言うまでもない。

〔発明の効果〕

以上の様に本発明によれば、従来からのＬＤ駆動回路に
ＲＦ重畳させる回路に、更にＲＦの振幅調整回路（４３
）を設けたので、ＲＦ重畳の振幅を徐々に変化させてオ
ン又はオフをすることができ、従来のようなオーバーシ
ュートやアンダーシュートが起こらない。

従って、オーバーシュートする時に起こる、再生光量が
既定の量を越えてしまい最悪の場合にはディスク面に記
録済みの信号を破壊してしまうなどの事態、すなわち、
ユーザーデータの誤消去などの事態を回避できるし、ま
た、アンダーシュート時に起こる、再生光量が低下して
再生信号のＳ／Ｎが低下してしまうなどの事態、すなわ
ち、再生信号品質の低下などの事態を回避でき、再生信
号品質を常に最良に保つことができる、というような効
果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ）は本発明のＬＤ駆動回路の回路図、第１図
（ｂ）は本発明のＬＤ駆動回路のＲＦの振幅調整回路部
分（４３）の回路図、第２図（ａ）は一般的なＬＤの駆動電流対光出射パワー
特性図、第２図（ｂ）は本発明のＬＤ駆動電流の波形図、第２図
（Ｃ）は本発明のＬＤ出射パワー波形図、第３図は従来
のＬＤ駆動回路の回路図、第４図（ａ）は従来のＬＤの
発光状態の波形図、第４図（ｂ）は従来のＲＦのスイッ
チの波形図、第５図（ａ）は一般的なＬＤの駆動電流対
光出射パワー特性図、第５図（ｂ）は従来のＬＤ駆動電流の波形図、第５図（
Ｃ）は従来のＬＤ出射パワーの波形図である。〔主要部分の符号の説明〕（ｌＯ）・・・半導体レーザ（２４）・・・基底レベル設定点（２５）・・・レーザ光パルス振幅設定端子（２６）・
・・変調信号入力端子（３０）・・・光出力モニタ用フォトダイオード（３２
）・・・光出力の平均値信号（３４）・・・光量設定電圧端子（３５）・・・ストローブ信号入力端子（４０）・・・
ＲＦ信号源（４３）・・・ＲＦ振幅調整回路（７３）・・・ＲＦ重畳のスイッチ

Claims

【特許請求の範囲】半導体レーザの駆動電流に高周波信号を重畳する、半導
体レーザ駆動回路において、前記高周波信号の振幅を調整する振幅調整回路を具備す
ることを特徴とする、半導体レーザ駆動回路。