JPH02171024A - 半導体装置 - Google Patents
半導体装置Info
- Publication number
- JPH02171024A JPH02171024A JP63326695A JP32669588A JPH02171024A JP H02171024 A JPH02171024 A JP H02171024A JP 63326695 A JP63326695 A JP 63326695A JP 32669588 A JP32669588 A JP 32669588A JP H02171024 A JPH02171024 A JP H02171024A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- circuit
- level
- voltage
- ecl
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 title claims description 20
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 3
- 210000003127 knee Anatomy 0.000 description 1
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 1
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Logic Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔目次〕
概要
産業上の利用分野
従来の技術 (第3.4図)発明が解決
しようとする課題 課題を解決するための手段 作用 実施例 本発明の原理説明 (第1図) 本発明の一実施例 (第2図) 発明の効果 〔概要〕 半導体装置に関し、 ECLJJCMOSレベル−0MO3にレベル変換して
高速かつ低消費電力に優れたBi−0M08回路を含む
半導体装置を提供することを目的とし、 入力信号を一方のトランジスタのベースに受けるととも
に、基準電圧を他方のトランジスタベースに受け、これ
らのトランジスタのベース間に電位差があるとき、何れ
か一方のトランジスタが導通してコレクタ電流を流すE
CL回路と、該ECL回路の出力により駆動されてON
/OFFするトランジスタを含む出力部と、該出力部の
出力をそれぞれのゲートに受け、該出力部の出力レベル
に応じてON/OFFするPチャネルMOSトランジス
タおよびNチ→2ネルMO5)ランジスタと、を備える
とともに、該PチャネルMOSトランジスタのドレイン
電位に応答してON/OFFするトランジスタおよび該
NチャネルMOSトランジスタのソース電位に応答して
ON/OFFするトランジスタを含むBi−0M05回
路と、を有する半導体装置であって、前記基準電圧には
、通常のECL回路に用いる基準電圧より所定電圧骨低
い基準電圧を印加するとともに、前記入力信号が入力さ
れる経路中に、前記入力信号の電圧レベルを該所定電圧
に対応して所定電圧レベル分持ち上げる電圧補正手段を
設けるように構成する。
しようとする課題 課題を解決するための手段 作用 実施例 本発明の原理説明 (第1図) 本発明の一実施例 (第2図) 発明の効果 〔概要〕 半導体装置に関し、 ECLJJCMOSレベル−0MO3にレベル変換して
高速かつ低消費電力に優れたBi−0M08回路を含む
半導体装置を提供することを目的とし、 入力信号を一方のトランジスタのベースに受けるととも
に、基準電圧を他方のトランジスタベースに受け、これ
らのトランジスタのベース間に電位差があるとき、何れ
か一方のトランジスタが導通してコレクタ電流を流すE
CL回路と、該ECL回路の出力により駆動されてON
/OFFするトランジスタを含む出力部と、該出力部の
出力をそれぞれのゲートに受け、該出力部の出力レベル
に応じてON/OFFするPチャネルMOSトランジス
タおよびNチ→2ネルMO5)ランジスタと、を備える
とともに、該PチャネルMOSトランジスタのドレイン
電位に応答してON/OFFするトランジスタおよび該
NチャネルMOSトランジスタのソース電位に応答して
ON/OFFするトランジスタを含むBi−0M05回
路と、を有する半導体装置であって、前記基準電圧には
、通常のECL回路に用いる基準電圧より所定電圧骨低
い基準電圧を印加するとともに、前記入力信号が入力さ
れる経路中に、前記入力信号の電圧レベルを該所定電圧
に対応して所定電圧レベル分持ち上げる電圧補正手段を
設けるように構成する。
本発明は、半導体装置に係り、詳しくはECLレベルの
入力信号をB1−CMOSレベルの入力信号に変換して
ECLレベルの入力信号によりBi−0M05回路(内
部ゲート)の駆動を可能にした半導体装置に関する。
入力信号をB1−CMOSレベルの入力信号に変換して
ECLレベルの入力信号によりBi−0M05回路(内
部ゲート)の駆動を可能にした半導体装置に関する。
近年、コンピュータ装置などの高速・低消費電力化に伴
い、半導体装置も高速、かつ、低消費電力化が要求され
ている。
い、半導体装置も高速、かつ、低消費電力化が要求され
ている。
このため、TTL回路等のバイポーラ回路とCMOS回
路を組み合わせてバイポーラの高電流駆動能力と0MO
3の低消費電力性の両方の特長を活かしたB i −C
M OS (Bipolar−Comple+*ent
aryMetal 0xide Sem1conduc
tor)回路が提供されているが、より高速化のため、
E CL (emitter cou−ple log
ic)回路とCMOS回路を組み合わせたBi −CM
OS回路が必要になってきている。
路を組み合わせてバイポーラの高電流駆動能力と0MO
3の低消費電力性の両方の特長を活かしたB i −C
M OS (Bipolar−Comple+*ent
aryMetal 0xide Sem1conduc
tor)回路が提供されているが、より高速化のため、
E CL (emitter cou−ple log
ic)回路とCMOS回路を組み合わせたBi −CM
OS回路が必要になってきている。
第3.4図は一般的なECL回路およびBi−CMOS
回路を説明するための図であり、同図に示すECL回路
およびBi−0M05回路は以下ニ示す入出力レベル(
GND=OVSVtt=−5゜2V時)を有するものと
する。
回路を説明するための図であり、同図に示すECL回路
およびBi−0M05回路は以下ニ示す入出力レベル(
GND=OVSVtt=−5゜2V時)を有するものと
する。
・ECL回路(小振幅)
入力 VtM/V=L=−0,8v/−1,8v出力
Vo14/ Vot” 0.8 V/−1,8V・B
i−0M08回路(full振幅)入力 V H4/
V At”OV / 5.2 V出力 VOH/ V
ot= OV/ 5.2 V第3図は上記入出力レベ
ルを持つECL回路の一例(NOR回路)を示す回路図
である。第3図において、Slは入力信号、SOは出力
信号、■■1は参照電圧(基準電圧)、■−はコントロ
ール電圧であり、Qlはエミッタカップルトランジスタ
の一方のトランジスタ、Qlはエミッタカップルトラン
ジスタの他方のトランジスタ、Q3は定電流トランジス
タ、R3−R3は抵抗である。
Vo14/ Vot” 0.8 V/−1,8V・B
i−0M08回路(full振幅)入力 V H4/
V At”OV / 5.2 V出力 VOH/ V
ot= OV/ 5.2 V第3図は上記入出力レベ
ルを持つECL回路の一例(NOR回路)を示す回路図
である。第3図において、Slは入力信号、SOは出力
信号、■■1は参照電圧(基準電圧)、■−はコントロ
ール電圧であり、Qlはエミッタカップルトランジスタ
の一方のトランジスタ、Qlはエミッタカップルトラン
ジスタの他方のトランジスタ、Q3は定電流トランジス
タ、R3−R3は抵抗である。
Q3、Ql、Ql、R1−R1はECL論理論理部槽成
し、ECL論理論理部槽理出力S ECLはエミッタフ
ォロワトランジスタQ4およびエミッタフォロワ抵抗(
終端抵抗)R4を有する出力部2に入力されており、E
CL論理論理部槽び出力部2はECL回路3を構成して
いる。
し、ECL論理論理部槽理出力S ECLはエミッタフ
ォロワトランジスタQ4およびエミッタフォロワ抵抗(
終端抵抗)R4を有する出力部2に入力されており、E
CL論理論理部槽び出力部2はECL回路3を構成して
いる。
このような構成において、定電圧源として■8□に−1
,3V、定電流電源としてV−に−4,OVを与えると
定電流トランジスタQ3にはVCSとV。
,3V、定電流電源としてV−に−4,OVを与えると
定電流トランジスタQ3にはVCSとV。
のレベル差により常に一定の定電流■。、が流れる(第
0式参照)。
0式参照)。
そして、Q、のコレクタ電位、すなわち、A点の電圧レ
ベルS ECLは入力S、の変化と同相で変化する。以
下、入力S1が“I(” (−0,8V)にあるときと
L ’ (−1,8V)にあるときとに分けて説明す
る。
ベルS ECLは入力S、の変化と同相で変化する。以
下、入力S1が“I(” (−0,8V)にあるときと
L ’ (−1,8V)にあるときとに分けて説明す
る。
S <“H”のとA
入力S1がV□1より高い場合であるから、!6.はR
z、Qz側を流れ、A点の電圧レベルはほぼOV(正確
にはIC<Q4) / hrtXRt )となり、出力
SoはほぼVIE(04)= 0.8V (H″に相
当)となる。
z、Qz側を流れ、A点の電圧レベルはほぼOV(正確
にはIC<Q4) / hrtXRt )となり、出力
SoはほぼVIE(04)= 0.8V (H″に相
当)となる。
S <L″のと−
人力Slがv8□より低い場合であるから、!6.はR
,、Q、側を流れ、A点の電圧レベルはR1xIc3と
なり、出力SOはR1XVai+o4)となってほぼ−
1,8V(”L″に相当)となる、このとき、A点の電
圧レベルが■、□より低くなると、トランジスタQ1が
飽和して回路動作をしなくなるので、予め、R1,R3
の調整を行ってA点の電圧レベルがV1m□より低くな
らないようにしてお(。
,、Q、側を流れ、A点の電圧レベルはR1xIc3と
なり、出力SOはR1XVai+o4)となってほぼ−
1,8V(”L″に相当)となる、このとき、A点の電
圧レベルが■、□より低くなると、トランジスタQ1が
飽和して回路動作をしなくなるので、予め、R1,R3
の調整を行ってA点の電圧レベルがV1m□より低くな
らないようにしてお(。
第4図は前記入出力レベルを持つBi−CMO3回路の
一例(NAND回路)を示す回路図である。第4図にお
いて、4はBi−CMO3回路であり、B i−CMO
3回路4は人力信号を共通のゲートに受けるPチャネル
MOSトランジスタMP1、NチャネルMOSトランジ
スタトランジスタNMIと、正電源GNDおよび負電源
VIE間に挿入され、トーテムポール接続されたトラン
ジスタQs 、Q、と、抵抗Rs 、Rhと、により構
成されており、トランジスタQ、はMPlのドレイン電
位に応答してON/OFFL、トランジスタQ、はNM
Iのソース電位に応答してON/OFFする。
一例(NAND回路)を示す回路図である。第4図にお
いて、4はBi−CMO3回路であり、B i−CMO
3回路4は人力信号を共通のゲートに受けるPチャネル
MOSトランジスタMP1、NチャネルMOSトランジ
スタトランジスタNMIと、正電源GNDおよび負電源
VIE間に挿入され、トーテムポール接続されたトラン
ジスタQs 、Q、と、抵抗Rs 、Rhと、により構
成されており、トランジスタQ、はMPlのドレイン電
位に応答してON/OFFL、トランジスタQ、はNM
Iのソース電位に応答してON/OFFする。
このような構成において、入力が“H”のときと“L′
のときとに分けて動作を説明する。
のときとに分けて動作を説明する。
゛“H″ ΣOV のと
MPIのゲー)−GND間に電位差がないためMPIは
0FFL、Q、もOFFとなる。一方、MNIのゲート
−■4間には電位差があるためMNlはON、QhもO
Nとなって出力は“L”(ご−5,2V)となる。
0FFL、Q、もOFFとなる。一方、MNIのゲート
−■4間には電位差があるためMNlはON、QhもO
Nとなって出力は“L”(ご−5,2V)となる。
゛“L″ニー5 Vの
MNIのゲート VIE間に電位差がないためMPl、
Q、がON、MNI、Q&がOFFとなり出力は“H”
(ΣOV)となる。
Q、がON、MNI、Q&がOFFとなり出力は“H”
(ΣOV)となる。
また、入力が中間レベルのときはMPIもMNlもON
しているため流れる電流量によって出力は“11”か“
L”の何れかになる。
しているため流れる電流量によって出力は“11”か“
L”の何れかになる。
しかしながら、このような従来の半導体装置にあっては
、ECLレベルの振幅が小さいため、直接B i−CM
O3回路(内部Gate)を駆動することができず、E
CL回路とCMO3回路を組み合わせたB i−CMO
3を実現しようとすれば、ECLレベルの小振幅をB
i−CMO3回路が動作できる大振幅にレベル変換しな
ければならないという問題点があった。
、ECLレベルの振幅が小さいため、直接B i−CM
O3回路(内部Gate)を駆動することができず、E
CL回路とCMO3回路を組み合わせたB i−CMO
3を実現しようとすれば、ECLレベルの小振幅をB
i−CMO3回路が動作できる大振幅にレベル変換しな
ければならないという問題点があった。
例えば、第3図で説明したECL回路3に第4図で説明
したBi−CMO3回路4を直接接続する場合を考える
。ECL回路3の出力がVOLα−1,8VのときNM
Iのゲート−70間の電圧VtkはVoL−Vit=−
1,8(−5,2V) =4.4 Vとなり、対するM
PIのゲー)−GND間の電圧■1.は−1,8vとな
っている。したがって、MNIが勝り、MNIはONI
、たままMPIはOFFしたままとなりBi−CMO3
回路4の出力は”L”(!−5,2V)となってBi−
CMO8回路4は動作しない。
したBi−CMO3回路4を直接接続する場合を考える
。ECL回路3の出力がVOLα−1,8VのときNM
Iのゲート−70間の電圧VtkはVoL−Vit=−
1,8(−5,2V) =4.4 Vとなり、対するM
PIのゲー)−GND間の電圧■1.は−1,8vとな
っている。したがって、MNIが勝り、MNIはONI
、たままMPIはOFFしたままとなりBi−CMO3
回路4の出力は”L”(!−5,2V)となってBi−
CMO8回路4は動作しない。
そこで本発明は、ECLレヘ)LtヲB i CM
OSレベルにレベル変換して高速かつ低消費電力に優れ
たBi−CMO3回路を含む半導体装置を提供すること
を目的としている。
OSレベルにレベル変換して高速かつ低消費電力に優れ
たBi−CMO3回路を含む半導体装置を提供すること
を目的としている。
本発明による半導体装置は上記目的達成のため、入力信
号を一方のトランジスタのベースに受けるとともに、基
準電圧を他方のトランジスタベースに受け、これらのト
ランジスタのベース間に電位差があるとき、何れか一方
のトランジスタが導通してコレクタ電流を流すECL回
路と、該ECL回路の出力により駆動されてON/OF
Fするトランジスタを含む出力部と、該出力部の出力を
それぞれのゲートに受け、該出力部の出力レベルに応じ
てON/OFFするPチャネルMOSトランジスタおよ
びNチャネルMoSトランジスタと、を備えるとともに
、該PチャネルMos+・ランジスタのドレイン電位に
応答してON/OFFするトランジスタおよびEl N
チャネルMO3I−ランジスタのソース電位に応答して
ON/OFFするトランジスタを含むBi−CMOS回
路と、を有する半導体装置であって、前記基準電圧には
、通常のECL回路に用いる基準電圧より所定電圧分低
い基準電圧を印加するとともに、前記入力信号が入力さ
れる経路中に、前記入力信号の電圧レベルを該所定電圧
に対応して所定電圧レベル分持ち上げる電圧補正手段を
設けている。
号を一方のトランジスタのベースに受けるとともに、基
準電圧を他方のトランジスタベースに受け、これらのト
ランジスタのベース間に電位差があるとき、何れか一方
のトランジスタが導通してコレクタ電流を流すECL回
路と、該ECL回路の出力により駆動されてON/OF
Fするトランジスタを含む出力部と、該出力部の出力を
それぞれのゲートに受け、該出力部の出力レベルに応じ
てON/OFFするPチャネルMOSトランジスタおよ
びNチャネルMoSトランジスタと、を備えるとともに
、該PチャネルMos+・ランジスタのドレイン電位に
応答してON/OFFするトランジスタおよびEl N
チャネルMO3I−ランジスタのソース電位に応答して
ON/OFFするトランジスタを含むBi−CMOS回
路と、を有する半導体装置であって、前記基準電圧には
、通常のECL回路に用いる基準電圧より所定電圧分低
い基準電圧を印加するとともに、前記入力信号が入力さ
れる経路中に、前記入力信号の電圧レベルを該所定電圧
に対応して所定電圧レベル分持ち上げる電圧補正手段を
設けている。
本発明では、エミッタカップルトランジスタのベースに
印加する基準電圧を、通常のECL回路に用いるものよ
り所定電圧分低いものとするとともに、入力信号が入力
される経路中に該所定電圧分に対応する電圧補正手段を
挿入している。
印加する基準電圧を、通常のECL回路に用いるものよ
り所定電圧分低いものとするとともに、入力信号が入力
される経路中に該所定電圧分に対応する電圧補正手段を
挿入している。
したがって、ECL回路からの出力レベルが引き下げら
れ、これによってECL出力の振幅が大きくなってBi
−CMOS回路が駆動される。また、電圧補正手段によ
って入力しきい値電圧のずれは適切に調整される。その
結果、IECLEC用からI3i CMOS回路への
レベル変換が実現する。
れ、これによってECL出力の振幅が大きくなってBi
−CMOS回路が駆動される。また、電圧補正手段によ
って入力しきい値電圧のずれは適切に調整される。その
結果、IECLEC用からI3i CMOS回路への
レベル変換が実現する。
以下、本発明を図面に基づいて説明する。
原」LL明。
第1図は本発明に係る半導体装置の原理説明図であり、
第3.4図に示す従来例と同一構成部分には同一符号を
付して説明を省略する。
第3.4図に示す従来例と同一構成部分には同一符号を
付して説明を省略する。
前述したように、ECLレベルの振幅が小さいため、単
にECL回路3とBi−CMOS回路4とを接続した場
合、特にECL回路3の出力の“L″ (Vo、側)で
は13i −CMOS回路4が動作しなくなる。そこで
、ECL出力の振幅を大きくする(換言すれば、ECL
出力のV。Lレベルを−4,0V程度まで下げる)必要
がある。
にECL回路3とBi−CMOS回路4とを接続した場
合、特にECL回路3の出力の“L″ (Vo、側)で
は13i −CMOS回路4が動作しなくなる。そこで
、ECL出力の振幅を大きくする(換言すれば、ECL
出力のV。Lレベルを−4,0V程度まで下げる)必要
がある。
本発明では、ECL回路3の参照電圧Vllllを所定
電圧付下げるとともに、■、□を下げた分だけ、例えば
トランジスタ、ダイオード等を付加してECL入力レベ
ルを補正する。
電圧付下げるとともに、■、□を下げた分だけ、例えば
トランジスタ、ダイオード等を付加してECL入力レベ
ルを補正する。
二it桝
以下、上記基本原理に基づいて実施例を説明する。第2
図は本発明に係る半導体装置の一実施例を説明するため
の図であり、第3.4図に示す従来例と同一構成部分に
は同一符号を付して重複部分の説明を省略する。
図は本発明に係る半導体装置の一実施例を説明するため
の図であり、第3.4図に示す従来例と同一構成部分に
は同一符号を付して重複部分の説明を省略する。
まず、構成を説明する。第2図において、11はECL
回路および13i −CMOS回路により構成される入
力回路(半導体装置)であり、入力回路11は入力部1
2と、ECL回路13と、I3i −CMOS回路4と
、により構成されている。入力部12は正電源GNDお
よび負電源■0間に挿入された静電破壊防止用のトラン
ジスタQIO1Q、と、入力信号経路に挿入され、基準
電圧をVllll+からV BH3に下げたことによる
ECL入力のしきい値電圧Viのずれを補正するための
トランジスタQ、2およびダイオードD+(電圧補正手
段)と、抵抗RIGと、からなる。
回路および13i −CMOS回路により構成される入
力回路(半導体装置)であり、入力回路11は入力部1
2と、ECL回路13と、I3i −CMOS回路4と
、により構成されている。入力部12は正電源GNDお
よび負電源■0間に挿入された静電破壊防止用のトラン
ジスタQIO1Q、と、入力信号経路に挿入され、基準
電圧をVllll+からV BH3に下げたことによる
ECL入力のしきい値電圧Viのずれを補正するための
トランジスタQ、2およびダイオードD+(電圧補正手
段)と、抵抗RIGと、からなる。
ECL回路13はECL論理論理部上び出力部14によ
り構成され、ECL回路13にはトランジスタQ18お
よびダイオードI)+zにより所定電圧レベル分持ち上
げられたECLレベルの入力信号が入力する一方、EC
L回路13からは所定の論理出力が、エミッタフォロワ
トランジスタQ4 、ダイオードD2およびエミッタフ
ォロワ抵抗R1を有する出刃部14に出力される。また
、エミッタカップルトランジスタQ2のベースに入力さ
れる参照電圧(基準電圧)は通常のECL回路で用いら
れる■11111 (例えば、−1,3V)からトラ
ンジスタのベース−エミッタ間電圧VIE2段分に相当
する電圧分だけ下げたV□2 (例えば、−2,9V)
に変更する。このように、■□1をVlltに下げるこ
とにより、ECL出力のVOLレベルを下げることがで
きるが、このままではECL人力のしきい値電圧Vいに
ずれが生じる。そこで、ECL回路13の入力側に電圧
補正手段としてトランジスタQ I tおよびダイオー
ドD、を付加し、Vmt2段分電正分電圧レベル上げ補
正している。また、VIl□をVlloに変換するだけ
では、Bi−CMO3回路4を駆動させるにはまだ不十
分なため、MPIのゲートとMHIのゲート間にダイオ
ードD2を付加してMHIが0FFLやすいように補正
している。
り構成され、ECL回路13にはトランジスタQ18お
よびダイオードI)+zにより所定電圧レベル分持ち上
げられたECLレベルの入力信号が入力する一方、EC
L回路13からは所定の論理出力が、エミッタフォロワ
トランジスタQ4 、ダイオードD2およびエミッタフ
ォロワ抵抗R1を有する出刃部14に出力される。また
、エミッタカップルトランジスタQ2のベースに入力さ
れる参照電圧(基準電圧)は通常のECL回路で用いら
れる■11111 (例えば、−1,3V)からトラ
ンジスタのベース−エミッタ間電圧VIE2段分に相当
する電圧分だけ下げたV□2 (例えば、−2,9V)
に変更する。このように、■□1をVlltに下げるこ
とにより、ECL出力のVOLレベルを下げることがで
きるが、このままではECL人力のしきい値電圧Vいに
ずれが生じる。そこで、ECL回路13の入力側に電圧
補正手段としてトランジスタQ I tおよびダイオー
ドD、を付加し、Vmt2段分電正分電圧レベル上げ補
正している。また、VIl□をVlloに変換するだけ
では、Bi−CMO3回路4を駆動させるにはまだ不十
分なため、MPIのゲートとMHIのゲート間にダイオ
ードD2を付加してMHIが0FFLやすいように補正
している。
したがッテ、Bi−CMOSE路4(7)MPIおよび
MHIのそれぞれのゲートにVBE1段分の電圧差が加
わることになり、その結果、Bi−CMO8回路4が駆
動し、ECLレベルから830M08回路へのレベル変
換が可能になる。
MHIのそれぞれのゲートにVBE1段分の電圧差が加
わることになり、その結果、Bi−CMO8回路4が駆
動し、ECLレベルから830M08回路へのレベル変
換が可能になる。
更に、具体的に説明すると、ECL出力の■。Lレベル
を下げようとする場合、Vlllll (1,3V)
のままでは、Qlのトランジスタが飽和してしまい、抵
抗R1に定電流rcsが流れなくなり、回路動作しなく
なる。そのため、Vlljllを下げる必要がある。ま
た、■881を下げれば下げる程、■oLを低くするこ
とはできるものの、下げ過ぎると今度はQ、のトランジ
スタが飽和してしまうため、電源依存性、温度特性等を
考慮し、本実施例ではVe、mt (2,9V)とし
た。また、VBIllを下げたことにより、入力■いが
ずれるため、トランジスタQtzおよびダイオードD1
を追加して調整している。さらに、V□2を−2,9■
にすることにより、ECL出力のVOLは−1,8V
(V c(。n’M−1,OV)から−3,4V (V
C(01)= 2.6 V)程度まで下げることが可
能となった。しかし、これではまだ、MNIが0FFL
きれていないため、MPIおよびMNIの間にダイオー
ドD2を追加してMNIのゲート電圧V□□1)を下げ
、MNIが確実にOFFするようにする。なお、■。1
、VBH2、vcsなどの定電圧源は使用するバイアス
回路の条件によって最適なレベルのものが選択されるこ
とは言うまでもない。
を下げようとする場合、Vlllll (1,3V)
のままでは、Qlのトランジスタが飽和してしまい、抵
抗R1に定電流rcsが流れなくなり、回路動作しなく
なる。そのため、Vlljllを下げる必要がある。ま
た、■881を下げれば下げる程、■oLを低くするこ
とはできるものの、下げ過ぎると今度はQ、のトランジ
スタが飽和してしまうため、電源依存性、温度特性等を
考慮し、本実施例ではVe、mt (2,9V)とし
た。また、VBIllを下げたことにより、入力■いが
ずれるため、トランジスタQtzおよびダイオードD1
を追加して調整している。さらに、V□2を−2,9■
にすることにより、ECL出力のVOLは−1,8V
(V c(。n’M−1,OV)から−3,4V (V
C(01)= 2.6 V)程度まで下げることが可
能となった。しかし、これではまだ、MNIが0FFL
きれていないため、MPIおよびMNIの間にダイオー
ドD2を追加してMNIのゲート電圧V□□1)を下げ
、MNIが確実にOFFするようにする。なお、■。1
、VBH2、vcsなどの定電圧源は使用するバイアス
回路の条件によって最適なレベルのものが選択されるこ
とは言うまでもない。
次に、作用を説明する。
ECLレベルの入力“II” II L 11に対応し
て入力回路11は次のように動作する。
て入力回路11は次のように動作する。
(”I(” −0,8V のと
入力部12に入力された” H″時の入力(−0,8■
)は入力経路に設けられたトランジスタQ−2およびダ
イオードD1によって1.6i V程度電圧レベルが持
ち上げられ、ECL論理部1のエミッタカップルトラン
ジスタQ、のベースにはv4として−2,4Vが印加さ
れる。また、エミッタカップルトランジスタQtのベー
スには基準電圧VBRft(−2,9V)が印加されて
いる。したがって、QlおよびQ2のベース間の電位差
によってQ、が0NSQZが0FFL、MPIのゲート
に加わる電圧VG(□。は約−3,I V、MNIのゲ
ー1−に加わる電圧VG(MNI)は約−3,9vとな
ってMPIはON、MHIはOFFする。この結果、ト
ランジスタQ、はON、Q、は0FFLB i −CM
O3回路4の出力(入力回路11の出力)は”1(”(
はぼOV)となる。
)は入力経路に設けられたトランジスタQ−2およびダ
イオードD1によって1.6i V程度電圧レベルが持
ち上げられ、ECL論理部1のエミッタカップルトラン
ジスタQ、のベースにはv4として−2,4Vが印加さ
れる。また、エミッタカップルトランジスタQtのベー
スには基準電圧VBRft(−2,9V)が印加されて
いる。したがって、QlおよびQ2のベース間の電位差
によってQ、が0NSQZが0FFL、MPIのゲート
に加わる電圧VG(□。は約−3,I V、MNIのゲ
ー1−に加わる電圧VG(MNI)は約−3,9vとな
ってMPIはON、MHIはOFFする。この結果、ト
ランジスタQ、はON、Q、は0FFLB i −CM
O3回路4の出力(入力回路11の出力)は”1(”(
はぼOV)となる。
“L”−1,8Vの
入力部12に入力された“L”時の入力(−1,8V)
はトランジスタQ1□およびダイオードD1によって1
.6V程度電圧レベルが持ち上げられ、ECL論理部1
のエミッタカップルトランジスタQ1のベースにはVI
Hとして−3,4■が印加される。
はトランジスタQ1□およびダイオードD1によって1
.6V程度電圧レベルが持ち上げられ、ECL論理部1
のエミッタカップルトランジスタQ1のベースにはVI
Hとして−3,4■が印加される。
したがって、Qlが0FF1QzがON L、、M P
lのゲートに加わる電圧VG(MPI)は約−0,8V
、MNIのゲートに加わる電圧■G(MHI)は約−1
,6VとなってMPIはOFFSMNIはONL、トラ
ンジスタQ、は0FFSQ&はONしてBi−CMO3
回路4の出力は“L″ (ホホ−5,2V)となる。
lのゲートに加わる電圧VG(MPI)は約−0,8V
、MNIのゲートに加わる電圧■G(MHI)は約−1
,6VとなってMPIはOFFSMNIはONL、トラ
ンジスタQ、は0FFSQ&はONしてBi−CMO3
回路4の出力は“L″ (ホホ−5,2V)となる。
このように、本実施例ではトランジスタQ、のベースに
加わる基準電圧を通常のECL回昂で使用するVBII
(1,3V)からVIIE2段分下げてV++az
(2,9V)に変更するとともに、入力部12にト
ランジスタQ1□およびダイオードD、を付加してEC
L入力レベルを補正するようにしている。これにより、
トランジスタQ4のベース電位(Qlのコレクタ電位)
を引き下げることが可能になり、ECL出力の■。Lは
−2,6V程度まで下がることになる。このことはEC
L出力の振幅が大きくなったことを意味し、ECL回A
’313出力でBi−CMO3回路4を適切に動作させ
ることが可能になる。さらに、本実施例ではMPIのゲ
ートとMHIのゲート間にダイオードD2を挿入するこ
とにより、MPIおよびMNIのON/OFFのバラン
スの均衡を図り、MNIがONしたままの状態になるの
を適切に防止している。したがって、ECLレベルをB
1−CMOSレベルにレベル変換することが可能になり
、より高速でかつ定消費電力の入力回路を実現すること
ができる。
加わる基準電圧を通常のECL回昂で使用するVBII
(1,3V)からVIIE2段分下げてV++az
(2,9V)に変更するとともに、入力部12にト
ランジスタQ1□およびダイオードD、を付加してEC
L入力レベルを補正するようにしている。これにより、
トランジスタQ4のベース電位(Qlのコレクタ電位)
を引き下げることが可能になり、ECL出力の■。Lは
−2,6V程度まで下がることになる。このことはEC
L出力の振幅が大きくなったことを意味し、ECL回A
’313出力でBi−CMO3回路4を適切に動作させ
ることが可能になる。さらに、本実施例ではMPIのゲ
ートとMHIのゲート間にダイオードD2を挿入するこ
とにより、MPIおよびMNIのON/OFFのバラン
スの均衡を図り、MNIがONしたままの状態になるの
を適切に防止している。したがって、ECLレベルをB
1−CMOSレベルにレベル変換することが可能になり
、より高速でかつ定消費電力の入力回路を実現すること
ができる。
上記特長を有する本発明に係る半導体装置を、例えばコ
ンピュータ・システムに適用すればその性能向上に寄与
することが大きいものとなる。
ンピュータ・システムに適用すればその性能向上に寄与
することが大きいものとなる。
なお、本実施例では基準電圧V [182を通常のEC
L回路の基準電圧よりVIE□2段分下げる態様を示し
たが、勿論これには限定されず、また、入力信号のレベ
ルを適切に補正できるものであれば、電圧補正手段とし
てトランジスタ、ダイオードを用いる態様には限定され
ないことは言うまでもない。
L回路の基準電圧よりVIE□2段分下げる態様を示し
たが、勿論これには限定されず、また、入力信号のレベ
ルを適切に補正できるものであれば、電圧補正手段とし
てトランジスタ、ダイオードを用いる態様には限定され
ないことは言うまでもない。
本発明によれば、ECLレベルをI3iCMOSレベル
にレベル変換することができ、高速かつ低消費電力の半
導体装置を実現することができる。
にレベル変換することができ、高速かつ低消費電力の半
導体装置を実現することができる。
第1図は本発明に係る半導体装置の原理説明図、第2図
は本発明に係る半導体装置の一実施例を示す全体構成図
、 第3.4図は従来の半導体装置を示す図であり、第3図
はそのE、CL回路図、 第4図はそのBi−CMO3回路図である。 1・・・・・・ECL論理部、 4・−・・・Bi−CMO3回路、 11・・・・・・入力回路(半導体装置)、12・・・
・・・入力部、 13・・・・・・ECL回路、 14・・・・・・出力部、 Q、・・・・・・エミッタカップルトランジスタ(−方
のトランジスタ)、 Q2・・・・・・エミッタカップルトランジスタ(他方
のトランジスタ)、 Q、・・・・・・定電流トランジスタ、Q4・・・・・
・エミッタフォロワトランジスタ、Ql、Ql、QIo
、Qll・・・・・・トランジスタ、R8−R6、R1
゜・・・・・・抵抗、V□2・・・・・・基準電圧(通
常のECL回路に用いる基準電圧より所定電圧分低い 基準電圧)。 D2・・・・・・ダイオード、
は本発明に係る半導体装置の一実施例を示す全体構成図
、 第3.4図は従来の半導体装置を示す図であり、第3図
はそのE、CL回路図、 第4図はそのBi−CMO3回路図である。 1・・・・・・ECL論理部、 4・−・・・Bi−CMO3回路、 11・・・・・・入力回路(半導体装置)、12・・・
・・・入力部、 13・・・・・・ECL回路、 14・・・・・・出力部、 Q、・・・・・・エミッタカップルトランジスタ(−方
のトランジスタ)、 Q2・・・・・・エミッタカップルトランジスタ(他方
のトランジスタ)、 Q、・・・・・・定電流トランジスタ、Q4・・・・・
・エミッタフォロワトランジスタ、Ql、Ql、QIo
、Qll・・・・・・トランジスタ、R8−R6、R1
゜・・・・・・抵抗、V□2・・・・・・基準電圧(通
常のECL回路に用いる基準電圧より所定電圧分低い 基準電圧)。 D2・・・・・・ダイオード、
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 入力信号を一方のトランジスタのベースに受けるととも
に、基準電圧を他方のトランジスタベースに受け、これ
らのトランジスタのベース間に電位差があるとき、何れ
か一方のトランジスタが導通してコレクタ電流を流すE
CL回路と、 該ECL回路の出力により駆動されてON/OFFする
トランジスタを含む出力部と、 該出力部の出力をそれぞれのゲートに受け、該出力部の
出力レベルに応じてON/OFFするPチャネルMOS
トランジスタおよびNチャネルMOSトランジスタと、
を備えるとともに、 該PチャネルMOSトランジスタのドレイン電位に応答
してON/OFFするトランジスタおよび該Nチャネル
MOSトランジスタのソース電位に応答してON/OF
Fするトランジスタを含むBi−CMOS回路と、を有
する半導体装置であって、 前記基準電圧には、通常のECL回路に用いる基準電圧
より所定電圧分低い基準電圧を印加するとともに、 前記入力信号が入力される経路中に、前記入力信号の電
圧レベルを該所定電圧に対応して所定電圧レベル分持ち
上げる電圧補正手段を設けたことを特徴とする半導体装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63326695A JPH02171024A (ja) | 1988-12-23 | 1988-12-23 | 半導体装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63326695A JPH02171024A (ja) | 1988-12-23 | 1988-12-23 | 半導体装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02171024A true JPH02171024A (ja) | 1990-07-02 |
Family
ID=18190633
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63326695A Pending JPH02171024A (ja) | 1988-12-23 | 1988-12-23 | 半導体装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02171024A (ja) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6119226A (ja) * | 1984-07-05 | 1986-01-28 | Hitachi Ltd | レベル変換回路 |
-
1988
- 1988-12-23 JP JP63326695A patent/JPH02171024A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6119226A (ja) * | 1984-07-05 | 1986-01-28 | Hitachi Ltd | レベル変換回路 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5495184A (en) | High-speed low-power CMOS PECL I/O transmitter | |
JP3079515B2 (ja) | ゲ−トアレイ装置及び入力回路及び出力回路及び降圧回路 | |
JPH07118642B2 (ja) | レベル変換回路 | |
US4267501A (en) | NMOS Voltage reference generator | |
JPH06204845A (ja) | Bicmosレベル変換回路 | |
US5485110A (en) | ECL differential multiplexing circuit | |
JPH03121618A (ja) | 出力回路 | |
JPH02171024A (ja) | 半導体装置 | |
JPH0685497B2 (ja) | 半導体集積回路 | |
JPH11317652A (ja) | 出力回路 | |
JPS6175618A (ja) | 相補形BiMIS3ステ−トゲ−ト回路 | |
JP2540928B2 (ja) | 論理回路 | |
JPH0358620A (ja) | BiMOS型半導体集積回路 | |
JPH07105709B2 (ja) | 電圧変換回路 | |
JPH0210763A (ja) | 半導体集積回路 | |
JPH0422217A (ja) | 半導体集積回路 | |
JPS63302622A (ja) | インタフエ−ス回路 | |
JP2590619B2 (ja) | 入力バッファ回路 | |
JPH07321639A (ja) | 半導体集積回路 | |
JPS5834956A (ja) | 入力回路 | |
JP2830222B2 (ja) | 半導体集積回路装置 | |
JP2934265B2 (ja) | 相補型mos出力回路 | |
JPH01246862A (ja) | 複合形半導体出力回路 | |
JPH0812999B2 (ja) | ディジタル集積回路の出力回路 | |
JPH07193133A (ja) | 入力回路 |