JPH0422217A - 半導体集積回路 - Google Patents
半導体集積回路Info
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- JPH0422217A JPH0422217A JP2127523A JP12752390A JPH0422217A JP H0422217 A JPH0422217 A JP H0422217A JP 2127523 A JP2127523 A JP 2127523A JP 12752390 A JP12752390 A JP 12752390A JP H0422217 A JPH0422217 A JP H0422217A
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 title claims description 9
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 abstract description 5
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- DRSFVGQMPYTGJY-GNSLJVCWSA-N Deprodone propionate Chemical compound C1CC2=CC(=O)C=C[C@]2(C)[C@@H]2[C@@H]1[C@@H]1CC[C@@](C(C)=O)(OC(=O)CC)[C@@]1(C)C[C@@H]2O DRSFVGQMPYTGJY-GNSLJVCWSA-N 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- 210000003127 knee Anatomy 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/02—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components
- H03K19/08—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices
- H03K19/094—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors
- H03K19/0944—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using MOSFET or insulated gate field-effect transistors, i.e. IGFET
- H03K19/09448—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using MOSFET or insulated gate field-effect transistors, i.e. IGFET in combination with bipolar transistors [BIMOS]
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0175—Coupling arrangements; Interface arrangements
- H03K19/017509—Interface arrangements
- H03K19/017518—Interface arrangements using a combination of bipolar and field effect transistors [BIFET]
- H03K19/017527—Interface arrangements using a combination of bipolar and field effect transistors [BIFET] with at least one differential stage
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の概要〕
半導体集積回路の出力回路に関し、
Bi−CMOSの出力振幅レベルを、ECLのバイポー
ラトランジスタが飽和しない程度に小さくして、遅延時
間増大を抑え耐圧も問題なくし、安定したECLレベル
を出力させることを目的とし、入力信号を受ける旧−C
MO5回路と、Bi −CMO5回路の出力を受ける差
動対と差動対の出力を受けるエミッタホロアからなるE
CL回路とで構成される出力回路部を有する半導体集積
回路において、該旧−〇間S回路を、電源間に直列に接
続されたpチャネルMOSトランジスタとnチャネルM
OSトランジスタで構成するCMOSインバータと、電
源間に直列に接続された、第1のnpnトランジスタ、
ダイオード、および第2のnpn トランジスタと、該
第2のnpnトランジスタをオン/オフする第2、第3
のnチャネルMOSトランジスタで構成し、Hレベル出
力は、高電位側電源より第1のトランジスタのベース・
エミッタ間電圧とダイオードの順方向電圧だけ下った値
にし、Lレベル出力は低電位側電源より第2のトランジ
スタのコレクタ・エミッタ間電圧だけ上った値にしてな
る構成とし、または前記第1のnpnトランジスタとダ
イオードをダーリントン接続の第1、第2のnpnトラ
ンジスタにした構成とする。
ラトランジスタが飽和しない程度に小さくして、遅延時
間増大を抑え耐圧も問題なくし、安定したECLレベル
を出力させることを目的とし、入力信号を受ける旧−C
MO5回路と、Bi −CMO5回路の出力を受ける差
動対と差動対の出力を受けるエミッタホロアからなるE
CL回路とで構成される出力回路部を有する半導体集積
回路において、該旧−〇間S回路を、電源間に直列に接
続されたpチャネルMOSトランジスタとnチャネルM
OSトランジスタで構成するCMOSインバータと、電
源間に直列に接続された、第1のnpnトランジスタ、
ダイオード、および第2のnpn トランジスタと、該
第2のnpnトランジスタをオン/オフする第2、第3
のnチャネルMOSトランジスタで構成し、Hレベル出
力は、高電位側電源より第1のトランジスタのベース・
エミッタ間電圧とダイオードの順方向電圧だけ下った値
にし、Lレベル出力は低電位側電源より第2のトランジ
スタのコレクタ・エミッタ間電圧だけ上った値にしてな
る構成とし、または前記第1のnpnトランジスタとダ
イオードをダーリントン接続の第1、第2のnpnトラ
ンジスタにした構成とする。
本発明は、半導体集積回路の出力回路に関する。
近年コンピュータなどの装置の高速、低消費電力化に伴
い、半導体集積回路も高速、低消費電力化が要求されて
いる。このためTTLとCMO5回路を組合せたBi−
CMO5回路が用いられているが、より高速化のために
はECLとCMOSを組合わせたBi−CMO5回路が
望ましい。本発明は後者の形式の出力回路に係るもので
ある。
い、半導体集積回路も高速、低消費電力化が要求されて
いる。このためTTLとCMO5回路を組合せたBi−
CMO5回路が用いられているが、より高速化のために
はECLとCMOSを組合わせたBi−CMO5回路が
望ましい。本発明は後者の形式の出力回路に係るもので
ある。
B1−CMOSとECLを単純に組合せると第3図の如
くなる。この図でMP、はPチャネルMOSトランジス
タ、MN、はnチャネルMOSトランジスタであり、こ
れらは抵抗R,,R□と共に、電源Vcc (OV)
、V□(−5,2V)間に直列に接続される。QI、Q
zはnpnバイポーラトランジスタであり、これらも電
源vcc、■1間に直列に接続され、ベース・エミッタ
間には抵抗R,,R,の電圧を受ける。これらが、Bi
−C2105回路を構成する。ECLは、npnバイ
ポーラトランジスタQ s rQ4、負荷抵抗R,,R
4、および定電流源となるnpnトランジスタQ、と抵
抗Rsで構成される。
くなる。この図でMP、はPチャネルMOSトランジス
タ、MN、はnチャネルMOSトランジスタであり、こ
れらは抵抗R,,R□と共に、電源Vcc (OV)
、V□(−5,2V)間に直列に接続される。QI、Q
zはnpnバイポーラトランジスタであり、これらも電
源vcc、■1間に直列に接続され、ベース・エミッタ
間には抵抗R,,R,の電圧を受ける。これらが、Bi
−C2105回路を構成する。ECLは、npnバイ
ポーラトランジスタQ s rQ4、負荷抵抗R,,R
4、および定電流源となるnpnトランジスタQ、と抵
抗Rsで構成される。
トランジスタQ3のベースはB1−CMOSの出力m
aに接続され、トランジスタQ4のベースには基準電圧
vl□が加えられる。ECLの出力はトランジスタQ2
、Q、のコレクタから取出されるが、本例ではその一方
すから取出され、これが出力段のエミッタホロアのnp
nトランジスタQ、のベースに加わる。Q7はダイオー
ドで、■。、と出力端OUT間に逆向きで接続され、ト
ランジスタQ6の保護を行なう。
aに接続され、トランジスタQ4のベースには基準電圧
vl□が加えられる。ECLの出力はトランジスタQ2
、Q、のコレクタから取出されるが、本例ではその一方
すから取出され、これが出力段のエミッタホロアのnp
nトランジスタQ、のベースに加わる。Q7はダイオー
ドで、■。、と出力端OUT間に逆向きで接続され、ト
ランジスタQ6の保護を行なう。
この回路では人力INがH(ハイ)レベルであるとトラ
ンジスタMP、はオフ、MN、はオン、Q、オフ、Q、
オンで、Bi−CMOSの出力端aはLである。また入
力INがL(ロー)レベルであるとトランジスタM P
l はオン、MN、はオフ、Q。
ンジスタMP、はオフ、MN、はオン、Q、オフ、Q、
オンで、Bi−CMOSの出力端aはLである。また入
力INがL(ロー)レベルであるとトランジスタM P
l はオン、MN、はオフ、Q。
オン、Q2オフで、出力端aはHである。このようにB
1−CMOSの出力端aは入力INのH/Lと逆にH/
Lになり(B i −CMOSインバータ)、Hのとき
は’Vcc (#OV) 、Lのときは一、a V 2
、 (ニー5、2 V )である。
1−CMOSの出力端aは入力INのH/Lと逆にH/
Lになり(B i −CMOSインバータ)、Hのとき
は’Vcc (#OV) 、Lのときは一、a V 2
、 (ニー5、2 V )である。
このHがVCClLがvoという信号はECLの入力と
しては不適当である(ECLの入力は、−般にはV1w
= 0.9 V、 V+L= 1.7 V)。EC
Lの出力OUTばHが−0,9V、Lが−1,8■であ
り、ノードbはそれよりQ、のVIIEだけ」二ったレ
ベルなので、Vsz=0.8としてHが一〇、 I V
、Lが−1,OVになり、V IM= V ce= O
V、VIL=Vtt= 5.2VではノードaがHレ
ベルのとき(■□のとき)トランジスタQ、のベース電
圧((OV)がコレクタ電圧(−1,OV)より高くな
り、Q、は飽和してしまう。また、一般にトランジスタ
Q4のベースに加える基準電圧■□、は−1,3Vであ
り、ノードaのLレベルが■。(−5、2V )という
のは低過ぎる値で、Q、の耐圧が問題である(Q3.Q
、のエミッタ電位はVlml−■□であるからV□−■
□I+Vl!の電圧がQ。
しては不適当である(ECLの入力は、−般にはV1w
= 0.9 V、 V+L= 1.7 V)。EC
Lの出力OUTばHが−0,9V、Lが−1,8■であ
り、ノードbはそれよりQ、のVIIEだけ」二ったレ
ベルなので、Vsz=0.8としてHが一〇、 I V
、Lが−1,OVになり、V IM= V ce= O
V、VIL=Vtt= 5.2VではノードaがHレ
ベルのとき(■□のとき)トランジスタQ、のベース電
圧((OV)がコレクタ電圧(−1,OV)より高くな
り、Q、は飽和してしまう。また、一般にトランジスタ
Q4のベースに加える基準電圧■□、は−1,3Vであ
り、ノードaのLレベルが■。(−5、2V )という
のは低過ぎる値で、Q、の耐圧が問題である(Q3.Q
、のエミッタ電位はVlml−■□であるからV□−■
□I+Vl!の電圧がQ。
のベース、エミッタ間に逆バイアスとして加わる)第4
図はBi−CMOS出力の振幅が過大という点を改善し
たもので、ダイオードDI、D?、シッットキダイオー
ドSD、で出力ノードaのLレベルをクランプし、また
抵抗R+を除(ことで該ノードのHレベルを下げている
。
図はBi−CMOS出力の振幅が過大という点を改善し
たもので、ダイオードDI、D?、シッットキダイオー
ドSD、で出力ノードaのLレベルをクランプし、また
抵抗R+を除(ことで該ノードのHレベルを下げている
。
この回路では入力INがHであると、MP、オフ従って
Q、オフ、またはMN、オン、M N tもオンで、Q
s、Qq、 S D It R&、 M N zの経路
でトランジスタQ2はベース電流を供給され、オンにな
る。出力ノードaのレベルは、V c c ヨリQ s
、 Q q。
Q、オフ、またはMN、オン、M N tもオンで、Q
s、Qq、 S D It R&、 M N zの経路
でトランジスタQ2はベース電流を供給され、オンにな
る。出力ノードaのレベルは、V c c ヨリQ s
、 Q q。
SD、の電圧だけ下ったは<−2,OVのLレベルであ
る。入力INがLであると、MP、オン、Q1オン、M
N I とMN、がオフ、Q2もオフで、出力ノード
aはVCCよりQ、の■1だけ下った約−〇、8■のH
レベルである。この−0,8V/−2,0■のH/Lレ
ベルは、−1,3Vの基準電圧■。。
る。入力INがLであると、MP、オン、Q1オン、M
N I とMN、がオフ、Q2もオフで、出力ノード
aはVCCよりQ、の■1だけ下った約−〇、8■のH
レベルである。この−0,8V/−2,0■のH/Lレ
ベルは、−1,3Vの基準電圧■。。
に対して適当である。出力OUTの1(/Lレベルは第
3図と同様Vow= 0.9 V、 Vot= 1
−8 Vとし、ノードbはそれよりQ、の■□だけ上っ
た−0.IV、−1,OVとすると、Hレベル時もQ。
3図と同様Vow= 0.9 V、 Vot= 1
−8 Vとし、ノードbはそれよりQ、の■□だけ上っ
た−0.IV、−1,OVとすると、Hレベル時もQ。
のベースは一〇、8■、コレクタは−0,1■で、コレ
クタ電圧がベース電圧より低くなることはなく、またL
レベル時もQ、のエミッタはVlll vst=−2
,IV、ベースは−2,0■で、ベース・エミッタ間が
逆バイアスされることもない(耐圧の問題は生じない)
。
クタ電圧がベース電圧より低くなることはなく、またL
レベル時もQ、のエミッタはVlll vst=−2
,IV、ベースは−2,0■で、ベース・エミッタ間が
逆バイアスされることもない(耐圧の問題は生じない)
。
第3図の回路で出力ノードaのHレベルがはイ■。、へ
上るのは抵抗R,が原因で、これを除けばQ、のVIE
たけ下ることになる。しかしR1はQ。
上るのは抵抗R,が原因で、これを除けばQ、のVIE
たけ下ることになる。しかしR1はQ。
ヘベース電流を供給するためのもの(R2も同様で、Q
2をオンさせるためのもの)であるから、Ri、Rzを
除くならQ2、Q、ヘベース電流を供給する回路を別途
設ける必要がある。 Bi−CMOS部の回路が第3図
と第4図で異なるほこのためで、第4図ではQ、のベー
ス電流はM P 1. Q 1. Q3.Qsの経路で
供給し、Q2のベース電流はQs、 Qq、 SD +
、Rh2M N zの経路で供給する。Ri、Rzには
オフ時にQ2、Q、のベース電荷を引抜く機能もあるが
、第4図ではQ、のベース電荷引抜きはMN。
2をオンさせるためのもの)であるから、Ri、Rzを
除くならQ2、Q、ヘベース電流を供給する回路を別途
設ける必要がある。 Bi−CMOS部の回路が第3図
と第4図で異なるほこのためで、第4図ではQ、のベー
ス電流はM P 1. Q 1. Q3.Qsの経路で
供給し、Q2のベース電流はQs、 Qq、 SD +
、Rh2M N zの経路で供給する。Ri、Rzには
オフ時にQ2、Q、のベース電荷を引抜く機能もあるが
、第4図ではQ、のベース電荷引抜きはMN。
が行ない(MN、はRiに代わるもの)、Q2の電荷引
抜きは抵抗R7が行なう(R,はR2と同じ)。
抜きは抵抗R7が行なう(R,はR2と同じ)。
このように第3図ではB1−CMOSの振幅レベルが大
き過ぎるため、ECLのバイポーラトランジスタが飽和
し、遅延時間が大になる、耐圧が気になる、等の問題が
ある。
き過ぎるため、ECLのバイポーラトランジスタが飽和
し、遅延時間が大になる、耐圧が気になる、等の問題が
ある。
第4図のようにダイオードクランプすると、ECL入力
電圧を抑えて適正値にすることができるが、このときQ
2、Q2、SD2、R6,Qzの経路で電流が流れ、不
必要な電力を消費する。
電圧を抑えて適正値にすることができるが、このときQ
2、Q2、SD2、R6,Qzの経路で電流が流れ、不
必要な電力を消費する。
本発明はか\る点を改善し、Bi−CMOSの出力振幅
レベルを、ECLのバイポーラトランジスタが飽和しな
い程度に小さくして、遅延時間増大を抑え耐圧も問題な
くし、安定したECLレベルを出力させることを目的と
するものである。
レベルを、ECLのバイポーラトランジスタが飽和しな
い程度に小さくして、遅延時間増大を抑え耐圧も問題な
くし、安定したECLレベルを出力させることを目的と
するものである。
第1図に示すように本発明ではB1−CMOSを、電源
高電位側VCCと電源低電位側■□との間に直列にして
接続された、PチャネルMOSトランジスタMP、とn
チャネルMOSトランジスタMN。
高電位側VCCと電源低電位側■□との間に直列にして
接続された、PチャネルMOSトランジスタMP、とn
チャネルMOSトランジスタMN。
とからなるCMOSインバータと、npnトランジスタ
Ql、ダイオードQ、oおよびnpnトランジスタQ、
と、npnトランジスタQ、をオンオフする第2、第3
のnチャネルMOSトランジスタMN2、MN3で構成
する。
Ql、ダイオードQ、oおよびnpnトランジスタQ、
と、npnトランジスタQ、をオンオフする第2、第3
のnチャネルMOSトランジスタMN2、MN3で構成
する。
トランジスタQ、のベースはC1’lOSインバータの
出力ノードCに接続され、トランジスタQ、のベースは
トランジスタM N zとM N sの接続点に接続さ
れ、トランジスタM N zはM N t と共に入力
信号INを受け、M N sはノードCの電圧を受ける
。
出力ノードCに接続され、トランジスタQ、のベースは
トランジスタM N zとM N sの接続点に接続さ
れ、トランジスタM N zはM N t と共に入力
信号INを受け、M N sはノードCの電圧を受ける
。
第2図に示すようにトランジスタQ、とダイオードQ
Ioは、ダーリントン接続のトランジスタQ + +
+QI!に置換えてもよい。
Ioは、ダーリントン接続のトランジスタQ + +
+QI!に置換えてもよい。
ECLの差動対トランジスタの一方Q4のベースに与え
る基準電圧は、第3図、第4図の■、□=−1,3Vに
対して、■1□=−2,9Vにする。
る基準電圧は、第3図、第4図の■、□=−1,3Vに
対して、■1□=−2,9Vにする。
〔作用〕
このようにすると、Bi−CMO5の出力ノードaのH
レベルは−1,6V、Lレベルは−4,4■になり、基
準電圧Vm*z= 2.9Vに対して適当な値になる
。出力OUTのHレベル、LレベルはECLのそれで■
。、=−0,9V、■。L=−1,8Vであり、従って
ノードbのHレベルは−1,TV、Lレベルは−2,6
Vであるが、ノードaが−1,6V、−4゜4■であれ
ばトランジスタQ、の飽和は回避でき、またQ4オン時
のQ2、Q、のエミッタ電位−3,7■に対してもQ3
のベース(ノードa)電位−4゜4vは過大ではなく、
Q3のベース・エミッタ耐圧が問題になることはない。
レベルは−1,6V、Lレベルは−4,4■になり、基
準電圧Vm*z= 2.9Vに対して適当な値になる
。出力OUTのHレベル、LレベルはECLのそれで■
。、=−0,9V、■。L=−1,8Vであり、従って
ノードbのHレベルは−1,TV、Lレベルは−2,6
Vであるが、ノードaが−1,6V、−4゜4■であれ
ばトランジスタQ、の飽和は回避でき、またQ4オン時
のQ2、Q、のエミッタ電位−3,7■に対してもQ3
のベース(ノードa)電位−4゜4vは過大ではなく、
Q3のベース・エミッタ耐圧が問題になることはない。
更に、ノードaがHのときはQzオフ、MN。
もオフで、これらを通って■。、へ流れる電流はなく、
またノードaがLのときはQ、 (またはQ + I
+Q2、)オフで、vccからQ、(またはQ2、、Q
2、)を通って流入する電流はなく、つまりCMO5動
作であって、無駄な消費電流はない。
またノードaがLのときはQ、 (またはQ + I
+Q2、)オフで、vccからQ、(またはQ2、、Q
2、)を通って流入する電流はなく、つまりCMO5動
作であって、無駄な消費電流はない。
全図を通してそうであるが、第1図、第2図では、第3
図、第4図と同じ部分には同じ符号を付しである。第1
図、第2図が、第3図、第4図と異なるのはB1−CM
OS部の構成と、基準電圧■Iの値だけである。CML
は電源■。c、VIE間にトリー状に接続されることが
あり、この場合基準電圧■□は下段になる程■、に近く
なる。V1ml+”’−1,3Vは上段用(上人力用)
、Vmmz= 2.9 Vは下段用(下入力用)に
用いられる値である。なお定電流源用の熱定電圧■。、
は−4,0■である。
図、第4図と同じ部分には同じ符号を付しである。第1
図、第2図が、第3図、第4図と異なるのはB1−CM
OS部の構成と、基準電圧■Iの値だけである。CML
は電源■。c、VIE間にトリー状に接続されることが
あり、この場合基準電圧■□は下段になる程■、に近く
なる。V1ml+”’−1,3Vは上段用(上人力用)
、Vmmz= 2.9 Vは下段用(下入力用)に
用いられる値である。なお定電流源用の熱定電圧■。、
は−4,0■である。
第1図のB1−CMOS回路部の動作を説明すると、入
力INがHのときトランジスタMP、はオフ、MN、は
オンで、Q、はオフ、M N xもオフ、MN2はオン
である。このためノードaはvE!よりQ2の■□だけ
約−4,4Vになる。詳しくはノードaの電荷の放電電
流がMNt、Qzのベース・エミッタを通って流れ、こ
れでQ2がオンしてそのコレクタ・エミッタを通しても
該放電電流を流すが、ノードaが■□+■□に下るとき
Q2のベース電流はなくなり、Q8はオフし、放電は停
止する。これによりノードaはV□+■□にとどまる。
力INがHのときトランジスタMP、はオフ、MN、は
オンで、Q、はオフ、M N xもオフ、MN2はオン
である。このためノードaはvE!よりQ2の■□だけ
約−4,4Vになる。詳しくはノードaの電荷の放電電
流がMNt、Qzのベース・エミッタを通って流れ、こ
れでQ2がオンしてそのコレクタ・エミッタを通しても
該放電電流を流すが、ノードaが■□+■□に下るとき
Q2のベース電流はなくなり、Q8はオフし、放電は停
止する。これによりノードaはV□+■□にとどまる。
入力INがLのときは、トランジスタM P +がオン
、M N t とMN!がオフ、ノードCがHになるの
でトランジスタQ、がオン、M N sもオン、従って
Q2はオフになり、ノードaはVCCよりQ。
、M N t とMN!がオフ、ノードCがHになるの
でトランジスタQ、がオン、M N sもオン、従って
Q2はオフになり、ノードaはVCCよりQ。
のvoとダイオードQloの■、だけ下った−1.6V
になる。トランジスタQ2がオフ、MN、もオフである
から、ノードaを−1,6■に保つために無駄な電流を
流す(第4図のように)ことはない。
になる。トランジスタQ2がオフ、MN、もオフである
から、ノードaを−1,6■に保つために無駄な電流を
流す(第4図のように)ことはない。
第2図も動作は同様で、ノードaのHレベルはVCCよ
り、トランジスタQIlとQ1□のVIEだけ下った−
1.6■になる。ショットキダイオードSD。
り、トランジスタQIlとQ1□のVIEだけ下った−
1.6■になる。ショットキダイオードSD。
はトランジスタQl!のベース電荷引抜き用で、MP、
オフ、MN、オンのとき、SDz MNlの経路でQ
l!のベース電荷を■、へ放電する。第1図のようにダ
イオードQ1゜を挿入して出力振幅を抑えると動作が遅
くなる恐れがある。第2図のようにダーリントンにしS
D!で電荷引抜きを行なうと切れがよくなり、高速化で
きる。
オフ、MN、オンのとき、SDz MNlの経路でQ
l!のベース電荷を■、へ放電する。第1図のようにダ
イオードQ1゜を挿入して出力振幅を抑えると動作が遅
くなる恐れがある。第2図のようにダーリントンにしS
D!で電荷引抜きを行なうと切れがよくなり、高速化で
きる。
第3図、第4図では、CMLの基準電圧■Iに、温度特
性上変動の少ないV□r= 1.3Vを使用している
が、このため、カットオフドライバとして使用する(こ
の場合はR3などを変えてVOL=−2,OVとし、出
力電流が殆んど流れないようにする;TTLのハイZ状
態に相当)際は、出力はノードd(アンドまたはオア出
力)から取ることになる。ノードb(ナンドまたはノア
出力)から取ると、トランジスタQ、が飽和するか、カ
ットオフしなくなる。この点、第1図、第2図では■o
2をVlll よりVIE2段落ちした値にし、ECL
の入力(Bi−CMOSの出力)のHレベルもVCCよ
りV□2段落ちした値にしているので、温度特性上も有
利にし、カットオフドライバとして使用する際もアンド
(オア)、ナンド(ノア)の両輪理を取出すことができ
る。
性上変動の少ないV□r= 1.3Vを使用している
が、このため、カットオフドライバとして使用する(こ
の場合はR3などを変えてVOL=−2,OVとし、出
力電流が殆んど流れないようにする;TTLのハイZ状
態に相当)際は、出力はノードd(アンドまたはオア出
力)から取ることになる。ノードb(ナンドまたはノア
出力)から取ると、トランジスタQ、が飽和するか、カ
ットオフしなくなる。この点、第1図、第2図では■o
2をVlll よりVIE2段落ちした値にし、ECL
の入力(Bi−CMOSの出力)のHレベルもVCCよ
りV□2段落ちした値にしているので、温度特性上も有
利にし、カットオフドライバとして使用する際もアンド
(オア)、ナンド(ノア)の両輪理を取出すことができ
る。
以上説明した様に、本発明によれば、より、高速かつ低
消費電力な、B1−CMOSレベルからECLレベルの
レベル変換回路を搭載した出力回路の構成が可能であり
、斯かる、コンピュータシステム等の性能向上に、寄与
するところが大きい。
消費電力な、B1−CMOSレベルからECLレベルの
レベル変換回路を搭載した出力回路の構成が可能であり
、斯かる、コンピュータシステム等の性能向上に、寄与
するところが大きい。
第1図、第2図は本発明1,2の出力回路を示す回路図
、 第3回、第4図はBi −CMOS、 E CL型の出
力回路例1.2を示す回路図である。 第1図、第2図で、Q2、Q、は差動対、Q6はエミッ
タホロア、MP、 とMpzはCMOSインバータ、Q
、とQ + oまたはQllとQ1□、Q z 9M
N z 。 MN、はBi−CMOSの出力段である。
、 第3回、第4図はBi −CMOS、 E CL型の出
力回路例1.2を示す回路図である。 第1図、第2図で、Q2、Q、は差動対、Q6はエミッ
タホロア、MP、 とMpzはCMOSインバータ、Q
、とQ + oまたはQllとQ1□、Q z 9M
N z 。 MN、はBi−CMOSの出力段である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、入力信号を受けるBi−CMOS回路と、Bi−C
MOS回路の出力を受ける差動対と、該差動対の出力を
受けるエミッタホロアからなるECL回路とで構成され
る出力回路部を有する半導体集積回路において、 該Bi−CMOS回路を、 電源間に直列に接続されたpチャネルMOSトランジス
タ(MP_1)とnチャネルMOSトランジスタ(MN
_1)で構成するCMOSインバータと、電源間に直列
に接続された、第1のnpnトランジスタ(Q_1)、
ダイオード(Q_1_0)、および第2のnpnトラン
ジスタ(Q_2)と、該第2のnpnトランジスタをオ
ン/オフする第2、第3のnチャネルMOSトランジス
タ(MN_2、MN_3)で構成し、 Hレベル出力は、高電位側電源(V_C_C)より第1
のトランジスタ(Q_1)のベース・エミッタ間電圧と
ダイオード(Q_1_0)の順方向電圧だけ下った値に
し、Lレベル出力は低電位側電源(V_E_E)より第
2のトランジスタ(Q_2)のコレクタ・エミッタ間電
圧だけ上った値にしてなることを特徴とする半導体集積
回路。 2、入力信号を受けるBi−CMOS回路と、Bi−C
MOS回路の出力を受ける差動対と、該差動対の出力を
受けるエミッタホロアからなるECL回路とで構成され
る出力回路部を有する半導体集積回路において、 該Bi−CMOS回路を、 電源間に直列に接続されたpチャネルMOSトランジス
タ(MP_1)とnチャネルMOSトランジスタ(MN
_1)で構成するCMOSインバータと、電源間に直列
に接続された、ダーリントン接続の第1、第2のnpn
トランジスタ(Q_1_1、Q_1_2)、および第3
のnpnトランジスタ(Q_2)と該第2のnpnトラ
ンジスタをオン/オフする第2、第3のnチャネルMO
Sトランジスタ(MN_2、MN_3)で構成し、 Hレベル出力は、高電位側電源(V_C_C)より第1
、第2のトランジスタ(Q_1_1、Q_1_2)のベ
ース・エミッタ間電圧だけ下った値にし、Lレベル出力
は低電位側電源(V_E_E)より第2のトランジスタ
(Q_2)のコレクタ・エミッタ間電圧だけ上った値に
してなることを特徴とする半導体集積回路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2127523A JP2544826B2 (ja) | 1990-05-17 | 1990-05-17 | 半導体集積回路 |
US07/701,810 US5138196A (en) | 1990-05-17 | 1991-05-17 | Integrated semiconductor circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2127523A JP2544826B2 (ja) | 1990-05-17 | 1990-05-17 | 半導体集積回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0422217A true JPH0422217A (ja) | 1992-01-27 |
JP2544826B2 JP2544826B2 (ja) | 1996-10-16 |
Family
ID=14962125
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2127523A Expired - Lifetime JP2544826B2 (ja) | 1990-05-17 | 1990-05-17 | 半導体集積回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5138196A (ja) |
JP (1) | JP2544826B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5343094A (en) * | 1993-01-13 | 1994-08-30 | National Semiconductor Corporation | Low noise logic amplifier with nondifferential to differential conversion |
US5760615A (en) * | 1994-07-29 | 1998-06-02 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Zero current enable circuit |
JP4996057B2 (ja) * | 2004-05-26 | 2012-08-08 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 半導体回路 |
US7595660B2 (en) * | 2007-08-16 | 2009-09-29 | Texas Instruments Incorporated | Low-delay complimentary metal-oxide semiconductor (CMOS) to emitter-coupled logic (ECL) converters, methods and apparatus |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5030860A (en) * | 1988-02-16 | 1991-07-09 | Texas Instruments Incorporated | Darlington BiCMOS driver circuit |
US4970414A (en) * | 1989-07-07 | 1990-11-13 | Silicon Connections Corporation | TTL-level-output interface circuit |
US5049765A (en) * | 1990-06-19 | 1991-09-17 | Intel Corporation | BiCMOS noninverting buffer and logic gates |
-
1990
- 1990-05-17 JP JP2127523A patent/JP2544826B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-05-17 US US07/701,810 patent/US5138196A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5138196A (en) | 1992-08-11 |
JP2544826B2 (ja) | 1996-10-16 |
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