JPH0213805B2 - - Google Patents
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- JPH0213805B2 JPH0213805B2 JP11662582A JP11662582A JPH0213805B2 JP H0213805 B2 JPH0213805 B2 JP H0213805B2 JP 11662582 A JP11662582 A JP 11662582A JP 11662582 A JP11662582 A JP 11662582A JP H0213805 B2 JPH0213805 B2 JP H0213805B2
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- 230000004907 flux Effects 0.000 description 14
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 5
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 3
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
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- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
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- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は出力インピーダンスを任意の値に設定
し得る直列形可飽和リアクトル（以下単に可飽和
リアクトルと称す）を用いた電源装置に関するも
のである。
し得る直列形可飽和リアクトル（以下単に可飽和
リアクトルと称す）を用いた電源装置に関するも
のである。
従来の直流制御回路を備えた可飽和リアクトル
による定電流コンバータの一例を第１図に、その
各部の動作波形図を第２図に、その出力電圧−出
力電流特性図を第３図に示す。図中、１は180度
導通の方形波交流電源、２は可飽和リアクトル、
３はダイオードブリツジ等による整流回路、４は
フイルタ、５は直流電源５１と拘束チヨーク５２
とを直列接続してなる直流制御回路、６，６′は
出力端子、V0は出力電圧、I0は出力電流、I1は可
飽和リアクトル交流電流、I2は可飽和リアクトル
直流制御電流である。可飽和リアクトル２は２個
の磁心２１ａおよび２１ｂと、該磁心２１ａにそ
の誘起する磁束が互いに打ち消し合う向きに巻か
れた直流制御巻線２２ａおよび交流巻線２３ａ
と、前記磁心２１ｂにその誘起する磁束が互いに
加え合う向きに巻かれた直流制御巻線２２ｂおよ
び交流巻線２３ｂとからなつており、上記直流制
御巻線２２ａ，２２ｂ同士、および交流巻線２３
ａ，２３ｂ同士は直列に接続されている。上記直
列接続された交流巻線２３ａ，２３ｂは方形波交
流電源１と整流回路３との間に直列に接続し、ま
た直列接続された直流制御巻線２２ａ，２２ｂは
直流制御回路５に接続している。直流制御回路５
は拘束チヨーク５２により直流電源５１の交流イ
ンピーダンスを高め、直流制御巻線２２ａ，２２
ｂに定電流を流す如くなつている。
による定電流コンバータの一例を第１図に、その
各部の動作波形図を第２図に、その出力電圧−出
力電流特性図を第３図に示す。図中、１は180度
導通の方形波交流電源、２は可飽和リアクトル、
３はダイオードブリツジ等による整流回路、４は
フイルタ、５は直流電源５１と拘束チヨーク５２
とを直列接続してなる直流制御回路、６，６′は
出力端子、V0は出力電圧、I0は出力電流、I1は可
飽和リアクトル交流電流、I2は可飽和リアクトル
直流制御電流である。可飽和リアクトル２は２個
の磁心２１ａおよび２１ｂと、該磁心２１ａにそ
の誘起する磁束が互いに打ち消し合う向きに巻か
れた直流制御巻線２２ａおよび交流巻線２３ａ
と、前記磁心２１ｂにその誘起する磁束が互いに
加え合う向きに巻かれた直流制御巻線２２ｂおよ
び交流巻線２３ｂとからなつており、上記直流制
御巻線２２ａ，２２ｂ同士、および交流巻線２３
ａ，２３ｂ同士は直列に接続されている。上記直
列接続された交流巻線２３ａ，２３ｂは方形波交
流電源１と整流回路３との間に直列に接続し、ま
た直列接続された直流制御巻線２２ａ，２２ｂは
直流制御回路５に接続している。直流制御回路５
は拘束チヨーク５２により直流電源５１の交流イ
ンピーダンスを高め、直流制御巻線２２ａ，２２
ｂに定電流を流す如くなつている。
次に上記回路の動作について説明する。ここ
で、可飽和リアクトル２の磁心２１ａ，２１ｂは
理想的な角形特性を有するものとする。今、磁心
２１ａが飽和状態（飽和磁束ΦS）にあり、磁心
２１ａの磁束がΦ1であるとし、時点t1で方形波交
流電源１の出力電圧が−ＥからＥに反転すると、
磁心２１ｂの磁束は飽和しているため変化せず、
磁心２１ａの磁束は減少から増加に転じ飽和磁束
ΦSまで増加し続ける。この時、磁心２１ａでは
等アンペアターンの法則が成立し、下記(1)式で示
される交流電流I1が可飽和リアクトル２に流れ
る。
で、可飽和リアクトル２の磁心２１ａ，２１ｂは
理想的な角形特性を有するものとする。今、磁心
２１ａが飽和状態（飽和磁束ΦS）にあり、磁心
２１ａの磁束がΦ1であるとし、時点t1で方形波交
流電源１の出力電圧が−ＥからＥに反転すると、
磁心２１ｂの磁束は飽和しているため変化せず、
磁心２１ａの磁束は減少から増加に転じ飽和磁束
ΦSまで増加し続ける。この時、磁心２１ａでは
等アンペアターンの法則が成立し、下記(1)式で示
される交流電流I1が可飽和リアクトル２に流れ
る。
I1＝NDC／NAC・I2 ……(1)
ここでNDC：直流制御巻線２２ａ，２２ｂの巻
数 NAC：交流巻線２３ａ，２３ｂの巻数 この間、交流電流I1は方形波交流電源１の電圧
と逆極性であり、期間は磁心２１ａに蓄積した
励磁エネルギーを放出するゲート期間になる。磁
心２１ａに負荷（出力）電圧V0と方形波交流電
源１の交流電圧Ｅの和が印加され、一定時間後、
その磁束が飽和磁束ΦSに達すると、磁心２１ａ
および２１ｂとの飽和状態となり可飽和リアクト
ル２のインピーダンスが零になるため、交流電流
I1はこの時点t2で方形波交流電源１の電圧と同極
性に反転する。
数 NAC：交流巻線２３ａ，２３ｂの巻数 この間、交流電流I1は方形波交流電源１の電圧
と逆極性であり、期間は磁心２１ａに蓄積した
励磁エネルギーを放出するゲート期間になる。磁
心２１ａに負荷（出力）電圧V0と方形波交流電
源１の交流電圧Ｅの和が印加され、一定時間後、
その磁束が飽和磁束ΦSに達すると、磁心２１ａ
および２１ｂとの飽和状態となり可飽和リアクト
ル２のインピーダンスが零になるため、交流電流
I1はこの時点t2で方形波交流電源１の電圧と同極
性に反転する。
交流電流I1が反転すると、磁心２１ｂの磁束が
減少し始め、不飽和状態になる。この時磁心２１
ｂでは前記同様、等アンペアターンの法則が成立
し、前記(1)式の通り交流電流I1は直流制御電流I2
に比例した値になる。磁心２１ｂの磁束が飽和磁
束ΦSからΦ1に減少する期間は磁心２１ｂに励
磁エネルギーが蓄積されるリセツト期間になり、
磁心２１ｂには交流電圧Ｅと負荷電圧V0の差の
電圧が印加される。更に時点t3にて交流電圧Ｅの
極性が反転すると、磁心２１ｂの磁束が増加し
（期間）、時点t4で飽和に達すれば交流電流I1の
極性が反転し、磁心２１ａの磁束が減少し（期間
）、時点t5において時点t1と同様な状態になり、
以下これが繰り返される。
減少し始め、不飽和状態になる。この時磁心２１
ｂでは前記同様、等アンペアターンの法則が成立
し、前記(1)式の通り交流電流I1は直流制御電流I2
に比例した値になる。磁心２１ｂの磁束が飽和磁
束ΦSからΦ1に減少する期間は磁心２１ｂに励
磁エネルギーが蓄積されるリセツト期間になり、
磁心２１ｂには交流電圧Ｅと負荷電圧V0の差の
電圧が印加される。更に時点t3にて交流電圧Ｅの
極性が反転すると、磁心２１ｂの磁束が増加し
（期間）、時点t4で飽和に達すれば交流電流I1の
極性が反転し、磁心２１ａの磁束が減少し（期間
）、時点t5において時点t1と同様な状態になり、
以下これが繰り返される。
このように、上記回路において交流電流I1は常
に直流制御電流I2に比例するため、該交流電流I1
を整流した出力電流I0は出力端子６，６′に接続
する負荷（図示せず）に係わりなく、一定な電流
値を示し、その出力電圧−出力電流特性は第３図
に示すような定電流特性となる。
に直流制御電流I2に比例するため、該交流電流I1
を整流した出力電流I0は出力端子６，６′に接続
する負荷（図示せず）に係わりなく、一定な電流
値を示し、その出力電圧−出力電流特性は第３図
に示すような定電流特性となる。
しかしながら、実際には可飽和リアクトル２の
励磁電流や浮遊容量、整流回路３のダイオードの
リカバリー時間等のために、負荷が増加し出力電
圧が増大すると回路側の出力インピーダンスが低
下し、出力電流が低下する欠点があつた。
励磁電流や浮遊容量、整流回路３のダイオードの
リカバリー時間等のために、負荷が増加し出力電
圧が増大すると回路側の出力インピーダンスが低
下し、出力電流が低下する欠点があつた。
従来このような問題を解決する方法としては出
力電流を検出しこれを基準値と比較し、その結果
に基づいて直流制御電流を制御して出力インピー
ダンスを増大させるという方法が行なわれていた
が、回路構成が複雑となり、装置が大形化すると
いう欠点があつた。また、可飽和リアクトルを用
いて多出力コンバータを構成した場合、一出力の
フイードバツクのみで簡易に他の出力も安定化し
ようとしても各出力の負荷が同一でないと、出力
インピーダンスが更に悪化するという欠点があつ
た。更にまた、出力インピーダンスに負性特性を
持たせようとする場合には出力電流の他に出力電
圧も検出し、これを基準値と比較しその結果に基
づいて直流制御電流を制御する必要があり、回路
構成が非常に複雑になる欠点があつた。
力電流を検出しこれを基準値と比較し、その結果
に基づいて直流制御電流を制御して出力インピー
ダンスを増大させるという方法が行なわれていた
が、回路構成が複雑となり、装置が大形化すると
いう欠点があつた。また、可飽和リアクトルを用
いて多出力コンバータを構成した場合、一出力の
フイードバツクのみで簡易に他の出力も安定化し
ようとしても各出力の負荷が同一でないと、出力
インピーダンスが更に悪化するという欠点があつ
た。更にまた、出力インピーダンスに負性特性を
持たせようとする場合には出力電流の他に出力電
圧も検出し、これを基準値と比較しその結果に基
づいて直流制御電流を制御する必要があり、回路
構成が非常に複雑になる欠点があつた。
本発明は上記従来の欠点を除くため、直流制御
巻線と並列にダイオードと抵抗素子からなる直列
回路を接続し、出力電圧によつて直流制御巻線に
誘起される電圧に基づいて直流制御電流を制御す
るようにしたもので、その目的とするところは簡
単な構成で任意の出力インピーダンス特性が得ら
れる可飽和リアクトルを用いた電源装置を提供す
ることにある。以下図面について詳細に説明す
る。
巻線と並列にダイオードと抵抗素子からなる直列
回路を接続し、出力電圧によつて直流制御巻線に
誘起される電圧に基づいて直流制御電流を制御す
るようにしたもので、その目的とするところは簡
単な構成で任意の出力インピーダンス特性が得ら
れる可飽和リアクトルを用いた電源装置を提供す
ることにある。以下図面について詳細に説明す
る。
第４図は本発明の可飽和リアクトルを備えた定
電流コンバータの一実施例を示すもので、図中第
１図と同一構成部分は同一符号をもつて表わす。
即ち、１は方形波交流電源、２は可飽和リアクト
ル、３は整流回路、４はフイルタ、６，６′は出
力端子、７は本発明の特徴とする直流制御回路で
ある。直流制御回路７は直流電源７１、拘束チヨ
ーク７２、および抵抗素子（抵抗、トランジス
タ、FET等）７３ａとダイオード７３ｂとを直
列接続した任意負荷設定回路（直列回路）７３に
よりなつており、該任意負荷設定回路７３は可飽
和リアクトル２の直流制御巻線２２ａ，２２ｂの
両端ＡおよびＢにて巻線と並列に接続されてい
る。
電流コンバータの一実施例を示すもので、図中第
１図と同一構成部分は同一符号をもつて表わす。
即ち、１は方形波交流電源、２は可飽和リアクト
ル、３は整流回路、４はフイルタ、６，６′は出
力端子、７は本発明の特徴とする直流制御回路で
ある。直流制御回路７は直流電源７１、拘束チヨ
ーク７２、および抵抗素子（抵抗、トランジス
タ、FET等）７３ａとダイオード７３ｂとを直
列接続した任意負荷設定回路（直列回路）７３に
よりなつており、該任意負荷設定回路７３は可飽
和リアクトル２の直流制御巻線２２ａ，２２ｂの
両端ＡおよびＢにて巻線と並列に接続されてい
る。
上記回路において任意負荷設定回路７は、第３
図の磁心２１ａ，２１ｂの直流制御電圧から明ら
かなように、期間および、即ち磁心２１ａお
よび２１ｂの励磁エネルギーの放出期間において
のみダイオード７３ｂが導通となり、電流が流れ
る。この時、任意負荷設定回路７に流れる電流を
I3をすると、期間およびにおける交流電流I1
は下記(2)式の通りとなる。
図の磁心２１ａ，２１ｂの直流制御電圧から明ら
かなように、期間および、即ち磁心２１ａお
よび２１ｂの励磁エネルギーの放出期間において
のみダイオード７３ｂが導通となり、電流が流れ
る。この時、任意負荷設定回路７に流れる電流を
I3をすると、期間およびにおける交流電流I1
は下記(2)式の通りとなる。
I1＝NDC／NAC（I2−I3） ……(2)
一方、期間の時間幅をT1、この時の可飽和
リアクトル２の直流制御電圧をE1とすると、 T1＝Ｔ／４（１−V0／Ｅ） ……(3) E1＝NDC／NAC（Ｅ＋V0） ……(4) となる。また期間の時間幅をT2、直流制御電
圧をE2とすると、 T2＝Ｔ／４（１＋V0／Ｅ） ……(5) E2＝NDC／NAC（Ｅ−V0） ……(6) となる。なお、(3)，(5)式におけるＴは期間から
までの合計の時間、即ち交流電源１の一周期で
ある。抵抗素子７３ａの抵抗値をＲとすると、 I3＝E1／Ｒ ……(7) となる。期間およびにおける交流電流I1は前
記(1)式の通りであり、期間の時間は期間と等
しく、また期間の時間は期間と等しいと考え
られるから、上記回路における交流電流I1の平均
値I^1、即ち出力電流I0は I^1＝I0＝｛NDC／NAC（I2−I3）T1 ＋NDC／NACI2T2｝／Ｔ／２ ……(8) で表わすことができる。該(8)式に前記(3)，(4)，
(5)，(7)式を代入して簡単にすると、 I0＝NDC／NAC（I2−E2−V2／0／2RE） ……(9) となる。
リアクトル２の直流制御電圧をE1とすると、 T1＝Ｔ／４（１−V0／Ｅ） ……(3) E1＝NDC／NAC（Ｅ＋V0） ……(4) となる。また期間の時間幅をT2、直流制御電
圧をE2とすると、 T2＝Ｔ／４（１＋V0／Ｅ） ……(5) E2＝NDC／NAC（Ｅ−V0） ……(6) となる。なお、(3)，(5)式におけるＴは期間から
までの合計の時間、即ち交流電源１の一周期で
ある。抵抗素子７３ａの抵抗値をＲとすると、 I3＝E1／Ｒ ……(7) となる。期間およびにおける交流電流I1は前
記(1)式の通りであり、期間の時間は期間と等
しく、また期間の時間は期間と等しいと考え
られるから、上記回路における交流電流I1の平均
値I^1、即ち出力電流I0は I^1＝I0＝｛NDC／NAC（I2−I3）T1 ＋NDC／NACI2T2｝／Ｔ／２ ……(8) で表わすことができる。該(8)式に前記(3)，(4)，
(5)，(7)式を代入して簡単にすると、 I0＝NDC／NAC（I2−E2−V2／0／2RE） ……(9) となる。
従つて、上記構成によれば、(9)式に示されるよ
うに、従来の電流I2のみの場合に比べて出力電流
I0は低下し、出力（負荷）電圧V0が増加するに従
つて、その第２項は減少するため、負荷の増加に
より出力電流I0が減少するのを防止することがで
き、定電流特性の出力精度を１％以下におさめる
ことができる。第５図において１０１は本実施例
による出力電圧一出力電流特性を示すもので、従
来の特性に比べて出力電圧V0の増加に伴なう出
力電流I0の減少がないことが示されている。ま
た、１０２は抵抗素子７３ａの抵抗値Ｒをより小
さく設定した場合の特性を示しており、この場合
は出力電圧V0の増加に伴つて出力電流I0がわずか
に増加している。即ち、抵抗値Ｒを変える事によ
り、出力特性を任意に変更することができる。
うに、従来の電流I2のみの場合に比べて出力電流
I0は低下し、出力（負荷）電圧V0が増加するに従
つて、その第２項は減少するため、負荷の増加に
より出力電流I0が減少するのを防止することがで
き、定電流特性の出力精度を１％以下におさめる
ことができる。第５図において１０１は本実施例
による出力電圧一出力電流特性を示すもので、従
来の特性に比べて出力電圧V0の増加に伴なう出
力電流I0の減少がないことが示されている。ま
た、１０２は抵抗素子７３ａの抵抗値Ｒをより小
さく設定した場合の特性を示しており、この場合
は出力電圧V0の増加に伴つて出力電流I0がわずか
に増加している。即ち、抵抗値Ｒを変える事によ
り、出力特性を任意に変更することができる。
第６図は任意負荷設定回路７３の他の実施例を
示すもので、ここではダイオード７３ｄが抵抗素
子７３ｃに対して前記実施例の場合と逆向きに直
列に接続されている。従つて、この回路によれば
期間および、即ち磁心２１ａおよび２１ｂの
励磁エネルギー蓄積期間においてのみダイオード
７３ｄは導通し、電流I3′が流れることになる。
この場合、期間およびにおける交流電流I1は
電流I3′が前記の場合と逆に流れるため、 I1＝NDC／NAC（I2＋I3′） ……(10) となる。一方、電流I3′は抵抗素子７３ｃの抵抗
値をR′とすれば、 I3′＝E2／R′ ……(11) であるから、前記同様交流電流I1の平均値I^1、即
ち出力電流I0は I^1＝I0＝｛NDC／NACI2T1 ＋NDC／NAC（I2＋I3′）T2｝／Ｔ／２……(12) となり、更に前記(3)，(5)，(6)，(11)式を代入して簡
単にすれば、 I0＝NDC／NAC（I2＋E2−V2／0／2R′E） ……(13) となる。従つて、この回路によれば出力電流I0は
従来の場合と比べて増加し、出力電圧V0の増加
に伴つてその第２項は減少し、出力電流I0は減少
する。第５図において１０３はこの実施例による
出力特性を示している。
示すもので、ここではダイオード７３ｄが抵抗素
子７３ｃに対して前記実施例の場合と逆向きに直
列に接続されている。従つて、この回路によれば
期間および、即ち磁心２１ａおよび２１ｂの
励磁エネルギー蓄積期間においてのみダイオード
７３ｄは導通し、電流I3′が流れることになる。
この場合、期間およびにおける交流電流I1は
電流I3′が前記の場合と逆に流れるため、 I1＝NDC／NAC（I2＋I3′） ……(10) となる。一方、電流I3′は抵抗素子７３ｃの抵抗
値をR′とすれば、 I3′＝E2／R′ ……(11) であるから、前記同様交流電流I1の平均値I^1、即
ち出力電流I0は I^1＝I0＝｛NDC／NACI2T1 ＋NDC／NAC（I2＋I3′）T2｝／Ｔ／２……(12) となり、更に前記(3)，(5)，(6)，(11)式を代入して簡
単にすれば、 I0＝NDC／NAC（I2＋E2−V2／0／2R′E） ……(13) となる。従つて、この回路によれば出力電流I0は
従来の場合と比べて増加し、出力電圧V0の増加
に伴つてその第２項は減少し、出力電流I0は減少
する。第５図において１０３はこの実施例による
出力特性を示している。
第７図は任意負荷設定回路７３の更に他の実施
例を示すもので、ここでは抵抗素子７３ｅとダイ
オード７３ｆとからなる第１の直列回路と抵抗素
子７３ｇと逆向きに接続されたダイオード７３ｈ
からなる第２の直列回路とが並列に接続されてい
る。この場合は抵抗素子７３ｅおよび７３ｇの抵
抗値の比率により出力特性を任意に設定すること
ができる。
例を示すもので、ここでは抵抗素子７３ｅとダイ
オード７３ｆとからなる第１の直列回路と抵抗素
子７３ｇと逆向きに接続されたダイオード７３ｈ
からなる第２の直列回路とが並列に接続されてい
る。この場合は抵抗素子７３ｅおよび７３ｇの抵
抗値の比率により出力特性を任意に設定すること
ができる。
第８図は可飽和リアクトルによる多出力定電流
コンバータに本発明を適用した実施例を示す。図
中、２０１は方形波信号源、２０２，２０３はト
ランジスタ、２０４は入力直流電圧電源、２０５
はトランス、２０６，２０７はトランス２０５の
２次巻線、２０８は２次巻線２０６による第１の
出力回路のダイオード、２０９は２次巻線２０７
による第２の出力回路の可飽和リアクトル、２１
０，２１１は整流回路、２１２，２１３は平滑用
コンデンサ、２１４，２１４′は第１の出力回路
の出力端子、２１５，２１５′は第２の出力回路
の出力端子である。前記可飽和リアクトル２０
８，２０９の直流制御巻線は互いに直列に接続さ
れ、更に前述した任意負荷設定回路７３が並列に
なる如く直流制御回路７に接続されており、その
出力特性は任意に設定することができる。
コンバータに本発明を適用した実施例を示す。図
中、２０１は方形波信号源、２０２，２０３はト
ランジスタ、２０４は入力直流電圧電源、２０５
はトランス、２０６，２０７はトランス２０５の
２次巻線、２０８は２次巻線２０６による第１の
出力回路のダイオード、２０９は２次巻線２０７
による第２の出力回路の可飽和リアクトル、２１
０，２１１は整流回路、２１２，２１３は平滑用
コンデンサ、２１４，２１４′は第１の出力回路
の出力端子、２１５，２１５′は第２の出力回路
の出力端子である。前記可飽和リアクトル２０
８，２０９の直流制御巻線は互いに直列に接続さ
れ、更に前述した任意負荷設定回路７３が並列に
なる如く直流制御回路７に接続されており、その
出力特性は任意に設定することができる。
なお、上記回路は２出力の場合を示しているが
３出力あるいはそれ以上の場合であつても、同様
に適用できる。また各出力は別巻線で絶縁を施し
ているが、同一巻線から出力を取り出す構成とし
ても同様に適用できる。また、方形波交流電源を
得る方法としてトランジスタをスイツチ素子とし
て使用した例を示しているがFET、サイリスタ、
GTO等を用いてもよい。
３出力あるいはそれ以上の場合であつても、同様
に適用できる。また各出力は別巻線で絶縁を施し
ているが、同一巻線から出力を取り出す構成とし
ても同様に適用できる。また、方形波交流電源を
得る方法としてトランジスタをスイツチ素子とし
て使用した例を示しているがFET、サイリスタ、
GTO等を用いてもよい。
なお、これまでの説明では定電流コンバータへ
の適用のみを示したが、可飽和リアクトルを用い
たものであれば他の全ての電源装置にあつても適
用でき、例えば定電圧コンバータに用いて負荷お
よびコンバータ自体を過電流から保護する回路を
構成することもできる。
の適用のみを示したが、可飽和リアクトルを用い
たものであれば他の全ての電源装置にあつても適
用でき、例えば定電圧コンバータに用いて負荷お
よびコンバータ自体を過電流から保護する回路を
構成することもできる。
また、方形波交流電源の代りにパルス幅交流電
源あるいは正弦波交流電源に置き換えることもで
きる。
源あるいは正弦波交流電源に置き換えることもで
きる。
以上説明したように本発明によれば、直流制御
巻線と並列にダイオードと抵抗素子からなる直列
回路を接続したので、直流制御電流を出力電圧値
に従つて制御することができ、任意の出力特性を
得ることができ、定電流コンバータ等に利用して
その定電流特性の出力精度を大幅に向上すること
ができ、また簡易な構成であるため高密度実装や
小形化を妨げることがない。また本発明によれば
多数の可飽和リアクトルに対して一組のダイオー
ドと抵抗素子からなる直列回路によりその出力特
性を制御することができ、多出力コンバータ等に
用いて小形化等の点において非常に効果的である
等の利点がある。
巻線と並列にダイオードと抵抗素子からなる直列
回路を接続したので、直流制御電流を出力電圧値
に従つて制御することができ、任意の出力特性を
得ることができ、定電流コンバータ等に利用して
その定電流特性の出力精度を大幅に向上すること
ができ、また簡易な構成であるため高密度実装や
小形化を妨げることがない。また本発明によれば
多数の可飽和リアクトルに対して一組のダイオー
ドと抵抗素子からなる直列回路によりその出力特
性を制御することができ、多出力コンバータ等に
用いて小形化等の点において非常に効果的である
等の利点がある。
図面は本発明の説明に供するもので、第１図は
従来の可飽和リアクトルによる定電流コンバータ
の一例を示す回路図、第２図は第１図の回路の各
部の動作波形図、第３図は第１図の回路における
出力電圧−出力電流特性図、第４図は本発明の可
飽和リアクトルによる定電流コンバータの一実施
例を示す回路、第５図は第４図の回路における出
力電圧−出力電流特性図、第６図は任意負荷設定
回路の他の実施例を示す回路図、第７図は任意負
荷設定回路の更に他の実施例を示す回路図、第８
図は本発明の可飽和リアクトルによる多出力定電
流コンバータの一実施例を示す回路図である。 １…方形波交流電源、２…可飽和リアクトル、
３…整流回路、４…フイルタ、６，６′…出力端
子、７…直流制御回路、２１ａ，２１ｂ…可飽和
リアクトル２の磁心、２２ａ，２２ｂ…可飽和リ
アクトル２の直流制御巻線、２３ａ，２３ｂ…可
飽和リアクトル２の交流巻線、７１…直流電源、
７２…拘束チヨーク、７３…任意負荷設定回路
（直列回路）、７３ａ…抵抗素子、７３ｂ…ダイオ
ード。
従来の可飽和リアクトルによる定電流コンバータ
の一例を示す回路図、第２図は第１図の回路の各
部の動作波形図、第３図は第１図の回路における
出力電圧−出力電流特性図、第４図は本発明の可
飽和リアクトルによる定電流コンバータの一実施
例を示す回路、第５図は第４図の回路における出
力電圧−出力電流特性図、第６図は任意負荷設定
回路の他の実施例を示す回路図、第７図は任意負
荷設定回路の更に他の実施例を示す回路図、第８
図は本発明の可飽和リアクトルによる多出力定電
流コンバータの一実施例を示す回路図である。 １…方形波交流電源、２…可飽和リアクトル、
３…整流回路、４…フイルタ、６，６′…出力端
子、７…直流制御回路、２１ａ，２１ｂ…可飽和
リアクトル２の磁心、２２ａ，２２ｂ…可飽和リ
アクトル２の直流制御巻線、２３ａ，２３ｂ…可
飽和リアクトル２の交流巻線、７１…直流電源、
７２…拘束チヨーク、７３…任意負荷設定回路
（直列回路）、７３ａ…抵抗素子、７３ｂ…ダイオ
ード。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直列形可飽和リアクトルの直流制御巻線に供
給する直流電流を制御することにより該直列形可
飽和リアクトルの交流巻線を通して負荷に供給す
る電流を制御する電源装置において、 直列形可飽和リアクトルの直流制御巻線にダイ
オードと抵抗素子からなる直列回路を並列に接続
した ことを特徴とする電源装置。 ２ 複数の直列形可飽和リアクトルの直流制御巻
線に供給する直流電流を制御することにより各直
列形可飽和リアクトルの交流巻線を通して各負荷
に供給する電流を制御する電源装置において、 各直列形可飽和リアクトルの直流制御巻線を全
て直列に接続した巻線群にダイオードと抵抗素子
からなる直列回路を並列に接続した ことを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11662582A JPS598304A (ja) | 1982-07-05 | 1982-07-05 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11662582A JPS598304A (ja) | 1982-07-05 | 1982-07-05 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS598304A JPS598304A (ja) | 1984-01-17 |
| JPH0213805B2 true JPH0213805B2 (ja) | 1990-04-05 |
Family
ID=14691820
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11662582A Granted JPS598304A (ja) | 1982-07-05 | 1982-07-05 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS598304A (ja) |
-
1982
- 1982-07-05 JP JP11662582A patent/JPS598304A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS598304A (ja) | 1984-01-17 |
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