JPS598304A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 定し得る直列形可飽和リアクトル（以下単に可飽和リア
クトルと称す）に関するものである。

従来の直流制御回路を備えた可飽和リアクトルによる定
電流コンバータの一例を第１図に、その各部の動作波形
図を第２図に、その出力電圧−出力電流特性図を第３図
に示す。図中、１は１８０度導通の方形波交流電源、２
は可飽和リアクトル、３はダイオードブリッジ等による
整流回路、４はフィルタ、５は直流電源５１と拘束チョ
ーク５２とを直列接続してなる直流制御回路，６．６’
は出力端子、Ｖｏは出力電圧、■。

は出力電流、■１は可飽和リアクトル交流電流、■２は
可飽和リアクトル直流制御電流である。可飽和リアクト
ル２は２個の磁心２１ａおよび２１ｌ）と、該磁心２１
ａにその誘起する磁束が互いに打ち消し合う向きに巻か
れた直流制御巻線２２ａおよび交流巻線２３ａと、前記
磁心２　］、　ｂにその誘起する磁束が互いに加え合う
向きに巻かれた直流制御巻線２２ｂおよび交流巻線２３
ｂとからなっており、上記直流制御巻線２２ａ，、２２
ｂ同士、および交流巻線２３ｇ　、２３ｂ同士は直列に
接続されている。上記直列接続された交流巻線２３ａ　
、２３ｂは方形波交流電源ｌと整流回路３との間に直列
に接続し、また直列接続された直流制御巻線２２ａ　、
２２ｂは直流制御回路５に接続している。直流制御回路
５は拘束チコーク５２により直流電源５１の交流インピ
ーダンスを高め、直流制御巻線２２ａ　、２２ｂに定電
流を流す如くなっている。

次に」二記回路の動作について説明する。ここで、可飽
和リアクトル２の磁心２１　ａ　、　２　］、　ｂは理
想的な角形特性を有するものとする。今、磁心２１ｂが
飽和状態（飽和磁束ΦＳ）にあり、磁心２１ａの磁束が
Φｌであるとし、時点ｔｌで方形波交流電源ｌの出力電
圧が−ＥからＥに反転すると、磁心２１ｂの磁束は飽和
しているため変化せず、磁心２１ａの磁束は減少から増
加に転じ飽和磁束ΦＳまで増加し続ける。この時、磁心
２１ａでは等アンペアターンの法則が成立し、丁記（１
）式で示される交流電流■ｌが可飽和リアクトル２に流
れる。

ここでＮＩ）ｃ：　　直流制御巻線２２ａ　、２２ｂの
巻数 ＮＡＯ：　　交流巻線２３ａ　、２３ｂの巻この間、交
流電流Ｉ、は方形波交流電源１の電圧と逆極性であり、
期間Ｉは磁心２１ａに蓄積した励磁エネルギーを放出す
るゲート期間になる。

磁心２１ａに負荷（出力）電圧■。と方形波交流電源１
の交流電圧Ｅの和が印加され、一定時間後、その磁束が
飽和磁束ΦＳに達すると、′磁心２１ａおよび２１ｂと
も飽和状態となシ町飽和リアクトル２のインピーダンス
が零になるため、交流電流１．はこの時点ｔ、で方形波
交流電源１の電圧と同極性に反転する。

交流電流Ｉ、が反転すると、磁心２１ｂの磁束が減少し
始め、不飽和状態になる。この時磁心２１１〕では前記
同様、等アンペアターンの法則が成立し、前記（１）式
の通り交流電流■１は直流制御電流１２に比例した値に
なる。磁心２１ｂの磁束が飽和磁束のＳからΦ・ｌに減
少する期間■は磁心２１１）に励磁エネルギーが蓄積て
れるリセット期間になり、磁心２１ｂには交流電圧Ｅと
負荷電圧Ｖ。

の差の電圧が印加される。更に時点ｔ３にて交流電圧Ｅ
の極性が反転すると、磁心２１ｂの磁束が増加しく期間
１■）、時点ｔ４で飽和に達すれば交流電流Ｉ、の極性
が反転し、磁心２１ａの磁束が減少しく期間■）、時点
ｔ５において時点ｔ１と同様な状態になり、以下これが
繰り返される。

このように、上記回路において交流電流■１は常に直流
制御電流■２に比例するため、該交流電流１１を整流し
た出力電流■。は出力端子６，６′に接続する負荷（図
示せず）に係わシなく、一定な電流値を示し、その出力
電圧−出力電流特性は第３図に示すような定電流特性と
なる。

しかしながら、実際には可飽和リアクトル２の励磁電流
や浮遊容量、整流回路３のダイオ−１５のりカバリ一時
間等のために、負荷が増加し出力電圧が増大すると回路
側の出力インピーダンスが低下し、出力電流が低下する
欠点があった。

従来このような問題を解決する方法としては出力電流を
検出しこれを基準値と比較し、その結果に基づいて直流
制御電流を制御して出力インピ−ダンスを増大させると
いう方法が行なわれていたが、回路構成が複′雑となり
、装置が大形化するという欠点があった。また、可飽和
リアクトルを用いて多出力コンバータを構成した場合、
−出力のフィードバックのみで簡易に他の出力も安定化
しようとしても各出力の負荷が同一でないと、出力イン
ピーダンスが更に悪化するという欠点があった。更にま
た。出力インピーダンスに負性特性を持たせようとする
場合には出力電流の他に出力電圧も検出し、これを基準
値と比較しその結果に基づいて直流制御電流を制御する
必要があり、回路構成が非常に複雑になる欠点があった
。

本発明は上記従来の欠点を除くため、直流制御巻線と並
列にダイオ−１と抵抗素子からなる直列回路を接続し、
出力電圧によって直流制御巻線に誘起される電圧に基づ
いて直流制御電流を市ｌ制御するようにしたもので、そ
の目的とするところは簡単な構成で、任意の出力インピ
ーダンス特性が得られる可飽和リアクトルを提供するこ
とにある。以下図面について詳細に説明する。

第４図は本発明の可飽和リアクトルを備えた定電流コン
バータの一実施例を示すもので、図中第１図と同一構成
部分は同一符号をもって表わす。即ち、１は方形波交流
電源、２は可飽和リアクトル、３は整流回路、４はフィ
ルタ、６゜６′は出力端子、７は本発明の特徴とする直
流制御回路である。直流制御回路７は直流電源７１、拘
束チョーク７２、および抵抗素子（抵抗、トランジスタ
、ＦＥＴ等）７３ａとタイオード７３ｂとを直列接続し
た任意負荷設定回路（直列回路）７３より々っでおり、
該任意負荷設定回路７３は可飽和リアクトル２の直流制
御巻線２２ａ。

２２ｂの両端ＡおよびＢにて巻線と並列に接続されてい
る。

上記回路において任意負荷設定回路７は、第３図の磁心
２１ａ、２４ｂの直流巻線電圧から明らかなように、期
間１および■、即ち磁心２１ａおよび２１ｂの励磁エネ
ルギーの放出期間においてのみダイオード７３ｂが導通
と彦シ、電流が流れる。この時、任意負荷設定回路７に
流れる電流を１３とすると、期間Ｉおよび■における交
流電流ｌｌは下記（２）式の通シとなる。

一方、期間Ｉの時間幅をＴＩ％この時の可飽和リアクト
ル２の直流巻線電圧をＥｌとすると、・となる。また期
間■の時間幅をＴ２、直流巻線電圧をＥ２とすると、 となる。なお、　（３１、（５）式におけるＴは期間Ｉ
から■までの合計の時間、即ち交流電源１の一周　　　
′期である。抵抗素子７３ａの抵抗値を１（、とすると
、 となる。期間■および■における交流電流Ｉ、は前記（
１）式の通りであり、期間■の時間は期間■と等しく、
また期間■の時間は期間■と等しい考えられるから、上
記回路における交流電流■ｌの平均値１．、即ち出力電
流Ｉ。は ・・・・・（８） で表わすことができる。該（８）式に前記（３）　、　
（４）　。

（５）　、　（７）式を代入して簡単にすると、となる
。

従って、上記構成によれば、（９）式に示されるように
、従来の電流Ｉ２のみの場合に比べて出力電流■。は低
下し、出力（負荷）電圧■。が増加するに従って、その
第２項は減少するため、負荷の増加によシ出力電流Ｉ。

が減少するのを防止することができ、定電流特性の出力
精度を１％以下におさめることができる゛。第５図にお
いて１０１は本実施例による出力電圧−出力電流特性を
示すもので、従来の特性に比べて出力電圧Ｖｏの増加に
伴なう出力電流１ｏの減少がない・ことが示されている
。また、１０２は抵抗素子７３ａの抵抗値１ｔをより小
さく設定した場合の特性を示しており、この場合は出力
電圧ｖｏの増加に伴って出力電流■。かわずかに増加し
ている。即ち、抵抗値ＩＬを変える事により、出力特性
を任意に変更することができる。

第６図は任意負荷設定回路７３の他の実施例を示すもの
で、ここではダイオード７３ｄが抵抗素子７３ｃに対し
て前記実施例の場合と逆向きに直列に接続されている。

従って、この回路によれば期間■および■、即ち磁心２
１ａおよび２１ｂの励磁エネルギー蓄積期間においての
みダイオード７３ｄは導通し、電流１３′が流れること
になる。この場合１、期間■および■における交流電流
Ｉ、は電流工、′が前記の場合と逆に流れるため、 となる。一方、電流１３′は抵抗素子７３ｃの抵抗値を
Ｉｔ’とすれば、 であるから、前記同様交流電流１１の平均値■１、即ち
出力電流■。は となり、更に前記（３）　、　（５）　、　（６）　、
　（１１）式を代入して簡単にすれば、 となる。従って、この回路によれば出力電流■。

は従来の場合と比べて増加し、出力電圧Ｖ。の増加に伴
ってその第２項は減少し、出力電流■。は減少する。第
５図において１０３はこの実施例による出力特性を示し
ている。

第７図は任意負荷設定回路７３の更に他の実施例を示す
もので、ここでは抵抗素子７３ｅとダイオード７３ｆと
からなる第１の直列回路と抵抗素子７３ｇと逆向きに接
続嘔れたダイオ−ｒ７３ｈからなる第２の直列回路とが
並列に接続されている。この場合は抵抗素子７３ｃおよ
び７３ｇの抵抗値の比率により出力特性を任意に設定す
ることができる。

第８図は可飽和リアクトルにより多出力定電流コンバー
タに本発明を適用した実施例を示す。

図中、２０１は方形波信号源、２０２．２０３はトラン
ジスタ、２０４は入力直流電圧電源、２０５はトランス
、２０６．２０７はｌ・ランス２０５の２次巻線、２０
８は２次巻線２０６による第１の出力回路の可飽和リア
クトル、２０９は２次巻線２０７による第２の出力回路
の可飽和リアクトル、２１０，２１１は整流回路、２１
２２１３は平滑用コンデンサ、２１４　、２１４’は第
１の出力回路の出力端子、２１５，２１５’は第２の出
力回路の出力端子である。前記可飽和リアクトル２０８
．２０９の直流制御巻線は互いに直列に接続され、更に
前述した任意負荷設定回路７３が並列になる如く直流制
御回路７に接続されており、その出力特性は任意に設定
することができる。

なお、上記回路は２出力の場合を示しているが３出力あ
るいはそれ以上の場合であっても、同様に適用できる。

また各出力は別巻線で絶縁を施しているが、同一巻線か
ら出力を取り出す構成としても同様に適用できる。また
、方形波交流電源を得る方法としてトランジスタをスイ
ッチ素子として使用した例を示しているがＦＥＴ。

サイリスタ、ＧＴＯ等を用いてもよい。

なお、これまでの説明では定電流コンバータへの適用の
みを示したが、可飽和リアクトルを用いたものであれば
他の装置にあっても適用でき、例えば定電圧コンバータ
に用いて負荷およびコンバータ自体を過電流から保議す
る回路を構成することもできる。

また、方形波交流電源の代りに・ξルス幅交流電源ある
いは正弦波交流電源に置き換えることもできる。

以上説明したように本発明によれば、直流制御巻線と並
列にダイオードと抵抗素子からなる直列回路を接続した
ので、直流制御電流を出力電圧値に従って制御すること
ができ、任意の出力特性を得ることができ、定電流コン
バータ等に利用してその定電流特性の出力精度を大幅に
向上することができ、また簡易な構成であるため高密度
実装や小形化を妨げることがない。また本発明によれば
多数の可飽和リアクトルに対して一組のダイオードと抵
抗素子からなる直列回路によりその出力特性を制御する
ことができ、多出力コンバータ等に用いて小形化等の点
において非常に効果的である等の利点がある。

【図面の簡単な説明】

図面は本発明の説明に供するもので、第１図は従来の可
飽和リアクトルによる定電流コンバータの一例を示す回
路０図、第２図は第１図の回路の各部の動作波形図、第
３図は第１図の回路における出力電圧−出力電流特性図
、第４図は本発明の可飽和リアクトルによる定電流コン
バータの、一実施例を示す回路図、第５図は第４図の回
路における出力電圧−出力電流特性図、第６図は任意負
荷設定回路の他の実施例を示、す回路図、第７図は任意
負荷設定回路の更に他の実施例を示す回路図、第８図は
本発明の可飽和リアクトルによる多出力定電流コンバー
タの一実施例を示す回路図である。 ′　　１・・方形波交流電源、２・・・可飽和リアクト
ル、：３・整流回路、４　フィルタ、６．６’・・・出
力端子、７・・直流制御回路、２１ａ、２１ｂ・・可飽
和リアクトル２の磁心、２２ａ、２２ｂ・・・可飽和リ
アク］・ル２の直流制御巻線、２３ａ、２３ｂ・・・可
飽和リアクトル２の交流巻線、７１・・・直流電源、７
２・・拘束チョーク、７３・・・任意負荷設定回路（直
列回路）、７３ａ・・・抵抗素子、７３ｂ・・ダイオー
ド 特許出願人　　日本電信電話公社 （他１名） 代理人弁理士　　　吉　　１）　精　　孝第４図 第５図 第６図　　　　　第７図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）　　直流制御巻線にダイオードと抵抗素子からな
   る直列回路を並列に接続したことを特徴とする直列形可
   飽和リアクトル。
2. （２）　　複数の直列形可飽和リアクトルからなり、各
   直列形可飽和リアクトルの直流制御巻線をすべて直列に
   接続した巻線群にダイオードと抵抗素子からなる直列回
   路を並列に接続したことを特徴とする直列形可飽和リア
   クトル。