JPH02124659A - 変調器および送信器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、デジタル通信等に用いられる変調器に関する
。

（従来の技術） 従来より、デジタル信号は無線または有線で伝送する方
法としてＦＳＫ即ち周波数シフトφキーイングによる変
調方式が知られている。

これは、デジタル変調信号が“ｏ″の時には周波数ｆ１
の信号を伝送し、“１″の時には周波数ｆ１の信号を伝
送する一種の周波数変調方式である。この変調方式は、
復調した際の信号と雑音の比が比較的大きくとれること
や、簡単な回路構成で実現できる等の理由から、種々の
分野で利用されている。

このようなＦＳＫ信号を得るためのＦＳＫ変調器として
は、従来から電圧制御発振器が用いられていた。即ち、
デジタル変調信号を直接、あるいは電圧変換して電圧制
御発振器の制御端子に入力し、デジタル変調信号が“ｏ
″の時には電圧制御発振器が周波数ｆＯで発振し、“１
”の時には周波数ｆ１で発振するように設定しておけば
、電圧制御発振器の出力信号をそのまま伝送信号とじて
用いることができるわけである。

上記電圧制御発振器には、ｆｏで発振している時にはｆ
ｌの周波数に、ｆｌで発振している時にはｆＯの周波数
に夫々雑音が発生しないように、位相雑音の少ない発振
回路を用いる必要がある。

このため、通常、弾性表面波共振子等の圧電共振子を発
振源とした発振回路が用いられている。

ところが、上述したような構成の従来のＦＳＸ変調器の
場合、ｆＯとｆｌとの周波数差即ち電圧制御発振器の周
波数可変幅を十分広くするためには、負荷Ｑの小さな共
振子が必要であり、逆に位相雑音を小さくするためには
負荷Ｑの大きな共振子が必要であるという、矛盾した問
題が生じていた。また、ｆｏとｆｌの周波数差をある程
度得ようとすると、温度特性は良いが負荷Ｑの大きな、
例えば水晶基板の弾性表面波共振子が使えないという問
題もあった。さらに、デジタル変調信号が“０″から“
１”または“１”から“０″に変化すると、電圧制御発
振器はその発振ループ内の時定数により、発振周波数が
夫々ｆＯからｆｌ、ｆｌからｆＯにゆるやかに変化する
。このため、デジタル入力信号のビット・レートが高く
なると、電圧制御発振器の周波数変化がそれに追付けな
くなるという問題もあった。

また、ＦＳＫ信号を得るための他のＦＳＫ変調器として
は、周波数ｆｏで発振する第１の発振器の出力と、周波
数ｆ１で発振する第２の発振器の出力とを、切替回路に
よりデジタル変調信号に応じて切替る方式も考えられて
いるが、電圧制御発振器を用いたＦＳＸ変調器に比べて
回路が複雑になり形状が大きくなることや、第１と第２
の発振器の発振周波数の相対精度を大量生産時に無調整
で一定に保つことが困難であること、また複数の高周波
発振器を同一のプリント配線基板や、半導体集積回路基
板上に形成した場合、発振器間の相互干渉がさけられず
、混変調や引き込み発振発生すること等の問題があった
。

（発明が解決しようとする課題） 上述したように、電圧制御発振器を用いた従来のＦＳＸ
変調器は、その性能が発振回路に用いられる圧電共振子
の特性に依存するため、デジタル変調信号が“０”の時
の出力周波数と“１”の時の出力周波数の差や、共振子
の温度特性を任意に選択することができなかった。さら
に、デジタル変調信号のビット・レートが高くなると使
用できないという問題もあった。

また、複数の発振器とその出力の切替回路を用いた従来
のＦＳＫ変調器は、形状が大きくなるという問題と、大
量生産時に出力周波数の差を無調整で一定に保つことが
困難であるという問題、さらに発振器間の混変調や、引
き込み発振がおきてしまうという問題があった。

本発明は上述した従来の問題点を解決するためになされ
たもので、その目的は、デジタル変調信号が“０”の時
の出力周波数と“１”の時の出力周波数の差が任意に選
定でき、大量生産時にもその差が無調整で一定に保持で
き、デジタル変調信号のビット・レートが高くても使用
でき、がっ小形のＦＳＸ変調器を提供することを目的と
するものである。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明の変調器は、同一の半導体集積回路基板上に複数
の発振回路とこの複数の発振回路からの各出力信号をデ
ジタル変調信号に応じて選択出力する切替回路を形成す
るとともに、同一部材の圧電基板上に互いに共振周波数
の異なる圧電共振子を前記発振回路と同数形成しこの複
数の圧電共振子と上記複数の発振回路とを一対一に夫々
電気的に接続して構成したことを特徴とするものである
。

また、本発明の送信器は、上記変調器を具備し、切替回
路の出力側に、この切替回路と同一の半導体集積回路基
板上に形成される電力増幅回路を接続したことを特徴と
するものである。

尚、上記圧電共振子としては、弾性表面波共振子等が好
適である。

（作　用） 本発明は、上述した手段により、複数の発振回路が接続
された共振子の共振周波数に応じて夫々異なる周波数で
発振する。そして、その複数の発振出力のひとつが切替
回路においてデジタル変調信号の値に応じて選択されて
出力される。即ち、デジタル変調信号によってＦＳＫ変
調された信号が出力される。尚、切替回路は単なるスイ
ッチング動作のためデジタル入力信号の変化に対してき
わめて早く追従する。

（実施例） 以下、本発明の一実施例について図を参照して説明する
。

第１図は実施例に係る回路構成図である。

同図において、圧電基板１の上には多数の電極指からな
る第１の弾性表面波共振子２および第２の弾性表面波共
振子３が形成されており、これら各弾性表面波共振子２
．３は夫々、半導体集積回路基板４に形成された第１の
発振回路５と第２の発振回路６とに接続されている。

また、発振回路５．６の出力は、該発振回路５．６と同
じ集積回路基板４に形成された切替回路７に入力され、
この切替回路７の出力信号は出力端子８から出力され、
さらに切替回路７の変調入力信号は入力端子９から入力
される。尚、半導体集積回路基板４に形成された上記各
回路５．６．７には、図示を省略した電源端子から電源
が供給されている。

このような回路において、第１の弾性表面波共振子２の
共振周波数と第２の弾性表面波共振子の共振周波数とは
、入力端子９から入力されるデジタル変調信号が“０”
の時に必要とされる出力信号周波数ｆＯと、“１”の時
に必要とされる出力信号周波数ｆ１とに夫々一致するよ
うに予め設計されている。尚、発振回路５．６の特性に
より弾性表面波共振子２．３の共振周波数と実際の発振
周波数とはごくわずかであるがずれることもあるので、
場合によっては、弾性表面波共振子２．３の共振周波数
はこのずれを考慮して設計する。

また、切替回路７は入力端子９から入力されるデジタル
変調信号が“０”の時には発振回路５の発振出力を選択
して出力し、“１”の時には発振回路６の発振出力を選
択して出力するように設計されている。

以上のような構成により第１図の回路は、第１の発振回
路５が第１の弾性表面波共振子２の共振周波数に応じた
周波数ｆＯで発振し、第２の発振回路６が第２の弾性表
面波共振子３の共振周波数に応じた周波数ｆ１で発振す
る。そして、切替回路７により、入力端子９から人力さ
れるデジタル変調信号が“０”の時には第１の発振回路
５の発振周波数ｆｏの信号が出力端子８から出力され、
“１”の時には第２の発振回路６の発振周波数ｆ１の信
号が出力端子８から出力される。即ち、入力端子９から
入力されるデジタル変調信号によってＦＳＸ変調された
信号が出力端子８から出力される。

尚、上述した第１の発振回路５と、第２の発振回路６と
は、出力レベルや温度特性を同一とするため、通常同じ
回路で構成される。

第２図は、第１の発振回路５及び第２の発振回路６の一
構成例を示す具体的な回路構成図である。

第１の発振回路５と第２の発振回路６とは同一の半導体
集積回路基板内に形成される。よって、発振回路間の干
渉をできるだけ小さくするため、第２図の発振回路は差
動増幅器構成となっている。

第２図において、トランジスタ　１００と　１０１は差
動増幅用のトランジスタ対であり、その各コレクタは夫
々同じ抵抗値の抵抗１０２と　１０３を介して電源端子
１０４に接続されている。また、トランジスタ１００と
　１吋の各エミッタは共通の直流電流源１０５を介して
接地端子１０［ｉに接続され、さらにその各ベースは夫
々同じ抵抗値の抵抗１０７と１０８を介してバイアス回
路１０９の出力端子に接続されている。

尚、バイアス回路１０９は、電源端子１０４と接地端子
１０Ｂに接続され、電源を得ている。

このような回路により、差動増幅回路が構成され、その
入力即ちトランジスタ　１００と　１吋の各ベースは、
弾性表面波共振子との接続端子１１０と１１１に夫々接
続され、差動増幅回路の出力即ちトランジスタ　１００
と　１０１の各コレクタは、弾性表面波共振子との接続
端子１１２と　１１３および発振回路としての出力端子
１１４と　１１５に夫々接続されている。

以上のように構成された回路は、接続端子１１０．１１
１．１１２．１１８に弾性表面波共振子２．３を接続す
ることによって発振回路として動作する。

第１図に示したような１ポ一ト形弾性表面波共振子２．
３を接続する場合には、接続端子１１０またはｌｌｌの
一方と、接続端子１１２または１１３の一方との間に接
続する。

上記差動増幅器が位相遅れのほとんどない理想増幅器と
して動作するような低い周波数で発振させる場合には、
接続端子１１０と　１１３との間または、接続端子１１
１と　１１２との間に弾性表面波共振子を接続する。ま
た、高い周波数で発振させる場合には、抵抗１０２．１
０３とトランジスタ　１００．１吋のコレフタルベース
間寄生容量や弾性表面波共振子の寄生容量等との時定数
により、トランジスタ１００と　１０１の各コレクタに
発生する出力電圧の位相が遅れるので、１ポ一ト形弾性
表面波共振子は接続端子１１０と１１２との間または、
接続端子１１１と　１１３との間に接続した方が回路が
発振し易くな１す る。

以降の説明においては、説明を簡単にするために、１ポ
一ト形弾性表面波共振子が接続端子１１０と　１１２と
の間に接続されているものとして説明する。

このような発振回路の発振出力は、トランジスタ　１０
０とトランジスタ　１０１のコレクタに夫々接続された
出力端子１１４と　１１５から差動出力として取出され
る。

尚、１ポ一ト形弾性表面波共振子から接続端子１１０に
入力される電力と接続端子１１２から得られる電力との
比、即ち差動増幅回路の電力増幅度は、１ポ一ト形弾性
表面波共振子の損失を十分補えるように設定する。これ
は、トランジスタ　１００．１吋の特性、直流電流源１
０５の電流値、抵抗１０２．１０３の抵抗値等によって
決定される。

以上のような構成により第２図の回路は、接続端子５２
即ち差動増幅回路の出力から、１ポ一ト形弾性表面波共
振子を介して、接続端子１１０即ち差動増幅回路の入力
に正帰還が施され、回路が発振し、出力端子１１４と　
１１５の間から発振出力が得られる。

この時の発振周波数は、１ポ一ト形弾性表面波共振子の
インピーダンスが低くなる周波数即ち共振周波数となる
が、厳密には１ボ一ト形弾性表面波共振子の一端から他
端へ伝達される電圧の位相変化量と、接続端子１１０か
ら接続端子１１２へ伝達・増幅される電圧の位相変化量
との和が０６または３６０　’の整数倍となる周波数と
なる。

１ボ一ト形弾性表面波共振子はその共振周波数を中心と
するごく狭い周波数範囲において、一端から他端への電
圧の位相変化量が急激に約１８０　″変化する。よって
、回路はこの共振周波数を中心とするごく狭い周波数範
囲の、上記位相変化量の和の条件を満足する周波数で発
振する。ただし、共振周波数から離れるにしたがって、
１ポ一ト形弾性表面波共振子のインピーダンスが大きく
なり損失が増加するので、その分、差動増幅回路の増幅
度が必要となる。

ところで、上述説明では、第２図の発振回路に１ボ一ト
形弾性表面波共振子を接続した場合について説明したが
、この発振回路には、２ポ一ト形弾性表面波共振子を接
続することも可能である。

１ボ一ト形弾性表面波共振子を接続した場合には、差動
増幅回路の入力と出力の夫々一端しか用いないため、回
路が完全な差動動作とはならないが、２ポ一ト形弾性表
面波共振子を接続した場合には完全な差動動作を行わせ
ることができる。

以下、第２の発振回路に２ボ一ト形弾性表面波共振子を
接続した場合について説明する。

２ポ一ト形弾性表面波共振子を接続する場合には、接続
端子１１０と１１１との間に、２ポ一ト形弾性表面波共
振子の一方のポートを接続し、接続端子１１２と　１１
３との間に他方のポートを接続する。

差動増幅回路によって接続端子１１０と　１１１の間に
入力された交流電圧は、増幅されて接続端子１１２と　
１１３の間から出力されるが、その位相は反転するため
、２ボ一ト形弾性表面波共振子の一方のポートと他方の
ポートとは共振時の夫々のポートに発生する電圧が逆相
となるような極性に接続される。ただし高周波において
は、抵抗１０２．１０３とトランジスタ　１０（１，１
０１のコレフタルベース間寄生容量や２ポ一ト形弾性表
面波共振子の電極間容量などの時定数により、トランジ
スタ　１００と　１０１との各フレタフ間に発生する出
力電圧の位相が大きく遅れることがある。このような場
合には、共振時に一方のポートと他方のポートに発生す
る電圧が同相となるような極性に接続した方が発振し易
くなる。尚、一方のポートと他方のポートに発生する電
圧を逆相から同相、または同相から逆相にするためには
、どちらか一方のポートの接続の極性を反転するだけで
良いが、場合によっては２ボ一ト形弾性表面波共振子の
設計を変更し、一方のポートと他方のポートとの音響的
な距離を１７２波長ずらすことによっても可能である。

この回路の発振出力は、トランジスタ　１０Ｇとトラン
ジスタ　［０１のコレクタに夫々接続された出力端子１
１４と　１１５からの差動出力として取出される。

尚、２ポ一ト形弾性表面波共振子を除く他の素子によっ
て構成される差動増幅回路の入出力間の電力増幅度即ち
接続端子１１０と　１１１の間に入力された電力と接続
端子１１２と　１１３の間から得られる電力との比は、
２ポ一ト形弾性表面波共振子の損失を十分補えるように
設定する。これは、トランジスタ１００．１０１の特性
、直流電流源１０５の電流値、抵抗１０２．１０３の抵
抗値等によって決定される。

以上のような構成により第２図の回路は、接続端子１１
２とｉｌｌの間即ち差動増幅回路の出力から、２ボ一ト
形弾性表面波共振子を介して、接続端子１１０と　１１
１の間即ち差動増幅回路の入力に正帰還が施され、回路
が発振し、出力端子１１４と　１１５の間から発振出力
が得られる。

この時の発振周波数は、２ボ一ト形弾性表面波共振子の
ポート間のインピーダンスが低くなる周波数即ち共振周
波数となるが、厳密には２ボ一ト形弾性表面波共振子の
一方のポートから他方のポートへ伝達される電圧の位相
変化量と、接続端子１１０と　ｉｌｌの間から接続端子
１１２と　ｉｌｌの間へ伝達・増幅される電圧の位相変
化量との和が０°または３６０°の整数倍となる周波数
となる。

２ボ一ト形弾性表面波共振子はその共振周波数を中心と
するごく狭い周波数範囲において、急激にボート間の電
圧の位相変化量が約１８０°変化する。よって、回路は
この共振周波数を中心とするごく狭い周波数範囲の、上
記位相変化量の和の条件を満足する周波数で発振する。

ただし、共振周波数から離れるにしたがって、ボート間
のインピーダンスが大きくなり損失が増加するので、そ
の分、差動増幅回路の増幅度が必要となる。

第２図の発振回路を第１図の変調器に用いた場合の効果
であるが、まず、第２図の回路において電源端子１０４
から流れ込む電源電流は、バイアス回路１０９へ流れる
電流と、抵抗１０２、抵抗１０３とトランジスタ　１０
０、トランジスタ　１０１を介して直流電流源１０５に
流れる電流だけである。よって、電源端子ｌθ４から流
れる込む電流は直流のみであり、発振周波数の高周波電
流は流れない。なぜならば、バイアス回路１０９はトラ
ンジスタ　１００．１０１に直流バイアス電圧を供給す
るだけなので、直流しか流れず、直流電流源１０５には
一定の直流電源しか流れないため、トランジスタ　１０
０と　１０１は一方の電流が増加すると他方の電流が減
少する差動動作となり、抵抗１０２と抵抗１０３とに流
れる電流の和は常に一定となるからである。このことか
ら、電源端子１０４と接地端子１０Ｂとの間に接続され
る直流電源にもうひとつの発振回路を接続したとしても
、互いに相手の発振回路に対して雑音源となることはな
い。

第３図は、第１図に示した切替回路７の一構成例を示す
具体的な回路構成図である。

集積回路であることを考慮して、回路は差動入力、差動
出力構成となっている。まず、第１の発振回路５からの
出力が入力される第１の差動入力端子２０１の一端はト
ランジスタ２０２のベースに、他端は、トランジスタ　
２０３のベースに夫々接続され、第２の発振回路６から
の出力信号が入力される第２の発振回路６からの出力信
号が入力される第２の差動入力端子２０４の一端はトラ
ンジスタ２０５のベースに接続され、他端はトランジス
タ２０６のベースに接続されている。

そして、トランジスタ　２０２とトランジスタ　２０３
のエミッタはトランジスタ　２０７のコレクタに、トラ
ンジスタ　２０５とトランジスタ　２０６のエミッタは
トランジスタ　２０８のコレクタに夫々接続されている
。

また、トランジスタ　２０２とトランジスタ　２０５の
コレクタは抵抗２０９を介して電源端子２１１に、トラ
ンジスタ　２０３とトランジスタ　２０６とのコレクタ
は抵抗２１０を介して電源端子２１１に、トランジスタ
　２０７とトランジスタ　２０Ｂのエミッタは直流電流
源２１２を介して接地端子２１３に夫々接続されている
。さらに、トランジスタ　２０７のベースにはバイアス
回路２１４が接続され、トランジスタ２０８のベースは
抵抗２１５を介して変調入力端子２１６に接続されてい
る。尚、接地端子２１３と電源端子２１１との間には直
流電源が接続される。

このような構成により、第３図の切替回路は、変調入力
端子２１Ｂから入力されるデジタル変調信号が“０”の
時、即ち変調入力端子２１Ｂの電位がバイアス回路２１
４からトランジスタ　２０７のベースに印加される電圧
より十分低い時には、トランジスタ　２０８がカット・
オフして電流が流れなくなり、直流電流源２１２の電流
がトランジスタ２０７を介して流れる。さらに、直流電
流源２１２の電流は抵抗２０９、抵抗２１０、トランジ
スタ　２０２およびトランジスタ　２０３を介して流れ
る。このため、差動入力端子２０１から入力された信号
はトランジスタ２０２とトランジスタ　２０３とにより
差動増幅されて出力端子２１７から出力される。ところ
が、トランジスタ　２０８に電流が流れないため、トラ
ンジスタ　２０５とトランジスタ　２０６にも電流が流
れなくなるため、トランジスタ　２０５とトランジスタ
　２０６は増幅素子として動作せず、差動入力端子２０
４から入力された信号は増幅されない。従って、差動入
力端子２吋から入力された信号即・ち、第１の発振回路
５の出力信号のみが増幅されて差動出力端子２１７から
出力される。

また、デジタル変調信号が“１”の時、即ち変調入力端
子２１Ｂの電位がバイアス回路２１４からトランジスタ
　２０７のベースに印加される電圧より十分高い場合に
は、トランジスタ　２０７がカット・オフして電流が流
れなくなり、直流電流源２１２の電流がトランジスタ　
２０８を介して流れる。さらに、直流電流源２１２の電
流は抵抗２０９、抵抗２１０、トランジスタ　２０５オ
よびトランジスタ　２０６を介して流れる。このため、
差動入力端子２０４から入力された信号は、トランジス
タ　２０５とトランジスタ２０６とにより差動増幅され
て差動出力端子２１７から出力される。ところが、トラ
ンジスタ　２０７に電流が流れないため、トランジスタ
　２０２とトランジスタ２０３にも電流が流れなくなる
ため、トランジスタ　２０２とトランジスタ　２０３は
増幅素子として動作せず、差動入力端子２０１から入力
された信号は増幅されない。よって、差動入力端子２０
４から入力された信号、即ち第２の発振回路６の出力信
号のみが増幅されて差動出力端子２１７から出力される
。

以上のように、第３図に示した切替回路はデジタル変調
信号が“０“の時には、差動入力端子２０１から入力さ
れた信号を増幅して出力し、“１”の時には差動入力端
子２０４から入力された信号を増幅して出力するという
切替動作を行うが、回路中に特に大きな時定数をもつよ
うなコンデンサや高抵抗が存在しないため、きわめて早
く切替動作を行う。

また、第３図のトランジスタ　２０２とトランジスタ　
２０３、およびトランジスタ　２０５とトランジスタ２
０Ｂは夫々差動増幅器として動作するため、接地端子２
１３と電源端子２１１との間、または入力端子２吋、２
０４との間に雑音が印加された゛としても、その雑音は
除去され、差動出力端子２１７からは出力されない。さ
らに、接地端子２１３と電源端子２１１との間に接続さ
れた電源から回路に流れ込む電流は、バイアス回路２１
４に流れる電流と直流電流源２１２を介して流れる電流
のみである。よって直流電流しか流れない。このため、
第３図の切替回路は、電源に接続された発振回路等の他
の回路に対する雑音源にはならない。

以上のような理由から、第３図の切替回路はきわめて集
積回路化に適している。

次に、前述第１図で示した実施例の効果であるが、まず
、第１図の切替回路７は、発振回路５と発振回路６の出
力を選択して出力するという単なるスイッチング動作を
行うだけである。このため、その動作速度は十分速く、
入力端子９から入力されるデジタル変調信号の変化にき
わめて速く追従する。よってデジタル変調信号のビット
・レートが高くても問題はない。

また、デジタル変調信号が０″の時の出力信号の周波数
ｆＯと、“１”の時の出力信号の周波数ｆ１は、夫々弾
性表面波共振子２と３によって独立に決定される。この
ため弾性表面波共振子２．３の負荷Ｑとは無関係にｆｏ
とｆｌを設定することができる。そして、弾性表面波共
振子２と３には負荷Ｑが高く温度特性の良好な共振子が
用いることができるため、位相雑音が小さく、安定度の
良いＦ　Ｓ　Ｘ信号源が実現できる。

さらに、弾性表面波共振子２と３は同じ圧電基板１上に
形成されているため、大量生産時に共振周波数がばらつ
いたとしても両方が同様にばらつくため、一方の共振周
波数がさがるともう一方もさがり、また一方の共振周波
数があがるともう一方もあがる。同様に、発振回路５と
６も同じ半導体基板４上に形成されているため、その特
性の相対的なばらつきはきわめて小さい。よって、ｆ。

とｆｌとの周波数間隔は大量生産時でも無調整で一定に
保つことができる。

また、第１図に示した実施例は、圧電基板１のチップと
半導体集積回路基板４のチップの２チツプのみで構成す
ることができるため、そのパッケージング形状をきわめ
て小さくすることができる。

ところで、本発明は上述した実施例に限定されるもので
はなく、種々に変形して実施することができる。

第４図は本発明の他の実施例を示す回路構成図である。

尚、第１図と同一部分には同一符号を付して重複する部
分の説明を省略する。

圧電基板１上には第１の弾性表面波共振子２、第２の弾
性表面波共振子３、第３の弾性表面波共振子１０、第４
の弾性表面波共振子１１が形成されており、半導体集積
回路基板４に形成された第１の発振回路５、第２の発振
回路６、第３の発振回路１２、第４の発振回路１３に夫
々接続されている。また発振回路５．６．１２．１３か
らの出力信号は同じ集積回路基板４に形成された切替回
路１４に入力され、切替回路１４からの出力信号は出力
端子８から出力され、さらに切替回路１４への２ビツト
の変調入力信号は夫々入力端子１５と１６から入力され
るように構成されている。尚、半導体集積回路４に形成
された上記各回路には、図示を省略した電源端子から電
源が供給されている。

このように構成した第４図の回路は、入力端子１５．１
６から入力される２ビツトのデジタル変調信号が“００
”の時には第１の発振回路５からの発振周波数ｆｏの信
号が出力端子８から出力され、同様に“０１２の時には
第２の発振回路６からの発振周波数ｆ１の信号が、“１
０″の時には第３の発振回路１２からの発振周波数ｆ２
の信号が、′１１”の時には第４の発振回路１３からの
発振周波数ｆ３の信号が夫々出力端子８から出力される
。即ち、入力端子１５．１６から入力される２ビツトの
デジタル変調、信号によって４値のＦＳＫ変調が実現で
きるわけである。その他の回路動作については、第１図
の実施例と同じであり、はぼ同様の効果が得られる。

同様の考え方で、３値や５値さらにはそれ以上のＦＳＫ
変調を実現することも可能である。

このように、本発明によれば、上述したような高性能な
ＦＳＫ変調器を構成することができるが、さらに本発明
の他の実施例としてＦＳＫ変調を用いた送信器を構成す
ることもできる。

第５図はこのようなＦＳＫ変調器を送信器として用いた
一実施例に係る回路構成図である。

同図において、圧電基板１上には第１の２ポ一ト形弾性
表面波共振子２１および第２の２ポ一ト形弾性表面波共
振子２２が形成されており、これら各弾性表面波共振子
２１．２２は、夫々半導体集積回路基板４に形成された
第１の発振回路２３と第２の発振回路２４とに接続され
ている。

また、発振回路２３．２４の出力は、該発振回路２３．
２４と同じ半導体集積回路基板４上に形成された切替回
路２５に入力され、この切替回路２５の出力信号は電力
増幅回路２６で増幅されて出力端子８から出力され、さ
らに切替回路２５の変調入力信号は入力端子９から入力
される。この発振回路２３．２４、切替回路２５、電力
増幅回路２６は、夫々消費電流および出力信号レベルを
同時に可変できる機能を有しており、その制御端子即ち
電力制御端子には、該各回路と同じ半導体集積回路基板
４上に形成された電力制御回路２７の出力信号が夫々入
力される。電力制御回路２７は二つの人力を有しており
、一方は半導体集積回路基板４に形成された全ての回路
の消費電流および出力レベルを設定するための入力であ
り、入力端子２８に接続されている。もう一方は半導体
集積回路基板４に形成された全ての回路を動作または停
止させるための入力であり、入力端子２９に接続されて
いる。尚、半導体集積回路基板４に形成された上記各回
路２３．２４．２５．２６．２７には、図示を省略した
電源端子から電源が供給されている。

以降の説明においては、説明を簡単にするために、入力
端子２９には、全、ての回路を動作させる信号例えばデ
ジタル信号の“１”が入力さ・れ、入力端子２８と図示
を省略した電源との間には電力設定用抵抗が接続され、
全ての回路は所定の消費電流で動作しているものとする
。また、出力端子８には図示を省略した整合回路を介し
てアンテナが接続されているものとする。そして、第５
図の圧電基板１と半導体集積回路基板４とは、同じパッ
ケージ内に実装されているものとする。

また、第１の２ポ一ト形弾性表面波共振子２１の共振周
波数と第２の２ポ一ト形弾性表面波共振子２２の共振周
波数とは、入力端子９から入力されるデジタル変調信号
が“０”の時に必要とされる出力信号周波数ｆＯと、“
１”の時に必要とされる出力信号周波数ｆ１とに夫々一
致するように予め設計されている。尚、発振回路２３．
２４の特性により弾性表面波共振子２１．２２の共振周
波数と実際の発振周波数とはごくわずかであるがずれる
こともあるので、場合によっては、弾性表面波共振子２
１．２２の共振周波数はこのずれを考慮して設計する。

また、切替回路２５は、入力端子９から入力されるデジ
タル変調信号が′０”の時には発振回路２３の発振出力
を選択して出力し、“１”の時には発振回路２４の発振
出力を選択して出力するように設計されている。

以上のような構成により第５図の回路は、第１の発振回
路２３が第１の２ポ一ト形弾性表面波共振子２１の共振
周波数に応じた周波数ｆｏで発振し、第２の発振回路２
４が第２の２ポ一ト形弾性表面波共振子２２の共振周波
数に応じた周波数ｆ１で発振する。そして、切替回路２
５により、入力端子９から入力されるデジタル変調信号
が０”の時には第１の発振回路２３の発振周波数ｆｏの
信号が出力され、デジタル変調信号が“１”の時には第
２の発振回路２４の発振周波数ｆ１の信号が出力される
。即ち、入力端子９から入力されるデジタル変調信号に
よってＦ　Ｓ　Ｋ変調された信号が切替回路２５から出
力される。

そしてこのＦＳＫ変調された信号は、電力増幅回路２６
によって、増幅され、出力端子８に整合回路を介して接
続されたアンテナから電波として放射される。

尚、上述した第１の発振回路２３と、第２の発振回路２
４とは、第１図の実施例と同様に、通常同じ回路で構成
される。

第６図は、上述箱１の発振回路２３および第２の発振回
路２４の一構成例を示す具体的な回路構成図である。

第６図の発振回路は第２図の発振回路を変形したもので
、第２図の発振回路と同様に差動増幅器構成となってい
る。

第６図において、トランジスタ　１００と　１０１は差
動増幅を行うトランジスタ対であり、その各コレタフは
夫々トランジスタ　ｔｔｅと　１１７の各コレクタ〜エ
ミッタ間と、同じ抵抗値の抵抗１０２と　１０３とを介
して電源端子１０４に接続されている。また、トランジ
スタ　１００と　ｌｏｔの各エミッタは共通の直流電流
源１１８を介して接地端子１０Ｂに接続され、各ベース
は夫々同じ抵抗値の抵抗１０７と１０８を介してバイア
ス回路１１９の一方の出力に接続されている。

このバイアス回路１１９のもう一方の出力には、トラン
ジスタ　１１Ｂ、１１７の各ベースが直接接続されてい
る。さらに、コレクタが電源端子１０４に接続されたト
ランジスタ　１２０と　１２１の各ベースがトランジス
タ　ｌＨｆと　１１７の各コレクタに夫々接続されてい
る。

トランジスタ　１２０と　１２１の各エミッタは夫々、
ベースとコレクタが接続され、ダイオードとして動作す
るトランジスタ　１２２と　１２３の各コクレターエミ
ッタ間と直流電流源１２４と　１２５とを介して接地端
子１０６に接続されている。尚、直流電流源１１８．１
２４．１２５は電流値を可変できる機能を有しており、
その制御端子は、電力制御端子１２［ｉに接続されてい
る。また、バイアス回路１１９は電源端子１０４と接地
端子１０６に接続され電源を得ているが、消費電流を可
変できる機能を有しており、その制御端子もまた電力制
御端子１２６に接続されている。

以上の回路により差動増幅回路が構成され、その入力即
ちトランジスタ　１００と　１０１の各ベースは、弾性
表面波共振子との接続端子１１０とｉｌｌに夫々接続さ
れ、差動増幅回路の出力即ちトランジスタ１２２と１２
８の各エミッタは、弾性表面波共振子との接続端子１１
２と　１１３に夫々接続されている。尚、発振回路とし
ての出力は、トランジスタ　１００と１０１の各ベース
に夫々接続された出力端子１１４と１１５から得ている
。

以降の説明では、説明を簡単にするために、電力制御端
子１２Ｂには第５図の電力制御回路２７がら制御信号が
印加されているものとし、直流電流源１１８．１２４．
１２５の電流値とバイアス回路１１９の消費電流とは所
定の値に調整され、動作しているものとする。

上記のように構成された第６図の回路は、接続端子１１
０、ｉｌｌ、１１２．１１３に１ポート形または２ポー
ト形の弾性表面波共振子を接続することにより、発振回
路として動作する。弾性表面波共振子の接続方法および
発振動作については、第２図の回路と同様であるので、
ここでは詳細な説明を省略し、第６図の回路の動作が、
第２図の回路の動作と異なる点についてのみ以下に説明
する。

まず、差動増幅素子として動作するトランジスタ　１０
０〜１０１のコレクタの電位が、バイアス回路１１９に
よってトランジスタ　１１Ｂ、１１７のベースに印加さ
れる電圧からトランジスタ　１１６．１１７のベース−
エミッタ間電圧約０．７ｖを減じた値に固定され、発振
状態にあってもほぼ一定となる。このため、特に高周波
で問題となるトランジスタ　１００と　１吋のコレフタ
ルベース間寄生容量によってコレタフ交流電圧がベース
に負帰還され、トランジスタ　１００と１０１の増幅度
が等偏向に低下することを低減できる。

次に、トランジスタ　１００と　１０１のコレクタ電流
は、夫々抵抗１０２と　１０３およびトランジスタ　１
１６と　１１７のコレフタルエミッタ間を介して流れる
。

よってトランジスタ　１２０と　１２１の各ベースに、
接続端子１１２と　１１３から入力された交流信号が増
幅されて印加される。

トランジスタ　１２０と　１２２および直流電流源１２
４からなる回路と、トランジスタ　１２１と　１２３お
よび直流電流源１２５からなる回路とは、夫々いわゆる
エミッタ・フォロワ形のバッファ増幅器として動作し、
トランジスタ　１２０と　１２１のベースに印加された
交流電圧はこの回路を介して、接続端子１１０と１１１
から出力される。バッファ増幅器を介して信号が出力さ
れるため、弾性表面波共振子のインピーダンス値によっ
て第６図の回路が大きな影響を受けることがなく、安定
な信号が得られる。尚、発振回路としての出力は、トラ
ンジスタ　ｌｏｏと１０１の各ベースから得ているが、
これは、トランジスタ　１１Ｂと　１１７の各コレクタ
や、トランジスタ１２２．１２８の各エミッタ等から得
ることも可能である。

さらに第６図の発振回路においては、電源端子１０４と
接地端子１０Ｂとの間に接続された電源から回路に流れ
る電流は、全て直流電流源１１８．１２４．１２５およ
びバイアス回路１１９を介して流れる。そして、これら
の直流電流源１１８．１２４．１２５の電流値と、バイ
アス回路１１９の消費電流は、電力制御端子１２Ｂに印
加される信号によって調整できる。

即ち、電力制御端子１２ｉに印加される信号によって、
回路全体の消費電流を調整できる。場合によっては回路
全体の消費電流を０とし、回路動作を停止させ、いわゆ
るスタンバイ状態にすることも可能である。また、直流
電流源１１８．１２４．１２５の電流値が変化すると、
各トランジスタに流れる電流値も変化するため、差動増
幅回路としての増幅度が変化する。よって、電力制御端
子１２６に印加される信号により、回路全体の消費電流
とともに、出力端子１１４と　１１５から出力される発
振出力のレベルも調整できる。

このような第６図の発振回路を第５図の送信器に用いた
場合の効果は、まず第６図において、電源端子１０４と
接地端子１０Ｂとの間に接続された電源からこの回路に
流れ込む電流は、全て直流電流源１１８．１２４．１２
５およびバイアス回路１１９を介して流れる。よって、
電源から流れ込む電流は直流のみであり、高周波電流は
流れない。このため、電源にもうひとつの発振回路を接
続したとしても、互いに相手の発振回路に対して雑音源
となることはない。

さらに他の効果として、発振回路全体の消費電流と発振
出力レベルが調整できるという効果もある。

以上の説明では、第５図における第１および第２の発振
回路の一構成例として第６図の発振回路を用いた場合に
ついて説明した。

第７図は、第５図における切替回路２５の一構成例を示
す具体的な回路構成図である。

集積回路であることを考慮して、回路は差動入力、差動
出力構成となっている。

まず、第１の発振回路２３からの出力信号が入力される
第１の差動入力端子１０１の一端はトランジスタ　２１
８のベースに、他端はトランジスタ　２１９のベースに
夫々接続され、第２の発振回路２４からの出力信号が人
力される第２の差動入力端子２０４の一端はトランジス
タ２２０のベースに、他端はトランジスタ　２２１のベ
ースに夫々接続されている。

そして、トランジスタ　２１８と　２１９の各エミッタ
は共通の第１の直流電流源２２２を介して、トランジス
タ　２２０と　２２１の各エミッタは共通の第２の直流
電流源２２３を介して、夫々接地端子２１３に接続され
ている。

また、トランジスタ　２１８のコレクタにはトランジス
タ　２２４と　２２５の各エミッタが、トランジスタ２
１９のコレクタにはトランジスタ　２２６と　２２７の
各エミッタが、トランジスタ　２２０のコレクタにはト
ランジスタ　２２８と　２２９の各エミッタが、トラン
ジスタ　２２１のコレクタにはトランジスタ　２３０と
　２３１の各エミッタが夫々接続されている。さらに、
トランジスタ　２２４．２２７．２２８．２３０の各ベ
ースは第１の変調入力端子２３２に、トランジスタ２２
５．２２Ｂ、２２８．２３１の各ベースは第２の変調入
力端子２３３に夫々接続され、トランジスタ　２２４．
２２８の各コレクタは抵抗２８４介して、トランジスタ
２２７．２３１の各コレクタは抵抗２３５を介して夫々
電源端子２１１に接続され、トランジスタ　２２５．２
２８、　２２９．２３０の各コレクタは夫々直接電源端
子２１１に接続されている。

また、トランジスタ　２２４．２２Ｂの各コレクタは差
動出力端子２１７の一端に接続され、トランジスタ　２
２７．２３１の各コレクタは差動出力端子２１７のもう
一端に接続されている。

尚、第１の直流電流源２２２と第２の直流電流源２２３
とは、電流値を可変できる機能を有しており、その制御
端子は電力制御端子２３Ｇに接続されている。以降の説
明においては、説明を簡単にするために、電力制御端子
２３６には第５図の電力制御回路２７から制御信号が印
加されているものとし、直流電流源２２２と２２３の電
流値は所定の値に調整され、動作しているものとする。

また、第１の変調入力端子２３２と第２の変調入力端子
２３３とは、差動入力として動作するが、以下では、デ
ジタル変調信号が差動信号に変換されて、変調入力端子
２３２と　２３３に印加されているものとし、デジタル
変調信号が“０”の時には、第１の変調入力端子２３２
の電位が第２の変調入力端子２３３の電位より十分高く
なり、“１″の時には、第２の変調入力端子２３３の電
位が第１の変調入力端子２３２の電位より十分高くなる
ものとする。

このような構成により、第７図の切替回路は、デジタル
変調信号が“０”の時、即ち第１の変調入力端子２３２
の電位が第２の変調入力端子２３３の電位より十分高い
時には、トランジスタ　２２５．２２６．２７８．２３
１のベース電位がトランジスタ２２４、２２７、２２９
、２３０のベース電位より低くなり、トランジスタ　２
２５．２２Ｂ、２２８．２３０はカットオフして電流が
流れなくなる。このため、トランジスタ　２１８．２１
９の各コレクタ電流は、夫々抵抗２３４と　２３５およ
びトランジスタ　２２４と　２２７の各コレクタ〜エミ
ッタ間を介して流れ、トランジスタ　２２０と　２２１
の各コレクタ電流はトランジスタ２２９と　２３０の各
コレクタ〜エミッタ間を介して流れる。よって、差動入
力端子２０１から入力された信号はトランジスタ　２１
８と　２１９とにより差動増幅されて出力端子２１７か
ら出力される。ところが、トランジスタ　２２０と　２
２１の各コレクタ電流が抵抗２３４と２３５を介して流
れないため、差動入力端子２０４から入力された信号は
出力端子２１７へ出力されない。即ち、差動入力端子２
０１から入力される発振回路２３の出力信号のみが増幅
されて出力端子２１７から出力される。

次に、デジタル変調信号が“１”の時、即ち第２の変調
入力端子２３３の電位が第１の変調入力端子２３２の電
位より十分高い時には、トランジスタ２２４．２２７．
２２９．２３０のベース電位がトランジスタ　２２５．
２２６．２２８．２２９のベース電位より低くなり、ト
ランジスタ　２２４．２２７、２２９、２３０はカット
オフして電流が流れなくなる。このためトランジスタ　
２２０．２２１の各コレクタ電流は夫々、抵抗２３４と
　２３５およびトランジスタ　２２８と　２３１の各コ
レクタ〜エミッタ間を介入して流れ、トランジスタ　２
１８と　２１９の各コレクタ電流はトランジスタ　２２
５と　２２６の各コレクタ〜エミッタ間を介して流れる
。よって、差動入力端子２０４から入力された信号はト
ランジスタ　２２０と　２２１とにより差動増幅されて
出力端子２１７から出力される。ところが、トランジス
タ　２１８と　２１９の各コレクタ電流が抵抗２３４と
２３５を介して流れないため、差動入力端子２０１から
人力された信号は出力端子２１７へ出力されない。即ち
、差動入力端子２０４から入力される発振回路２３の出
力信号のみが増幅されて出力端子２１７から出力される
。

以上のように、第７図に示した切替回路では、デジタル
変調信号が“０”の時には、差動入力端子２１０から人
、力された信号を増幅して出力し、“１″の時には差動
入力端子２０４から入力された信号を増幅して出力する
という切替動作を行うが、回路中に特に大きな時定数を
もつようなコンデンサや高抵抗が存在しないため、きわ
めて早く切替動作を行う。

また、第７図のトランジスタ　２１８とトランジスタ　
２１９、およびトランジスタ　２２０とトランジスタ２
２１は夫々差動増幅器として動作するため、接地端子２
１３と電源端子２１１との間、または入力端子２０１、
　２０４との間に雑音が印加されたとしても、その雑音
は除去され、差動出力端子２１７からは出力されない。

さらに、接地端子２１３と電源端子２１１との間に接続
された電源から回路に流れ込む電流は、第１の直流電流
源２２２を介して流れる電流と第２の直流電流源２２３
を介して流れる電流のみであり、よって直流電流しか流
れない。このため、第７図の切替回路は、電源に接続さ
れた発振回路等の他の回路に対する雑音源にはならない
。

上述したように、第７図の切替回路においては、電源端
子２１１ζ接地端子２１３との間に接続された電源から
回路に流れる電流は全て、直流電流源２２２．２２３を
介して流れる。そして、これらの直流電流源２２２．２
２３の電流値は、電力制御端子２３Ｂに印加される信号
によって調整できる。即ち、電力制御端子２３６に印加
される信号によって、回路全体の消費電流を調整できる
。場合によっては回路全体の消費電流をゼロとし、回路
動作を停止させ、いわゆるスタンバイ状態にすることも
可能である。また、直流電流源２２２．２２３の電流値
が変化すると、各トランジスタに流れる電流値も変化す
るため、差動増幅回路としての増幅度が変化する。よっ
て、電力制御端子２３Ｂに印加される信号により、回路
全体の消費電流とともに、出力端子２１７から出力され
る出力信号のレベルも調整できる。

さらに、第７図の切替回路は、切替性能が極めて高いと
いう特徴がある。例えば、第３図に示したような切替回
路の場合、トランジスタ　２０２．２Ｈ１２０５，２０
Ｂのコレフタルベース間寄生容量によって、出力されな
い側の入力信号が、出力端子や反対側の入力端子にもれ
る場合がある。ところが、第７図の切替回路においては
、トランジスタ　２１８．２１９．２２０．２２１の各
コレクタと出力端子２１７との間および、トランジスタ
　２１８と　２１９の各コレクタとトランジスタ　２２
０と　２２１の各コレクタとの間に、トランジスタ　２
２４．２２７．２２８．２３１が接続されているため、
トランジスタ　２１８、２１９．２２０．２２１のコレ
フタルエミッタ間寄生容量が存在したとしても、上記の
もれ信号はきわめて小さくなり、切替性能がきわめて高
くなる。

以上、第７図では、第５図の切替回路２５の一例につい
て説明した。

ところで、第５図の送信器には、上述説明の発振回路２
３．２４、切替回路２５の他に、電力増幅回路２６と電
力制御回路２７を用いている。

電力増幅回路２７については、十分な出力電力が得られ
る回路構成とすればよい。ただし、回路の消費電流およ
び出力信号レベルを調整できる機能を有することが望ま
しい。尚、電力変換効率を考慮した場合、差動増幅回路
構成よりは、いわゆるシングル・エンド形の回路とした
方が良い場合がある。この場合、発振回路、切替回路が
差動増幅回路構成となっており、他の回路からの影響を
受けにくくなっているため、電力増幅回路については差
動増幅回路構成としなくてもよい。この時、切替回路の
出力が第７図に示したような差動出力ならば、どちらか
一方の端子を用いればよい。

電力制御回路については、入力端子２８に接続された電
力設定用抵抗を介して電源から流れこむ電流を制御信号
に変換して各回路へ出力するような回路構成とすればよ
い。この回路についても、上記電力設定抵抗の抵抗値に
応じて消費電流が変化するような回路とすることが望ま
しい。また、入力端子２９から入力される信号に応じて
、出力に接続された各回路と、電力制御回路自体とを動
作または停止させる機能を有するようにする。

以下に、前述第５図に示した実施例の効果について説明
する。

まず、ＦＳＸ変調機能に関しては、第１図の実施例と同
様の効果がある。また、送信器としては、はぼ必要な全
ての機能がひとつのパッケージ内に内臓されているため
、外部に、電源、アンテナ及びその整合回路、電力設定
用抵抗を接続するだけで、小形の送信システムが構成で
きる。そして、外部に接続する電力設定用抵抗により、
消費電流および出力信号レベルを最適な値に調整できる
。

さらに、回路全体の動作または停止を外部信号により制
御でき、必要に応じて、回路全体の消費電流をほぼゼロ
として、いわゆるスタンバイ状態にすることができるな
どの効果がある。

以上、第５図に示した実施例について説明した。

尚、本発明に用いる発振回路や切替回路は、第２図、第
３図、第６図、第７図に示した回路に限定されるもので
はない。

例えば、第２図の発振回路の直流電流源１０５およびバ
イアス回路１０９と、第３図の切替回路の直流電流源２
１２およびバイアス回路２１４とに、電流可変機能およ
び消費電流可変機能をもたせることにより、夫々第５図
の実施例の発振回路と切替回路に用いることができる。

逆に、第６図の発振回路の直流電流源１１Ｂ、１２４．
１２５およびバイアス回路１１９と、第７図の切替回路
の直流電流源２２２．２２３との、電流可変機能および
消費電流可変機能を省略することにより、夫々第１図の
発振回路と切替回路に用いることができる。

また、発振回路としては、特願昭６３−４５８８６号の
特許出願に示されたような各種の発振回路も用いること
ができる。

以上を要するに、発振回路、切替回路等の各回路は、本
発明に必要な機能が得られる回路であれば、どのような
回路でも良い。

さらに、第５図の実施例については、電力制御機能即ち
電力制御回路２７を省略することもできる。この場合、
その他の各回路も消費電流調整機能、出力信号調整機能
を省略する。また、切替回路２５の出力で必要な電力が
得られる場合には、電力増幅回路２６を省略できる。

以上、説明した実施例およびその変形例では、弾性表面
波共振子は同一の圧電基板上に形成するものとして説明
したが、本発明はこれに限定されるものではなく、同一
の材質であれば、個別の複数の圧電基板上に形成しても
かまわない。

また、上述実施例および変形例では発振回路は弾性表面
波共振子を用いて発振させたが、これに限定されるもの
では無く、例えば弾性表面波フィルタ、弾性表面波デイ
レイ・ライン、水晶共振子、セラミック共振子等を用い
て発振させても良い。

この場合、圧電基板上に形成される電極の形状は夫々に
設計される。この場合でも、複数の上記素子を同一の圧
電基板上に形成してもよいし、同一材質であれば個別の
圧電基板上に形成してもよい。

また、半導体集積回路基板には発振回路と切替回路以外
の回路、例えば入出力信号を増幅するための増幅回路や
出力信号をデジタル信号に変換する回路などを形成して
も勿論良い。

以上、本発明の実施例およびその変形例について説明し
たが、要するに本発明は、その要旨を逸脱しない範囲に
おいて、種々に変形して実施することができる。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明の変調器によれば、出力され
る信号の複数の周波数を任意に設定でき、その周波数の
間隔を大量生産時にも無調整で一定に保てる。そして、
デジタル変調信号のビット・レートが高くても使用でき
、出力信号の位相雑音が少なく、温度特性、安定度が良
く、かつ小形なＦＳＫ変調器を実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図、第２図は
第１図の発振回路の一構成例を示す回路図、第３図は第
１図の切替回路の一構成例を示す回路図、第４図は本発
明の他の実施例を示す回路構成図、第５図は本発明を送
信器に適用した実施例を示す回路構成図、第６図は第２
図の発振回路の変形例を示す回路図、第７図は第５図の
切換回路の一構成例を示す回路図である。 １・・・・・・・・・圧電基板 ２、３、１０、１１、２１、２２ ・・・・・・弾性表面波共振子 ４・・・・・・・・・半導体集積回路基板５．６．１２
．１３．２３．２４ ・・・・・・発振回路 ７．１４．２５ ・・・・・・切替回路 ８・・・・・・・・・出力端子 ９． １５、 ・・・・・・入力端子

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）同一の半導体集積回路基板上に複数の発振回路と
   この複数の発振回路からの各出力信号をデジタル変調信
   号に応じて選択出力する切替回路を形成するとともに、
   同一部材の圧電基板上に互いに共振周波数の異なる圧電
   共振子を前記発振回路と同数形成しこの複数の圧電共振
   子と上記複数の発振回路とを一対一に夫々電気的に接続
   して構成したことを特徴とする変調器。
2. （２）上記請求項１記載の変調器を具備し、切替回路の
   出力側に、この切替回路と同一の半導体集積回路基板上
   に形成される電力増幅回路を接続したことを特徴とする
   送信器。