JPH01312709A - 磁気記録再生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は、垂直磁気記録または長手方向磁気記録を行
う磁気ディスク装置に適用される磁気記録再生回路に関
する乙のである。

「従来の技術」 周知のように、ＭＦＭ変調されたデータは、第４図（イ
）に示す如く、２「、Ｉ「、１．５ｒと呼ばれる３種類
の周期（反転間隔）の信号の組み合わせによって構成さ
れ、データ転送速度をＩＯＭｂｉｔ／ｓとした場合、２
ｒ＝１’００ｎｓ、Ｉｒ＝２００ｎｓ、１．５ｒ−１５
０ｎｓとなる。このようなＭ　Ｉ”　Ｍ変ユ１されたデ
ータを垂直磁気記録すると、第４図（ロ）に示すように
、垂直磁気記録媒体Ｍの面と垂直の方向に、かつ、デー
タの反転間隔ｆηに、同一方向に磁化され、これにより
、データの立ち上がりおよび立ち下がりが、磁化反転部
（ブラックスチェンジ点）Ｆ。

Ｆ５・・・とじて記録されろ。なお、第４図（ロ）に示
す矢印は、残留磁気の磁化の方向を示す。

そして、垂直磁気記録媒体Ｍ上に記録されたデ−タをリ
ング形ヘッドで読み取った場合、そのヘラＩＳからは第
４図（ハ）に示すようなヘッド読取信号Ｓａか出力され
る。このヘッド読取信号Ｓａは、そのゼロクロス点が記
録媒体Ｍ上のフラックスヂエンジ点Ｆに対応しているの
で、基本的にはこのヘッド読取信号Ｓ、ａをゼロクロス
コンパレータに通ずことにより、記録されたデータを再
生することができる。

ところが、実際には、いわゆるパターン効果が生じ、ヘ
ッド読取信号Ｓａ全体のレベルが、記録媒体Ｍ上のデー
タのパターンに応じて大きな周期で上下に揺れており、
ヘッド読取信号Ｓａのゼロク〔１ス点が記録媒体Ｍ上の
フラックスチェンノ点１２に正確に一致していない。し
たがって、ヘッド読取信号Ｓａを単にゼロクロスコンパ
レータにかけたのでは、ビットシフトによる読取エラー
が生じてしまう。

ごのパターン効果を除去する方法としては、ヘッド読取
信号Ｓａを２回微分する方法が知られている。これは、
１回目の微分でパターン効果による低周波のレベル変動
を除去して第４図（ニ）に示す１回微分信号Ｓｂを得、
次いで、２回目の微分で１回微分、信号ｓｂの波形を元
の波形に戻すことにより、第４図（ホ）に示すように、
ゼロクロス点がヘッド読取信号Ｓａと一致した２回微分
信号Ｓｃを得るしのである。この２回微分信号Ｓｃをゼ
ロク〔！スコンパレートすることにより、パターン効果
によるビットシフトの影響のない再生データが得られる
。

しかし、この方法にも問題点がある。すなわち、第４図
（ニ）に示すように、ヘッド読取信号Ｓａを１回微分し
て得られた１回微分信号ｓｂの波形に平坦部Ｉ！が生じ
ると、この平坦部ト【の影響で、第４図（ホ）に示すよ
うに、２回微分信号ＳｃにサドルＳが生じ、このサドル
Ｓがゼロクロスすると、ゼロクロスコンパレータがこれ
を検出して、読取エラーが生じてしまう。

このような２回微分によって生じる問題点を解決するも
のとして、従来、第３図に示すような垂直磁気記録再生
回路が提案されている。

この図において、リング形ヘッドのコイル１０の出力は
ヘッドアンプ１２によって増幅された後、ローパスフィ
ルタＩ４によって不要な高周波成分の雑音が除去され、
ヘッド読取信号Ｓａとして出力される。このヘッド読取
信号Ｓａは可変利得アンプ３２によって増幅された後、
微分回路１６へ供給される。この微分回路１６から出力
された１回微分信号Ｓｂは、次段の微分回路１８でさら
に微分され、この微分回路１８から出力された２回微分
信号Ｓｃはゼロクロスコンパレータ２０に供給される。

ゼロクロスコンパレータ２０は、第４図（へ）に示すよ
うに、２回微分信号Ｓｃがゼロクロスする毎に反転する
信号Ｓｄをパルス整形回路２２へ供給する。パルス整形
回路２２は、第４図（ト）に示すように、信号Ｓｄの立
ち上がリエッノおよび立ち下がりエツジ毎に短いパルス
を発生ずる。このパルス整形回路２２の出力信号Ｓｃは
、遅延回路２４を介して所定時間遅延された後、Ｄフリ
ップフロップ３０のクロック端子へ供給される。ここで
、第４図（ホ）に示すように２回微分信号Ｓｃにサドル
Ｓが生じている場合、第４図（ト）に示すように、パル
ス整形回路２２の出力信号Ｓｅに乙、サドルＳの影響に
よるパルスが現れている。また、微分回路１６から出力
された１回微分信号ｓｂは振幅検波回路２４にも供給さ
れている。

この振幅検波回路４２は、１回微分信号ｓｂの振幅値を
検出し、これにより得られた制御電圧Ｖｃを可変利得ア
ンプ３２の制御端子に供給し、これにより、可変利得ア
ンプ３２の利得を制御して、ヘッド読取信号Ｓａの振幅
レベルを常に一定とする。

一方、加算回路２６は、微分回路１Ｇから出力されろ１
回微分信号ｓｂを予め設定された減衰係数で減衰し、こ
の減衰した信号を可変利得アンプ３２を介して供給され
る読取信号Ｓａに逆用加算し、第４図（チ）に示すよう
に、読取信号Ｓａの波形歪を補正した信号Ｓｒを得るら
ので、これら微分回路１６と加算回路２６によって波形
等化回路２５が構成されている。この波形等化回路２５
の出力信号Ｓｒは、ゼロクロスコンパレータ２８に供給
される。この出力信号Ｓ「は、２回微分によるサドルＳ
の影響を受けないので、ゼロクロスコンパレータ２８の
出力信号Ｓｇにもサドルの影響は現れない。この出力信
号ＳｇがＤフリップフロップ３０のＤ入力端子に供給さ
れる。

ここで、上、記遅延回路２４は、波形等化回路２５内に
おける時間遅れを補償するためのものであり、第４図（
へ）と（す）に示すように、Ｄフリップフロップ３０の
Ｄ入力端子に供給される信号Ｓｅの立ち上がりが、同フ
リップフロップ３０のクロック入力端子に供給される信
号Ｓｇの立ち上がりよりも若干遅れるように調整されて
いる。

そして、ゼロクロスコンパレータ２０の出力信号Ｓｄは
、サドルＳの影響を受けてエラーの信号を含むものの、
ヘッド読取信号Ｓａに対する時間関係に関しては、ゼロ
クロスコンパレータ２８の出力信号Ｓｇよりし正確に保
たれている。そこで、Ｄフリップフロップ３０が、遅延
回路２４を介して供給されるパルス整形回路２２の出力
信号Ｓｅで、ゼロクロスコンパレータ２８の出力信号Ｓ
　ｇをラッチし、このラッチした内容をＱ出力端子から
出力ずろことにより、パルス整形回路２２の出力信号Ｓ
ｅに生じていたサドルＳによるエラー信号が除去され、
■〕フリップフロップ３ｏのＱ出力端子からは、第４図
（ヌ）に示すように、記録媒体Ｍ」二のフラックスヂエ
ンジ点Ｆに正確に対応した時間関係を有する再生データ
ｓｈが出力される。

［発明が解決しようとする課題」 ところで、上述した従来の垂直磁気記録再生回路におい
ては、サドルによる読取エラーを防止することができる
ものの、未だ次のような問題点があった。すなわち、磁
気ディスクＭの各トラックに記録されるデータ容量は、
その外周に対してら内周に対しても同一であるため、周
長の短い内周はど記録密度が高くなってしまい、また、
磁気ディスクＭからデータを読み出す場合、外周トラッ
クと内周トラックとでは、線速度が異なるため、ヘッド
読出信号のＳａに含まれる高調波成分のレベルが変化し
てしまう。しかしながら、従来の垂直磁気記録再生回路
においては、波形等化回路２５の等化定数の一要素であ
る減衰係数が固定されたままとなっているので、外周か
ら内周に至る全てのトラックに対して最適な波形等化を
行うことは困Ｉｆであり、例えば、中央のトラックで最
適となるように調整された減衰係数では、線速度の遅い
外周側では過補償となり、逆に線速度の速い内周側では
補償不足となり、この結果、利用可能な磁気ディスクＭ
の径が限定されてしまい、これが大記憶容量化を阻害す
る要因となっていた。

この発明は上述した事情に鑑みてなされたもので、磁気
ディスクの外周から内周に至る、いづれのトラックから
得られるヘッド読取信号に対しても常に最適な波形等化
を行うことができる磁気記録再生回路を提供することを
目的としている。

「課題を解決するための手段」 この発明は、磁気ヘッドを介して供給される磁気記録媒
体上の記録情報に対応したヘッド読取信号を微分手段に
よって微分した後、該微分手段の出力に基づいて再生デ
ータを生成する磁気記録再生回路において、前記／＼ラ
ッド取信号を微分し、その微分出力を任意に設定された
減衰係数で減衰した後、前記ヘッド読み出し信号に逆相
加算することにより、前記ヘッド読取信号の高調波成分
による非線形歪を補正し、この補正した信号を前記微分
手段へ供給する波形等化手段と、前記微分手段の出力か
ら特定の高調波成分を抽出した後、該特定の高調波成分
の振幅値を検出し、この検出値を前記波形等化手段の減
衰係数として設定ずろ設定手段とを具備することを特徴
としている。

「作用Ｊ 波形等化手段によって、ヘッド読取信号が微分され、そ
の微分出力が設定手段によって設定された減衰係数によ
って減衰された後、元のヘッド読み出し信号に逆相加算
され、これにより、元のヘッド読取信号の高調波成分に
よる非線形歪がｈｌｉ正され、このｈｌｉ正された信号
が次段の微分手段へ供給される。この際、設定手段によ
って、微分手段の出力から特定の高調波成分が抽出され
た後、この特定の高調波成分の振幅値が検出され、この
検出値が波形等化手段の減衰係数として設定されるので
、波形等化手段の減衰係数が常に適正な値に設定される
。

「実施例Ｊ 以下、図面を参照し、この発明の実施例について説明す
る。

第１図はこの発明の一実施例の１薄成を示す図、第２図
は同実施例の各部の波形を示す図である。

第１図において、リング形ヘッドのコイル１０（バラン
スタイプ）の出力はヘッドアンプ１２によって増幅され
た後、ローパスフィルタ１４によって不要な高周波成分
の雑音が除去され、ヘッド読取信号Ｓａとして可変利得
アンプ３２へ供給される。

この可変利得アンプ３２で増幅されたヘッド読取信号Ｓ
ａは、さらにローパスフィルタの機能を有するアンプ３
３を介して微分回路１Ｇへ供給されるとと・らに、微分
回路３４で微分され、減衰回路ｌで減衰された後、微分
回路１６へ供給される。

減衰回路１は、外部から供給される設定信号に応じて減
衰係数Ｋが任意に設定可能となっており、設定された減
衰係数にで微分回路３４の出力の振幅を制御した後、微
分回路１６へ供給する。微分回路１Ｇは、アンプ３３を
介して供給されるヘッド読取信号Ｓａに減衰回路１の出
力を逆相加算する加算機能を有し、これにより読取信号
Ｓａの波形歪を修正した信号を得、さらに、この信号を
微分して１回微分信号ｓｂを出力する。これらのアンプ
３３と、微分回路３４と、減衰回路１と、微分回路１Ｇ
の加算機能とによって波形等化回路３５が構成されてお
り、この場合、波形等化回路３５の等化定数の一要素で
ある減衰係数には、減衰回路１に供給する設定信号によ
って任意に変更することができる。

また、微分回路１６から出力された１回微分信号ｓｂは
、次段の微分回路１８でさらに微分される。この微分回
路１８から出力された２回微分信号Ｓｃは、ゼロクロス
コンパレータ２０に供給される。ゼロクロスコンパレー
タ２０は、２回微分信号Ｓｃがゼロクロスする毎に反転
する信号Ｓｄを出力し、この信号Ｓｄはパルス整形回路
２２へ供給される。パルス整形回路２２は、信号Ｓｄの
立ち上がりエツジおよび立ち下がりエツジ毎に短いパル
スを発生し、このパルス整形回路２２の出力信号Ｓｅは
、Ｄフリップフロップ３０のクロック端子へ供給される
。

一方、微分回路Ｉ６から出力された【同機分信号ｓｂは
、バッファ３６を介して、・後段の帯域通過フィルタ２
、正側ピーク検波回路３８Ａ、負側ビーク検波回路３８
Ｂ１正側コンパレータ４０Ａ１負側コンパレータ４０１
３および振幅検波回路４２に供給される。上記バッファ
３Ｇは、後段の負荷の影響を受けて１回微分信号Ｓ　ｌ
）の波形に歪が生じるのを防ぐ目的で設けられている。

帯域通過フィルタ２は、１回微分信号ｓｂの基本波（前
述したＩｒ＝２００ｎｓに対応しており、その周波数は
２　、５　Ｍ　ＨＺとなる）の第３次高調波成分である
７、５ＭＨｚを通過帯域とするフィルタであり、これに
より１回微分信号ｓｂの第３次高調波成分が抽出される
。この帯域通過フィルタ２の出力は振幅検波回路３へ供
給される。振幅検波回路３は、第３次高シ、Ｖ波成分の
振幅値を検出し、この値を、減衰係数Ｋを設定するため
の設定信号として減衰回路ｌへ供給する。

正側ピーク検波回路３８Ａは、第２図（ハ）に示すよう
に、１回微分信号Ｓｂの正側（山側）のピーク値に応じ
た基１′！／！電圧Ｖａを出力するらので、ダイオード
と、このダイオードを介して供給される１回微分信号ｓ
ｂの正側電圧をホールドするコンデンサと、放電用の抵
抗等によって構成されている。そして、この正側ピーク
検波回路３８Ａから出力される基Ｑ７ｒｉ圧Ｖａは、１
回微分信号Ｓｂの正側ピークが到来する毎に、そのピー
ク値よりもダイオードの電圧降下分だけ低い値まで上昇
し、また、次のピーク値が到来するまでの期間において
は、コンデンサと抵抗の時定数に応じた傾きで下降する
。

負側ビーク検波回路３８１３は、第２図（ハ）に示すよ
うに、１回微分信号Ｓｂの負側（谷側）のピーク値に応
じた基孕電圧ｖｂを出力するもので、正側ピーク検波回
路３８Ａと同様に構成されている。

この場合、基帛電圧ｖｂは、１回微分信号Ｓｂの負側ピ
ークが到来する毎に、そのピーク値よりもダイオードの
電圧降下分だけ高い値まで下降し、次のピーク値か到来
するまでの期間においては、コンデンサと抵抗の時定数
に応じた傾きで上昇する。

正側コンパレータ４ＯＡは、バッファ３６を介してＯ（
給される１同機分信号ｓｂと、正側ピーク検波回路３８
Ａから供給される基準電圧Ｖａとを比較するもので、１
同機分信号ｓｂの正側ビーク値が基準電圧Ｖａを越えた
場合に、その出力信号Ｓｓを“夏ルベルとする。同様に
、負側コンパレータ４０Ｂは、１同機分信号Ｓｂと、負
側ビーク検波回路３８１３から供給される基準電圧ｖｂ
とを比較するもので、！同機分信号ｓｂの負側ビーク値
が基準電圧ｖｂを越えた場合に、その出力信号Ｓｒを“
Ｉ−１”レベルとする。

これら正側および負側コンパレータ４０Ａ、４０Ｂの各
出力信号ＳｓおよびＳｒは、ＲＳフリップフロップ４４
のセット入力端子およびリセット入力端子に各々供給さ
れる。このＩｔ　Ｓフリップフロップ４４は正側コンパ
レータ４０Ａの出力信号Ｓｓの立ち上がりでセットされ
、負側コンパレータ４０Ｂの出力信号Ｓ「の立ち上がり
でリセットされるので、そのＱ出力は第２図（す）に示
すように変化する。そして、このＩＩＳフリップフロッ
プ４４の出力信号Ｓｐは、Ｄフリップフロップ３０のＤ
入力端子に供給される。

一方、振幅検波回路４２は、１同機分信号ｓｂの振幅値
に対応した電圧を出力し、この出力電圧を制御電圧Ｖｃ
として切替回路４５を介して可変利得アンプ３２の制御
端子に供給し、これにより、可変利得アンプ３２の利得
を制御して、ヘッド読取信号Ｓａの振幅レベルを常に一
定とする。これは、ヘッド読取信号Ｓａの振幅レベルが
下がり、そのピーク値が小となると、ピーク検波回路３
８Δ、３８Ｂが有効に機能しなくなるので、これを防ぐ
ためである。切替回路４５は、通常、振幅検波回路４２
の出力電圧を制御電圧Ｖｃとして可変利得アンプ３２へ
供給しているが、後述するデータ判別回路４６から“■
ビレベルの切替信号Ｓｋが供給されている期間において
は図示する状態とは逆の状態に切替わり、適正電圧設定
回路４８から出力される適正電圧Ｖｓを制御電圧Ｖｃと
して可変利得アンプ３２へ供給する。適正電圧設定回路
４８は、ＤＣイレーズギャップにおいて得られるヘッド
読取信号Ｓａを適正な利得で増幅させるための適正電圧
Ｖｓｉ出力するらので、こ−の適正電圧ＶＳはＤＣイレ
ーズギャップにおいて可変利得アンプ３２の後段のアン
プ３３や微分回路１６．１８等が正常に機能するような
値に適宜設定されている。

データ判別回路４６は、Ｄフリップフロップ３０のＱ出
力端子から出力される再生データｓｈが所定時間（例え
ば、Ｇ　００　ｎｓ）以上変化しなかった場合（立ち上
がり、もしくは立ち下がらなかった場合）、ＤＣイレー
ズギャップと判別して、“］ビレベルの切替信号Ｓｋを
出力する。すなわち、データ転送速度がｌＯＭｂｉｔ／
ｓである場合、データのパルス幅はＩ　００ｎｓ、ｌ　
５０ｎｓ、２００ｎｓの３種類であることは先に述べた
通りである。そして、記録媒体Ｍ上には通常のデータ以
外にサーボ信号が記録されており、このサーボ信号は、
読取精度を高めるために５Ｍｂｉｔ／ｓの転送速度で書
き込まれている。したがって、サーボ信号のパルス幅は
２００ｎｓ、３００ｎｓ、４００ｎｓの３種類となる。

そこで、再生データＳ　ｌ＋が、例えば６００　ｎｓ以
上変化Ｕ”ず、“Ｉビレベルまたは“Ｌ”レベルのまま
であった場合は、ＤＣイレーズギャップであると判別す
ることができる。また、データ判別回路４Ｇは、１）　
Ｃイレ７−ズギャップを判別した後、再生データｓｈが
変化し始めた時点で、データ領域に移行したと判別して
切替信号Ｓｋを“■７”レベルに戻す。

以上の構成において、可変利得アンプ３２で増幅された
ヘッド読取信号Ｓａは、波形等化回路３５でその波形歪
が補正され、微分回路Ｉ６で微分される。

この微分回路１６から出力された１同機分信号Ｓｂは、
バッファ３６を介して帯域通過フィルタ２へ供給され、
この帯域通過フィルタ２で第３次高調皮酸分が抽出され
る。そして、次段の振幅検波回路３が、第３次高調皮酸
分の振幅値を検出し、この値に応じて減衰回路ｌの減衰
係数Ｋを設定する。これにより、波形等化回路３５の等
化定敗の一要素である減衰係数Ｋが、第３次高調皮酸分
の振幅値に応じて常に適正な値に設定され、磁気ディス
クＭの外周から内周に至るいずれのトラックから得られ
るヘッド読取信号Ｓａに対してら常に最適な波形等化が
行なわれる。

このようにして）与られた１回微分信号ｓｂは、次段の
微分回路１８でさらに微分される。これにより、微分回
路１８から第２図（ニ）に示すような２回微分信号Ｓｃ
が出力される。次いで、ゼロクロスコンパレータ２０は
、第２図（ホ）に示すように、２回微分信号Ｓｃがゼロ
クロスする毎に反転する信号Ｓｄを出力し、この信号Ｓ
ｄはパルス整形回路２２へ供給される。パルス整形回路
２２は第２図（へ）に示すように、信号Ｓｄの立ち上が
りエツジおよび立ち下がりエツジ毎に短いパルスを発生
し、このパルス整形回路２２の出力信号Ｓｅは、ｌ〕フ
リップフロップ３０のクロック端子へ供給される。この
場合、第２図（ニ）に示すように、２回微分信号Ｓｃに
サドルＳが生じている場合、第２図（へ）に示すように
パルス整形回路２２の出力信号ＳｃにらサドルＳの影響
が現れている。

一方、微分回路１６から出力された１回微分信号ｓｂの
正側の振幅レベルが、正側ビーク検波回路３８Ａから出
力される基準電圧Ｖａを越えた時点で、ＩＮ　Ｓフリッ
プフロップ４４がセットされ、１回微分信号ｓｂの負側
の振幅レベルが、負側ビーク検波回路３８１１から出力
される基準電圧ｖｂを越えた時点で、ＲＳフリップフロ
ップ４４がリセットされる。これにより、ＲＳフリップ
フロップ４４のＱ出力は第２図（す）に示すように変化
し、この出力信号Ｓｐが、！〕フリップフロップ３０の
Ｄ入力端子に供給される。

この場合、ＲＳフリップフロップ４４は、１回微分信号
ｓｂの正側ビーク値および負側ビーク値が、基Ｑ電圧Ｖ
ａおよびｖｂを越えた時点で初めてセット／リセットさ
れるので、その出力信号Ｓｐには、２回微分によるサド
ルＳの影響は現れず、また、ＤＣノイズにより、ヘッド
読取信号Ｓａが０■近傍で変化してゼロクロスが生じた
としても、その影響か出力信号Ｓｐに現れることはない
。

また、前述した、ゼロクロスコンパレータ２０の出力信
号Ｓｄは、サドルＳの影響を受けてエラーの信号を含む
ものの、ヘッド読取信号Ｓａに対する時間関係に関して
は、ＲＳフリップフロップ４４の出力信号Ｓｐよりら正
確に保たれている。

そして、Ｄフリップフロップ３０は、パルス整形回路２
２の出力信４　Ｓｅで、ＲＳフリップフロップ４４の出
力信号Ｓｐをラッチし、このラッチした内容をＱ出力端
子から出力する。これにより、パルス整形回路２２の出
力信号Ｓｅに生じていたサドルＳによるエラー信号が除
去され、Ｄフリップフロップ３０のＱ出力端子からは、
第２図（ヌ）に示すように、記録媒体Ｍ上のフラッグス
チェンジ点Ｆに正確に対応した時間関係を有する再生デ
ータｓｈが出力される。

上述した一実施例によれば、Ｄフリップフロップ３０の
Ｑ出力端子から出力される再生データＳ　ｈが所定時間
以上変化せず、“■ビレベルまたは“Ｌ”レベルのまま
であった場合、データ判別回路４６がＤＣイレーズギャ
ップと判別して、切替信号Ｓｋを“■ビレベルとする。

これにより、切替回路４５が切り替わり、可変利得アン
プ３２の制御端子には、振幅検波回路４２の出力に代え
て、適正電圧設定回路４８から出力される適正電圧Ｖｓ
が供給され、可変利得アンプ３２の利得が適正な値に固
定される。この結果、ＤＣイレーズギャップにおいて、
可変利得アンプ３２の利得が必要以上に大となることが
なく、ＤＣノイズによる読取エラーが防止される。また
、このような状態において、再生データｓｈが変化し始
めた時点（立ち上がり、らしくは立ち下がった時点）で
、データ判別回路４６がＩ）　Ｃイレーズギャップから
データ領域に移行したと判別し、切替信号Ｓｋを“１７
“レベルに戻す。これにより、可変利得アンプ３２の制
御端子には、再び振幅検波回路４２の出力電圧が供給さ
れる。この結果、ＤＣＣイレーズギャップらデータ領域
に移行する過渡状態においてら、ヘッド読取信号Ｓａが
急激に大となることがなく、読取エラーが防ＩＬされる
。

なお、上述した一実施例においては、垂直磁気記録再生
回路に適用した場合を例に説明したが、通常の長手方向
磁気記録再生回路にら勿論適用することができる。また
、正負ピーク検波回路３８Ａ、３８Ｂによって基準電圧
Ｖａ、Ｖｂを得、これら基準電圧Ｖａ、Ｖｂを基準とし
て、Ｆ同機分信号ｓｂの振幅を比較するように構成した
が、これらの基ＱｆＴＪ、圧Ｖａ、Ｖｂを分圧′抵抗に
よって得るように構成しても構わない。

「発明の効果」 以上説明したように、この発明によれば、波形等化手段
によって、ヘッド読取信号を微分し、この微分出力を任
意に設定された減衰係数によって減衰した後、元のヘッ
ド読み出し信号に逆相加算し、これにより、元のヘッド
読取信号の高調波成分による非線形歪を補正し、この補
正した信号を次段の微分手段へ供給する構成において、
設定手段によって、微分手段の出力から特定の高調波成
分を抽出した後、この特定の高調波成分の振幅値を検出
し、この値を波形等化手段の減衰係数として設定するよ
うにしたので、波形等化手段の減衰係数が常に特定の高
調波成分の振幅値に応じた適正な値に設定され、これに
より、磁気ディスクの外周から内周に至るいずれのトラ
ックから得られるヘッド読取信号に対しても常に最適な
波形等化が行なわれ、ピークシフトに伴う読取エラーを
低減することができると共に、利用可能な磁気ディスク
の径を拡張することができ、大記憶容量化を達成するこ
とができるという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロック図、
第２図は同実施例の各部波形を示す波形図、第３図は従
来の垂直磁気記録再生回路の構成を示４°ブロック図、
第４図は同回路の各部の波形を示す波形図である。 Ｍ・・・・・・垂直磁気記録媒体、 ｌ・・・・・・ｔλ衰回路、 ２・・・・・・帯域通過フィルタ、 ３・・・・・・振幅検波回路（２，３が設定手段）、ｌ
Ｏ・・・・・・リング型ヘッドのコイル、１６・・・・
・・微分回路（微分手段）、３３・・・・・・アンプ、 ３４・・・・・・微分回路、 ３５・・・・・・波形等化回路、 （＋、３３．３４と１６の加算機能が波形等化手段）。 出願人　　ヤーマ　ハ　株式会社

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 磁気ヘッドを介して供給される磁気記録媒体上の記録情
   報に対応したヘッド読取信号を、微分手段によって微分
   した後、該微分手段の出力に基づいて再生データを生成
   する磁気記録再生回路において、 前記ヘッド読取信号を微分し、その微分出力を任意に設
   定された減衰係数で減衰した後、前記ヘッド読み出し信
   号に逆相加算することにより、前記ヘッド読取信号の高
   調波成分による非線形歪を補正し、この補正した信号を
   前記微分手段へ供給する波形等化手段と、前記微分手段
   の出力から特定の高調波成分を抽出した後、該特定の高
   調波成分の振幅値を検出し、この検出値を前記波形等化
   手段の減衰係数として設定する設定手段とを具備するこ
   とを特徴とする磁気記録再生回路。