JPH0127614B2 - - Google Patents
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- JPH0127614B2 JPH0127614B2 JP54026816A JP2681679A JPH0127614B2 JP H0127614 B2 JPH0127614 B2 JP H0127614B2 JP 54026816 A JP54026816 A JP 54026816A JP 2681679 A JP2681679 A JP 2681679A JP H0127614 B2 JPH0127614 B2 JP H0127614B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/04—Control of transmission; Equalising
- H04B3/06—Control of transmission; Equalising by the transmitted signal
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、伝送の分野において生まれたもので
ある。等化とは伝送路による直線ひずみの補償の
ことである。このような補償は、等化器と称する
補正回路を伝送路に挿入して、伝送信号の占有周
波数帯域において、全体の応答特性すなわち伝達
関数を平たんな振幅および直線的な位相とするこ
とによつて行われる。等化器は、例えば電話また
は電信交換回線網の伝送路の場合のような完全に
予測し難い伝送路特性に適応できるように、等化
信号によつてその可変の伝達関数を調整すると
き、自動等化器と称される。
ある。等化とは伝送路による直線ひずみの補償の
ことである。このような補償は、等化器と称する
補正回路を伝送路に挿入して、伝送信号の占有周
波数帯域において、全体の応答特性すなわち伝達
関数を平たんな振幅および直線的な位相とするこ
とによつて行われる。等化器は、例えば電話また
は電信交換回線網の伝送路の場合のような完全に
予測し難い伝送路特性に適応できるように、等化
信号によつてその可変の伝達関数を調整すると
き、自動等化器と称される。
本発明は、特に、等化信号の或る特性によつて
その値が決まるような、一つのパラメータにのみ
依存する伝達関数を有する自動等化器に関するも
のである。
その値が決まるような、一つのパラメータにのみ
依存する伝達関数を有する自動等化器に関するも
のである。
このような自動等化器は、レピータを持つケー
ブルを使用するデイジタル伝送系において、ケー
ブルの可変長さを等化するのに使用できる。特
に、フランス発明明細書第2128152号に記載され
た等化器では、等化信号のピーク値に基づく直流
電圧によつて、その可変等化回路が調節される。
ブルを使用するデイジタル伝送系において、ケー
ブルの可変長さを等化するのに使用できる。特
に、フランス発明明細書第2128152号に記載され
た等化器では、等化信号のピーク値に基づく直流
電圧によつて、その可変等化回路が調節される。
本発明の目的は、簡単な構成を有し、かつ適応
が容易に行われる同期式デイジタル伝送用の自動
等化器を提供することにある。
が容易に行われる同期式デイジタル伝送用の自動
等化器を提供することにある。
本発明によれば、上記の目的は、単位時間間隔
を有する信号を伝送するデイジタル伝送路を自動
的に等化する自動等化器であつて、該信号を受信
する第1入力、等化信号を送出する第1出力およ
び制御入力を有しており、第1入力から第1出力
までの伝達関数を、制御入力に供給される制御信
号にしたがつて変化させる変化手段と、第2入力
および第2出力を有しており、第2入力が変化手
段の第1出力に接続されており、変化手段から受
信した等化信号をひずませる前置ひずみ手段と、
第3入力および第3出力を有しており、第3入力
が前置ひずみ手段の第2出力に接続されており、
第3出力が変化手段の制御入力に接続されてお
り、前置ひずみ手段から受信したひずまされた信
号の符号と当該受信したひずまされた信号であつ
て単位時間間隔の整数倍だけ遅延された信号の符
号との自己相関をとり、この自己相関をとつた自
己相関信号を制御信号として変化手段の制御入力
に供給する自己相関手段と、前置ひずみ手段は、
その周波数特性により変化手段から受信した等化
信号をひずませて、自動等化器が最適調整からず
れたとき、極値に基づく制御を避けて、制御信号
がその符号を変えれるようにするものであること
と、から成ることを特徴とする自動等化器によつ
て達成される。
を有する信号を伝送するデイジタル伝送路を自動
的に等化する自動等化器であつて、該信号を受信
する第1入力、等化信号を送出する第1出力およ
び制御入力を有しており、第1入力から第1出力
までの伝達関数を、制御入力に供給される制御信
号にしたがつて変化させる変化手段と、第2入力
および第2出力を有しており、第2入力が変化手
段の第1出力に接続されており、変化手段から受
信した等化信号をひずませる前置ひずみ手段と、
第3入力および第3出力を有しており、第3入力
が前置ひずみ手段の第2出力に接続されており、
第3出力が変化手段の制御入力に接続されてお
り、前置ひずみ手段から受信したひずまされた信
号の符号と当該受信したひずまされた信号であつ
て単位時間間隔の整数倍だけ遅延された信号の符
号との自己相関をとり、この自己相関をとつた自
己相関信号を制御信号として変化手段の制御入力
に供給する自己相関手段と、前置ひずみ手段は、
その周波数特性により変化手段から受信した等化
信号をひずませて、自動等化器が最適調整からず
れたとき、極値に基づく制御を避けて、制御信号
がその符号を変えれるようにするものであること
と、から成ることを特徴とする自動等化器によつ
て達成される。
したがつて、本発明による自動等化器では、簡
単な構成を有した符号自己相関手段から得られる
制御信号でもつて変化手段の伝達関数を調整設定
し、これにより伝送路を自動的に等化しているた
め、伝送路の長さ等の変化に対して容易かつ迅速
に適応して等化することができる。
単な構成を有した符号自己相関手段から得られる
制御信号でもつて変化手段の伝達関数を調整設定
し、これにより伝送路を自動的に等化しているた
め、伝送路の長さ等の変化に対して容易かつ迅速
に適応して等化することができる。
次に、本発明を図面に示す実施例に基づいて説
明する。
明する。
第1図および第2図はそれぞれ本発明に係る自
動等化器1,1′を示すが、これらの自動等化器
1,1′は、点線で示す同期式デイジタル伝送路
3の出力に接続された信号入力2,2′と、等化
伝送信号を取り出す信号出力4,4′とを有して
いる。これらの自動等化器1,1′は、帰還制御
ループを備えた伝達関数変化回路10,10′を
含んでいる。
動等化器1,1′を示すが、これらの自動等化器
1,1′は、点線で示す同期式デイジタル伝送路
3の出力に接続された信号入力2,2′と、等化
伝送信号を取り出す信号出力4,4′とを有して
いる。これらの自動等化器1,1′は、帰還制御
ループを備えた伝達関数変化回路10,10′を
含んでいる。
伝達関数変化回路10,10′は、自動等化器
1,1′の信号入力2,2′および信号出力4,
4′と一致する信号入力および信号出力、ならび
にその伝達関数を調整する制御入力5,5′を有
している。
1,1′の信号入力2,2′および信号出力4,
4′と一致する信号入力および信号出力、ならび
にその伝達関数を調整する制御入力5,5′を有
している。
伝達関数変化回路10,10′は既知のもので
あり、等化する伝送路のタイプに応じて決定す
る。伝達関数変化回路10,10′の可変伝達関
数は、等化信号のひずみの関数である値を有する
ように調整パラメーターを調整することによつ
て、実際に使用される伝送路の伝達関数に対して
調整することができる。その詳細が、例えば、フ
ランス発明明細書第2128152号に記載されている。
この点は本発明の一部ではないので、以下で詳述
しはしない。ただ、ここでは、調整パラメーター
の値の増加は等化信号の帯域幅を増加させ、また
その逆を招き、その結果、制御信号の値は等化信
号に作用するひずみと共に増大しなければならな
いということを述べるに留める。
あり、等化する伝送路のタイプに応じて決定す
る。伝達関数変化回路10,10′の可変伝達関
数は、等化信号のひずみの関数である値を有する
ように調整パラメーターを調整することによつ
て、実際に使用される伝送路の伝達関数に対して
調整することができる。その詳細が、例えば、フ
ランス発明明細書第2128152号に記載されている。
この点は本発明の一部ではないので、以下で詳述
しはしない。ただ、ここでは、調整パラメーター
の値の増加は等化信号の帯域幅を増加させ、また
その逆を招き、その結果、制御信号の値は等化信
号に作用するひずみと共に増大しなければならな
いということを述べるに留める。
伝達関数変化回路10,10′の出力は帰還制
御ループの調整入力へと接続されるが、これらの
帰還制御ループは、前置ひずみフイルタ20,2
0′、符号一致自己相関器30,30′、それに制
御の安定性を確保する修正回路19,19′を順
次に接続したものを含む。それらは符号一致自己
相関器30,30′の構成を大きく異にするけれ
ども、しかし同一の出力信号を作る。
御ループの調整入力へと接続されるが、これらの
帰還制御ループは、前置ひずみフイルタ20,2
0′、符号一致自己相関器30,30′、それに制
御の安定性を確保する修正回路19,19′を順
次に接続したものを含む。それらは符号一致自己
相関器30,30′の構成を大きく異にするけれ
ども、しかし同一の出力信号を作る。
第1図に示す自動等化器1の符号一致自己相関
器30は、以下の要素を備えている。
器30は、以下の要素を備えている。
― 絶対リミタ12、
― 遅延回路13、
― 2つの入力を有し、一方は直接に、他方は遅
延回路13を介して絶対リミタ12の出力に接
続された加算器14、 ― 論理インバータ回路17、 ― 一方は直接に加算器14の出力に接続され、
他方は論理インバータ回路17を介して加算器
14の出力に接続された2つの積分器15,1
6、 ―入力が積分器15,16の出力に接続された差
動増幅器18。
延回路13を介して絶対リミタ12の出力に接
続された加算器14、 ― 論理インバータ回路17、 ― 一方は直接に加算器14の出力に接続され、
他方は論理インバータ回路17を介して加算器
14の出力に接続された2つの積分器15,1
6、 ―入力が積分器15,16の出力に接続された差
動増幅器18。
符号一致自己相関器30の入力に加えられる信
号s(t)は絶対リミタ12によつて受信され、
これに応答して絶対リミタ12は、入力信号s
(t)が正のときはレベル1、負のときはレベル
0の論理信号u1(t)を送出する。遅延回路13
は信号u1(t)を受けて、1周期τだけ信号u1
(t)を遅延させる。加算器14は排他的論理和
の論理機能を有する。加算器14の入力の一方
は、絶対リミタ12からの信号u1(t)を受信し、
他方は、遅延回路13によつて1周期τだけ遅延
した同じ信号を受信する。加算器14の生成する
出力信号q(t)は、積分器15に与えられる。
積分器15の積分定数をt1とすると、積分器15
は出力信号Q(t)として、 Q(t)=1/t1∫t0+t1 t0q(t)dt q(t)=0または1 を送出する。
号s(t)は絶対リミタ12によつて受信され、
これに応答して絶対リミタ12は、入力信号s
(t)が正のときはレベル1、負のときはレベル
0の論理信号u1(t)を送出する。遅延回路13
は信号u1(t)を受けて、1周期τだけ信号u1
(t)を遅延させる。加算器14は排他的論理和
の論理機能を有する。加算器14の入力の一方
は、絶対リミタ12からの信号u1(t)を受信し、
他方は、遅延回路13によつて1周期τだけ遅延
した同じ信号を受信する。加算器14の生成する
出力信号q(t)は、積分器15に与えられる。
積分器15の積分定数をt1とすると、積分器15
は出力信号Q(t)として、 Q(t)=1/t1∫t0+t1 t0q(t)dt q(t)=0または1 を送出する。
信号q(t)はまた論理インバータ回路17に
より反転されて、積分器16に供給される。積分
器16は積分器15と同じ積分定数t1を有し、そ
の出力信号(t)として、 (t)=1/t1∫t0+t1 t0(t)dt を送出する。
より反転されて、積分器16に供給される。積分
器16は積分器15と同じ積分定数t1を有し、そ
の出力信号(t)として、 (t)=1/t1∫t0+t1 t0(t)dt を送出する。
信号Q(t)および(t)は式
(t)=1−Q(t)
によつて互いに関係づけられている。
差動増幅器18の出力には
R(t)=(t)−Q(t)=1−2Q(t) (1)
に等しい信号R(t)が生じる。
第2図に示す自動等化器1′の符号一致自己相
関器30′は、以下の要素を備えている。
関器30′は、以下の要素を備えている。
― 入力に配置された絶対リミタ21、
― 遅延回路23、
― 2つの入力を有し、一方は直接に、他方は遅
延回路23を介して絶対リミタ21の出力に接
続された乗算器22、 ― 乗算器22の出力に接続された積分器25。
延回路23を介して絶対リミタ21の出力に接
続された乗算器22、 ― 乗算器22の出力に接続された積分器25。
符号一致自己相関器30′の入力に供給された
信号s(t)は、絶対リミタ21によつて受信さ
れ、絶対リミタ21は、その出力に論理信号u2
(t)を送出する。論理信号u2(t)は、信号s
(t)が正のときは+1、負のときは−1に等し
い2進信号である。信号u2(t)は遅延されるこ
となしに乗算器22の一方の入力に供給され、他
方の入力には時間τの遅延をもつて供給される。
このことにより、乗算器22の出力には、次の
式、 p(t)=1−2q(t) によつて、加算器1の信号q(t)に関係する信
号p(t)を生ずる。積分時定数がt1の積分器2
5の出力は、次式 P(t)=1/t1∫t0+t1 t0p(t)dt p(t)=±1 によつて信号p(t)に関係する信号P(t)を送
出する。
信号s(t)は、絶対リミタ21によつて受信さ
れ、絶対リミタ21は、その出力に論理信号u2
(t)を送出する。論理信号u2(t)は、信号s
(t)が正のときは+1、負のときは−1に等し
い2進信号である。信号u2(t)は遅延されるこ
となしに乗算器22の一方の入力に供給され、他
方の入力には時間τの遅延をもつて供給される。
このことにより、乗算器22の出力には、次の
式、 p(t)=1−2q(t) によつて、加算器1の信号q(t)に関係する信
号p(t)を生ずる。積分時定数がt1の積分器2
5の出力は、次式 P(t)=1/t1∫t0+t1 t0p(t)dt p(t)=±1 によつて信号p(t)に関係する信号P(t)を送
出する。
信号P(t)およびQ(t)は、信号p(t)お
よびq(t)の上記の式と同じ式 P(t)=1−2Q(t) (2) によつて、互いに関係している。
よびq(t)の上記の式と同じ式 P(t)=1−2Q(t) (2) によつて、互いに関係している。
式(1)、(2)から分かるように、第1図および第2
図に示す自動等化器1,1′の符号一致自己相関
器30,30′は、同じ値を持つ信号R(t),P
(t)を送出する。
図に示す自動等化器1,1′の符号一致自己相関
器30,30′は、同じ値を持つ信号R(t),P
(t)を送出する。
2進信号だけを処理する遅延回路13および2
3は、n段を有し、そしてn/τの周波数で動作
するシフトレジスタによつて実施することができ
る。ただし、nは整数であつて、シフトレジスタ
のコストと符号一致自己相関器30,30′の精
度との妥協点が得れるよう選ばれる。
3は、n段を有し、そしてn/τの周波数で動作
するシフトレジスタによつて実施することができ
る。ただし、nは整数であつて、シフトレジスタ
のコストと符号一致自己相関器30,30′の精
度との妥協点が得れるよう選ばれる。
積分器15,16および25は、時定数t1を有
する低域フイルタによつて実施できる。
する低域フイルタによつて実施できる。
第1図および第2図に示す自動等化器1,1′
において使用する前置ひずみフイルタ20,2
0′は、それの生じさせるひずみが伝達関数変化
回路10,10′によつて、少くとも部分的に補
正され得るものでなければならない。前置ひずみ
フイルタ20,20′は、使用する伝送路の所定
長を模擬するものであると効果的である。低域フ
イルタのように動作する伝送路の場合には、前置
ひずみフイルタ20,20′は、後で説明するよ
うに、1/4Tに等しい遮断周波数を有する低域
フイルタによつて構成することができる。ただ
し、Tは、問題とする同期式デイジタル伝送での
単位時間間隔である。
において使用する前置ひずみフイルタ20,2
0′は、それの生じさせるひずみが伝達関数変化
回路10,10′によつて、少くとも部分的に補
正され得るものでなければならない。前置ひずみ
フイルタ20,20′は、使用する伝送路の所定
長を模擬するものであると効果的である。低域フ
イルタのように動作する伝送路の場合には、前置
ひずみフイルタ20,20′は、後で説明するよ
うに、1/4Tに等しい遮断周波数を有する低域
フイルタによつて構成することができる。ただ
し、Tは、問題とする同期式デイジタル伝送での
単位時間間隔である。
修正回路19,19′は制御手段を安定化する
ものであつて、低域フイルタによつて実施でき
る。
ものであつて、低域フイルタによつて実施でき
る。
実験によれば、第1図および第2図を参照して
説明した自動等化器1,1′は、遅延回路13お
よび23の遅れτを同期式デイジタル伝送の信号
の単位時間間隔Tの整数倍に等しく選び、積分時
間t1を時間間隔Tに関して長く選んだとき、特に
適応できることが認められた。
説明した自動等化器1,1′は、遅延回路13お
よび23の遅れτを同期式デイジタル伝送の信号
の単位時間間隔Tの整数倍に等しく選び、積分時
間t1を時間間隔Tに関して長く選んだとき、特に
適応できることが認められた。
この性質は次の事実を示している。すなわち、
伝達関数変化回路10,10′を調整する制御手
段に供給される信号は、従来の自動等化器におい
て同じ目的に用いられる信号よりも、等化信号に
影響を及ぼす直線ひずみをより正確に表現してい
るという事実を示している。
伝達関数変化回路10,10′を調整する制御手
段に供給される信号は、従来の自動等化器におい
て同じ目的に用いられる信号よりも、等化信号に
影響を及ぼす直線ひずみをより正確に表現してい
るという事実を示している。
第1図および第2図を参照して記述した自動等
化器の動作を説明すると、符号一致自己相関器3
0,30′の出力信号は、前置ひずみフイルタ2
0,20′の出力信号s(t)の順次のゼロクロス
を隔てる時間間隔と時間間隔Tとの差を示してお
り、すると簡単な例から分かるように、これらの
差は、同期式デイジタル伝送信号が受ける直線ひ
ずみによつて、まず影響されるものである。
化器の動作を説明すると、符号一致自己相関器3
0,30′の出力信号は、前置ひずみフイルタ2
0,20′の出力信号s(t)の順次のゼロクロス
を隔てる時間間隔と時間間隔Tとの差を示してお
り、すると簡単な例から分かるように、これらの
差は、同期式デイジタル伝送信号が受ける直線ひ
ずみによつて、まず影響されるものである。
信号s(t)の含むゼロクロスを隔てる時間間
隔をT′とする。第2図のブロツク線図での絶対
リミタ21の入力に与えられるこの種の信号の一
例を示すと、選ばれた時間間隔の原点をその信号
のゼロクロスにとつて、 s(t)=sinπt/T′ で表わすことができる。
隔をT′とする。第2図のブロツク線図での絶対
リミタ21の入力に与えられるこの種の信号の一
例を示すと、選ばれた時間間隔の原点をその信号
のゼロクロスにとつて、 s(t)=sinπt/T′ で表わすことができる。
絶対リミタ21の出力における信号u2(t)は
u2(t)=sgns(t)=sgn sinπt/T′
で表わすことができる。
遅延回路23によつて生ずる遅延τをTに等し
くとると、乗算器22に与えられる2つの信号は sgn sinπt/T′、およびsgn sinπt−T/T′ となる。
くとると、乗算器22に与えられる2つの信号は sgn sinπt/T′、およびsgn sinπt−T/T′ となる。
したがつて、乗算器22の出力信号p(t)は、
p(t)=sgn sinπt/T′・sgn sint−T/T′
=sgn(sinπt/T′・sinπt−T/T′)
=sgn(cosπt/T′−cosπ2t−T/T′)
である。
この式を調べると、TがT′に等しいときには、
括弧内は負であり、ただcosπ(2t−T)/T′=−
1になる特定のtのときに零になる。
括弧内は負であり、ただcosπ(2t−T)/T′=−
1になる特定のtのときに零になる。
この特定のtの値を除いては、
p(t)=−1
であり、それ故に任意の周期について信号p(t)
の平均値p′(t)は−1に等しくなる。
の平均値p′(t)は−1に等しくなる。
T/T′=1のときと同じ理由によつて、T/
T′=0、T/T′=2のときには、信号p(t)の
平均値p′(t)は+1になる。
T′=0、T/T′=2のときには、信号p(t)の
平均値p′(t)は+1になる。
T/T′が整数でないときには、p(t)はT′の
周期関数であり、したがつてp(t)の平均値
p′(t)は、T′の整数倍の周期、特に周期T′につ
いて計算することができる。T/T′の値が整数
ではなくて、時間軸上で間隔(0、1)および
(1、2)の間にあるときには、p(t)の式の括
弧内はある時間の範囲では正であるので、p′(t)
は−1よりも大きい。比T/T′が1から0へと
変化し、また1から2へと変化するときには、
p′(t)は−1から+1へと直線的に変化するこ
とを示すことができる。
周期関数であり、したがつてp(t)の平均値
p′(t)は、T′の整数倍の周期、特に周期T′につ
いて計算することができる。T/T′の値が整数
ではなくて、時間軸上で間隔(0、1)および
(1、2)の間にあるときには、p(t)の式の括
弧内はある時間の範囲では正であるので、p′(t)
は−1よりも大きい。比T/T′が1から0へと
変化し、また1から2へと変化するときには、
p′(t)は−1から+1へと直線的に変化するこ
とを示すことができる。
前の計算は、単位時間間隔Tに関して十分に長
い積分時間t1おいて、入力信号s(t)の順次の
ゼロクロス間隔がすべて値T′に等しい場合にも
適用できる。したがつて、このような場合にも、
信号P(t)は、前の場合の信号p′(t)について
見られたと同様な変化をT/T′に関して辿る。
い積分時間t1おいて、入力信号s(t)の順次の
ゼロクロス間隔がすべて値T′に等しい場合にも
適用できる。したがつて、このような場合にも、
信号P(t)は、前の場合の信号p′(t)について
見られたと同様な変化をT/T′に関して辿る。
第3図は、T′を入力信号s(t)の2つの順次
のゼロクロスの時間間隔とした場合における、信
号p′(t)の変化を比T/T′の関数として描いた
ものを示すと共に、また、T′をして積分時間t1に
おける入力信号s(t)の順次のゼロクロスを隔
てる各時間間隔の値とし、かつ該時間間隔は同一
とした場合における、信号P(t)の変化を比
T/T′の関数として描いたものをも示す。
のゼロクロスの時間間隔とした場合における、信
号p′(t)の変化を比T/T′の関数として描いた
ものを示すと共に、また、T′をして積分時間t1に
おける入力信号s(t)の順次のゼロクロスを隔
てる各時間間隔の値とし、かつ該時間間隔は同一
とした場合における、信号P(t)の変化を比
T/T′の関数として描いたものをも示す。
第3図からは、信号p′(t)の値は、TがT′に
等しいときだけその最小値となり、またTと
T′の差の符号には無関係であることが分かる。
積分時間t1は単位時間間隔Tよりも長いので、こ
の性質は信号P(t)の性質でもあるので、それ
故に信号P(t)は、入力信号s(t)の順次のゼ
ロクロスを隔てる時間間隔T′がそれぞれTに正
確に等しいときだけ、その最小値となる。信号p
(t)とその最小値との間の差は、時間間隔T′と
時間間隔Tとの間の差の平均値を絶対値で示して
いる。もつと簡単にいえば、それは入力信号s
(t)のゼロクロスの規則性を表わしている。
等しいときだけその最小値となり、またTと
T′の差の符号には無関係であることが分かる。
積分時間t1は単位時間間隔Tよりも長いので、こ
の性質は信号P(t)の性質でもあるので、それ
故に信号P(t)は、入力信号s(t)の順次のゼ
ロクロスを隔てる時間間隔T′がそれぞれTに正
確に等しいときだけ、その最小値となる。信号p
(t)とその最小値との間の差は、時間間隔T′と
時間間隔Tとの間の差の平均値を絶対値で示して
いる。もつと簡単にいえば、それは入力信号s
(t)のゼロクロスの規則性を表わしている。
同期式デイジタル伝送信号の順次のゼロクロス
の間の時間間隔の周期は、直線ひずみによつてま
ず影響されるものである。このことは簡単な場合
について、計算によつて示すことができるのであ
るが、そこで、伝送路および等化器をリンクした
ものを遮断周波数が1/2T″の矩形スペクトルを
有する理想低域フイルタとし、送信信号f(t)
は幅が1/2Tの矩形スペクトルを持つ弧立パル
スとした場合について考えてみる。
の間の時間間隔の周期は、直線ひずみによつてま
ず影響されるものである。このことは簡単な場合
について、計算によつて示すことができるのであ
るが、そこで、伝送路および等化器をリンクした
ものを遮断周波数が1/2T″の矩形スペクトルを
有する理想低域フイルタとし、送信信号f(t)
は幅が1/2Tの矩形スペクトルを持つ弧立パル
スとした場合について考えてみる。
この伝送路および等化器をリンクした理想低域
フイルタである回路のインパルス応答h(t)は h(t)=k1sinπt/T″/t である関数形を有する。ただし、k1は定数であ
る。
フイルタである回路のインパルス応答h(t)は h(t)=k1sinπt/T″/t である関数形を有する。ただし、k1は定数であ
る。
送信信号f(t)は
f(t)=k2sinπt/T/t
である関数形を有する。ただし、k2は定数であ
る。
る。
を有する。
等化器の出力において生じる信号g(t)は、
信号f(t)とインパルス応答h(t)との畳込み
積分に等しい。
信号f(t)とインパルス応答h(t)との畳込み
積分に等しい。
g(t)=∫∞ -∞f(τ)h(t−τ)dτ
したがつて、
g(t)=k1k2∫∞ -∞sinπτ/T・sinπt−τ/T
″/τ(t−τ)dτ となり、右辺の積分を計算すると、 g(t)=k1k2/2t(I1+I2+I3+I4) I1=∫∞ -∞cos(πτ/T−πt/T″+πτ/T″)
/t−τdτ =πsinπt/T I2=∫∞ -∞cos(πτ/T−πt/T″+πτ/T″)
/τdτ I2=πsinπt/T″ I3=−∫∞ -∞cos(πτ/T+πt/T″−πτ/T″
)/t−τdτ I3=−πsinπt/Tsign(π/T−π/T″) I4=−∫∞ -∞cos(πτ/T+πt/T″−πτ/T″
)/τdτ I4=πsinπt/T″sign(π/T−π/T″) であるから、 g(t)=k1k2/2t[πsinπt/T{1−sign(π/T
−π/T″)}+πsinπt/T″{1+sign(π/T−π
/T″)}] となる。これを書き直すと、 g(t)=k1k2πsinπct/t ただし、 c=min(1/T、1/T″) であつて、1/Tと1/T″との2つの値の内の
小さな値のものをcとする。
″/τ(t−τ)dτ となり、右辺の積分を計算すると、 g(t)=k1k2/2t(I1+I2+I3+I4) I1=∫∞ -∞cos(πτ/T−πt/T″+πτ/T″)
/t−τdτ =πsinπt/T I2=∫∞ -∞cos(πτ/T−πt/T″+πτ/T″)
/τdτ I2=πsinπt/T″ I3=−∫∞ -∞cos(πτ/T+πt/T″−πτ/T″
)/t−τdτ I3=−πsinπt/Tsign(π/T−π/T″) I4=−∫∞ -∞cos(πτ/T+πt/T″−πτ/T″
)/τdτ I4=πsinπt/T″sign(π/T−π/T″) であるから、 g(t)=k1k2/2t[πsinπt/T{1−sign(π/T
−π/T″)}+πsinπt/T″{1+sign(π/T−π
/T″)}] となる。これを書き直すと、 g(t)=k1k2πsinπct/t ただし、 c=min(1/T、1/T″) であつて、1/Tと1/T″との2つの値の内の
小さな値のものをcとする。
上の式は、T″がTより小さいかそれと等しい
ときに、受信信号g(t)が送信信号f(t)と同
一であることを示している。その場合には、送信
信号f(t)は何らのひずみを受けることがなく、
依然として単位時間間隔Tだけ隔たつたゼロクロ
スを有している。しかしT″がTより大きければ、
信号f(t)のスペクトルの高周波の一部が失わ
れるので、信号f(t)はひずみを受けることに
なる。そして、そのゼロクロスの間隔は変えられ
てしまつてT″になる。
ときに、受信信号g(t)が送信信号f(t)と同
一であることを示している。その場合には、送信
信号f(t)は何らのひずみを受けることがなく、
依然として単位時間間隔Tだけ隔たつたゼロクロ
スを有している。しかしT″がTより大きければ、
信号f(t)のスペクトルの高周波の一部が失わ
れるので、信号f(t)はひずみを受けることに
なる。そして、そのゼロクロスの間隔は変えられ
てしまつてT″になる。
前の例において、前置ひずみフイルタ20,2
0を省略した場合をなお考察することとして、符
号一致自己相関器30,30′の出力に与えられ
る信号P(t)(=Q(t))は遮断周波数1/
2T″が1/2Tよりも大である限り、その最小値
に止どまり、遮断周波数1/2T″が1/2Tより
も小になるにしたがつて、積分期間にもはやゼロ
クロスがないときに達する最大値+1へと、直線
的に向かうようになる。第4図は、信号P(t)
の変化を遮断周波数1/2T″に関して描いたグラ
フであつて、このグラフは時間間隔Tに関しても
評価をしてある。
0を省略した場合をなお考察することとして、符
号一致自己相関器30,30′の出力に与えられ
る信号P(t)(=Q(t))は遮断周波数1/
2T″が1/2Tよりも大である限り、その最小値
に止どまり、遮断周波数1/2T″が1/2Tより
も小になるにしたがつて、積分期間にもはやゼロ
クロスがないときに達する最大値+1へと、直線
的に向かうようになる。第4図は、信号P(t)
の変化を遮断周波数1/2T″に関して描いたグラ
フであつて、このグラフは時間間隔Tに関しても
評価をしてある。
したがつて前述の計算によれば、送信信号が方
形スペクトルを有する弧立パルスであり、等化伝
送路が理想低域フイルタになるようにリンクする
ことができるものであるときは、伝送路による直
線ひずみは、受信信号の順次のゼロクロス間の時
間間隔に影響することが分かつた。
形スペクトルを有する弧立パルスであり、等化伝
送路が理想低域フイルタになるようにリンクする
ことができるものであるときは、伝送路による直
線ひずみは、受信信号の順次のゼロクロス間の時
間間隔に影響することが分かつた。
線形回路では、入力信号f1(t)、f2(t)に対
する出力信号をそれぞれg1(t)、g2(t)とする
と、任意の定数a1、a2に関して、入力信号a1f1
(t)+a2f2(t)に対する出力信号はa1g1(t)+
a2g2(t)である。したがつて、弧立パルスにつ
いての上述の結果は、基本パルスが順次にランダ
ムに生起する場合にも容易に拡張できることが推
測される。事実、実験およびコンピユータによる
シミユレーシヨンをも行つたが、それによれば伝
送路が物理的に実現可能な実フイルタであると
し、送信信号が単位時間間隔Tを有する同期式デ
イジタル信号であつて、基本パルスが順次にラン
ダムに生起して、任意のスペクトルを有するもの
としたときであつても、結果は同じであることを
確かめた。また、直線ひずみは、単位時間間隔T
と受信信号の順次のゼロクロスを隔てる時間間隔
T′との間の絶対値でとつた差に基づいて、累積
的に作用することをも示している。同じことは、
伝送路の影響により、振幅ひずみではなくて、送
信信号の周波数スペクトラムの一部に作用する群
伝搬時間ひずみを生じるときにも当て嵌まる。
する出力信号をそれぞれg1(t)、g2(t)とする
と、任意の定数a1、a2に関して、入力信号a1f1
(t)+a2f2(t)に対する出力信号はa1g1(t)+
a2g2(t)である。したがつて、弧立パルスにつ
いての上述の結果は、基本パルスが順次にランダ
ムに生起する場合にも容易に拡張できることが推
測される。事実、実験およびコンピユータによる
シミユレーシヨンをも行つたが、それによれば伝
送路が物理的に実現可能な実フイルタであると
し、送信信号が単位時間間隔Tを有する同期式デ
イジタル信号であつて、基本パルスが順次にラン
ダムに生起して、任意のスペクトルを有するもの
としたときであつても、結果は同じであることを
確かめた。また、直線ひずみは、単位時間間隔T
と受信信号の順次のゼロクロスを隔てる時間間隔
T′との間の絶対値でとつた差に基づいて、累積
的に作用することをも示している。同じことは、
伝送路の影響により、振幅ひずみではなくて、送
信信号の周波数スペクトラムの一部に作用する群
伝搬時間ひずみを生じるときにも当て嵌まる。
前置ひずみフイルタ20,20′は、信号P
(t)の極値に基づいて制御を行うことの困難さ
を克服し、自動等化器1,1′が最適調整からは
ずれたとき、制御信号がその符号を正負に変えら
れるようにする。自動等化器1,1′が正確に伝
送路を補償するとき、それは、符号一致自己相関
器30,30′に供給される信号s(t)の順次の
ゼロクロスを隔てる時間間隔に変更を加えて、信
号P(t)の零値を生じさせるように機能する。
第4図から分かるように、そのことは、遮断周波
数が1/4Tの低域フイルタを用いることで実現
することができる。信号P(t)がその零値の正
負どちらの側へもその値を変えることができるよ
うにするには、伝達関数変化回路10,10′は
少なくとも部分的に前置ひずみフイルタ20,2
0′を等化できなければならず、前置ひずみフイ
ルタ20,20′は急峻な遮断特性を有してはな
らない。
(t)の極値に基づいて制御を行うことの困難さ
を克服し、自動等化器1,1′が最適調整からは
ずれたとき、制御信号がその符号を正負に変えら
れるようにする。自動等化器1,1′が正確に伝
送路を補償するとき、それは、符号一致自己相関
器30,30′に供給される信号s(t)の順次の
ゼロクロスを隔てる時間間隔に変更を加えて、信
号P(t)の零値を生じさせるように機能する。
第4図から分かるように、そのことは、遮断周波
数が1/4Tの低域フイルタを用いることで実現
することができる。信号P(t)がその零値の正
負どちらの側へもその値を変えることができるよ
うにするには、伝達関数変化回路10,10′は
少なくとも部分的に前置ひずみフイルタ20,2
0′を等化できなければならず、前置ひずみフイ
ルタ20,20′は急峻な遮断特性を有してはな
らない。
すなわち、第4図から明らかなように、遮断周
波数が1/4Tであつて、急峻な遮断特性を有し
ない低域フイルタを前置ひずみフイルタ20,2
0′に用いると、単位時間間隔Tと信号g(t)の
ゼロクロス時間間隔T′との間の関係がT/T′=
1の場合、前置ひずみ回路20,20′は信号g
(t)をひずませて、信号P(t)が零となるよう
なゼロクロス時間間隔を有する信号s(t)を送
出する。信号g(t)のゼロクロス時間間隔T′が
単位時間間隔Tよりも小さくなる場合には、信号
P(t)は正となり、伝達関数可変回路10,1
0′は伝送路3,3′および伝達関数変化回路1
0,10′から成る全体の伝達関数の高域を強調
すべくパラメーターを設定調整する。信号g(t)
のゼロクロス時間間隔T′が単位時間間隔Tより
も大きくなる場合には、信号P(t)は負となり、
伝達関数可変回路10,10′は伝送路3,3′お
よび伝達関数変化回路10,10′から成る全体
の伝達関数の低域を強調すべくパラメーターを設
定調整する。このパラメーター調整により、T/
T′=1の状態が得られると、信号P(t)は零と
なり、これにより自動等化が終了する。
波数が1/4Tであつて、急峻な遮断特性を有し
ない低域フイルタを前置ひずみフイルタ20,2
0′に用いると、単位時間間隔Tと信号g(t)の
ゼロクロス時間間隔T′との間の関係がT/T′=
1の場合、前置ひずみ回路20,20′は信号g
(t)をひずませて、信号P(t)が零となるよう
なゼロクロス時間間隔を有する信号s(t)を送
出する。信号g(t)のゼロクロス時間間隔T′が
単位時間間隔Tよりも小さくなる場合には、信号
P(t)は正となり、伝達関数可変回路10,1
0′は伝送路3,3′および伝達関数変化回路1
0,10′から成る全体の伝達関数の高域を強調
すべくパラメーターを設定調整する。信号g(t)
のゼロクロス時間間隔T′が単位時間間隔Tより
も大きくなる場合には、信号P(t)は負となり、
伝達関数可変回路10,10′は伝送路3,3′お
よび伝達関数変化回路10,10′から成る全体
の伝達関数の低域を強調すべくパラメーターを設
定調整する。このパラメーター調整により、T/
T′=1の状態が得られると、信号P(t)は零と
なり、これにより自動等化が終了する。
本発明の範囲を逸脱することなく、いくつかの
構成は変更され、いくつかの手段は等価手段によ
つて置き変えることができる。特に、遅延回路1
3,23として、その遅延が単位時間間隔Tの1
より大の整数倍に等しい遅延τであるものを符号
一致自己相関器に使用することができる。
構成は変更され、いくつかの手段は等価手段によ
つて置き変えることができる。特に、遅延回路1
3,23として、その遅延が単位時間間隔Tの1
より大の整数倍に等しい遅延τであるものを符号
一致自己相関器に使用することができる。
第1図および第2図は本発明に係る2つの自動
化器のブロツク図、第3図および第4図は第1図
および第2図に示した等化器の特性を示す図であ
る。 1,1′……自動等化器、2,2′……信号入
力、3……伝送路、4,4′……信号出力、10,
10′……伝達関数変化回路、12,21……絶
対リミタ、13,23……遅延回路、14……加
算器、15,16,25……積分器、17……論
理インバータ回路、18……差動増幅器、19,
19′……修正回路、20,20′……前置ひずみ
フイルタ、22……乗算器、30,30′……符
号一致自己相関器。
化器のブロツク図、第3図および第4図は第1図
および第2図に示した等化器の特性を示す図であ
る。 1,1′……自動等化器、2,2′……信号入
力、3……伝送路、4,4′……信号出力、10,
10′……伝達関数変化回路、12,21……絶
対リミタ、13,23……遅延回路、14……加
算器、15,16,25……積分器、17……論
理インバータ回路、18……差動増幅器、19,
19′……修正回路、20,20′……前置ひずみ
フイルタ、22……乗算器、30,30′……符
号一致自己相関器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 単位時間間隔を有する信号を伝送するデイジ
タル伝送路を自動的に等化する自動等化器であつ
て、 該信号を受信する第1入力、等化信号を送出す
る第1出力および制御入力を有しており、第1入
力から第1出力までの伝達関数を、制御入力に供
給される制御信号にしたがつて変化させる変化手
段と、 第2入力および第2出力を有しており、第2入
力が変化手段の第1出力に接続されており、変化
手段から受信した等化信号をひずませる前置ひず
み手段と、 第3入力および第3出力を有しており、第3入
力が前置ひずみ手段の第2出力に接続されてお
り、第3出力が変化手段の制御入力に接続されて
おり、前置ひずみ手段から受信したひずまされた
信号の符号と当該受信したひずまされた信号であ
つて単位時間間隔の整数倍だけ遅延された信号の
符号との自己相関をとり、この自己相関をとつた
自己相関信号を制御信号として変化手段の制御入
力に供給する自己相関手段と、 前置ひずみ手段は、その周波数特性により変化
手段から受信した等化信号をひずませて、自動等
化器が最適調整からずれたとき、極値に基づく制
御を避けて、制御信号がその符号を変えれるよう
にするものであることと、 から成ることを特徴とする自動等化器。 2 前置ひずみ手段がTを単位時間間隔とすると
き、1/4Tの遮断周波数を有する低域フイルタ
から成ることを特徴とする特許請求の範囲第1項
に記載の自動等化器。 3 自己相関手段が、 第3入力に接続されており、前置ひずみ手段か
ら受信した信号を2つのレベルの信号に変換する
変換手段と、 変換手段に接続されており、変換手段から受信
した変換された信号を、単位時間間隔の整数倍だ
け遅延させる遅延手段と、 複数の第4入力を有しており、この第4入力の
一つが変換手段に接続されており、第4入力の他
の一つが遅延手段に接続されており、変換手段お
よび遅延手段から受信した信号に基づいて自己相
関信号を生成する生成手段と、 から成ることを特徴とする特許請求の範囲第1項
または第2項に記載の自動等化器。 4 変換手段が、前置ひずみ手段からの信号を、
前置ひずみ手段から受信した信号が正の際には1
である一つのレベルと、前置ひずみ手段から受信
した信号が負の際には0である他のレベルとの、
2つのレベルを有する信号に変換するべく構成さ
れており、 生成手段は、 第4入力の一つが変換手段に接続されており、
第4入力の他の一つが遅延手段に接続されている
排他的論理和ゲートと、 排他的論理和ゲートに接続されており、排他的
論理和ゲートから受信した論理信号を反転するイ
ンバータ手段と、 排他的論理和ゲートに接続されており、排他的
論理和ゲートから受信した論理信号を積分する第
1積分手段と、 インバータ手段に接続されており、インバータ
手段から受信した反転された論理信号を積分する
第2積分手段と、 複数の第5入力端子を有しており、この第5入
力端子の一つが第1積分手段に接続されており、
第5入力端子の他の一つが第2積分手段に接続さ
れており、第1積分手段から受信した積分された
信号と第2積分手段から受信した積分された信号
との差を得て、差信号を自己相関信号として発生
する差手段と、 から成ることを特徴とする特許請求の範囲第3項
に記載の自動等化器。 5 変換手段が、前置ひずみ手段からの信号を、
前置ひずみ手段から受信した信号が正の際には1
である一つのレベルと、前置ひずみ手段から受信
した信号が負の際には−1である他のレベルと
の、2つのレベルを有する信号に変換するべく構
成されており、 生成手段が、 第4入力の一つが変換手段に接続されており、
第4入力の他の一つが遅延手段に接続されてお
り、変換手段から受信した変換された信号と遅延
手段から受信した遅延された信号との乗算を行う
乗算器と、 乗算器に接続されており、乗算器から受信した
乗算された信号を積分し、この積分された信号を
自己相関信号として発生する積分手段と、 から成ることを特徴とする特許請求の範囲第3項
に記載の自動等化器。
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR7806953A FR2419618A1 (fr) | 1978-03-10 | 1978-03-10 | Egaliseur automatique pour transmission numerique synchrone |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS54126408A JPS54126408A (en) | 1979-10-01 |
JPH0127614B2 true JPH0127614B2 (ja) | 1989-05-30 |
Family
ID=9205621
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2681679A Granted JPS54126408A (en) | 1978-03-10 | 1979-03-09 | Automatic equalizer for digital transmission |
Country Status (11)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4243956A (ja) |
JP (1) | JPS54126408A (ja) |
BE (1) | BE874262A (ja) |
CA (1) | CA1132218A (ja) |
DE (1) | DE2908588A1 (ja) |
FR (1) | FR2419618A1 (ja) |
GB (1) | GB2016249B (ja) |
IE (1) | IE48005B1 (ja) |
IT (1) | IT1118414B (ja) |
LU (1) | LU81019A1 (ja) |
NL (1) | NL7901888A (ja) |
Families Citing this family (19)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2945332C2 (de) * | 1979-11-09 | 1982-04-22 | Nixdorf Computer Ag, 4790 Paderborn | Vorrichtung zur automatischen Entzerrung auf der Empfangsseite eines elektrischen Datenübertragungsweges |
US4592068A (en) * | 1980-12-23 | 1986-05-27 | International Standard Electric Corporation | Repeater for a digital transmission system |
DE3205875C2 (de) * | 1982-02-18 | 1984-03-08 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Einstellbare Entzerrerschaltung |
DE3241813A1 (de) * | 1982-11-11 | 1984-05-17 | Siemens Ag | Automatisch sich auf die kabellaenge einstellende entzerreranordnung |
US4583234A (en) * | 1983-08-15 | 1986-04-15 | Rockwell International Corporation | Decision feedback equalizing apparatus |
US4520489A (en) * | 1983-08-15 | 1985-05-28 | Rockwell International Corporation | Decision feedback equalizing apparatus |
JPS60116290A (ja) * | 1983-11-28 | 1985-06-22 | Victor Co Of Japan Ltd | 映像信号の雑音低減回路 |
DE3512441A1 (de) * | 1985-04-04 | 1986-10-16 | Nixdorf Computer Ag, 4790 Paderborn | Verfahren zur erzeugung eines stellsignals fuer einen entzerrer sowie schaltungsanordnung zur durchfuehrung des verfahrens |
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