JPH0127614B2 - - Google Patents
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- JPH0127614B2 JPH0127614B2 JP54026816A JP2681679A JPH0127614B2 JP H0127614 B2 JPH0127614 B2 JP H0127614B2 JP 54026816 A JP54026816 A JP 54026816A JP 2681679 A JP2681679 A JP 2681679A JP H0127614 B2 JPH0127614 B2 JP H0127614B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/04—Control of transmission; Equalising
- H04B3/06—Control of transmission; Equalising by the transmitted signal
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、伝送の分野において生まれたもので
ある。等化とは伝送路による直線ひずみの補償の
ことである。このような補償は、等化器と称する
補正回路を伝送路に挿入して、伝送信号の占有周
波数帯域において、全体の応答特性すなわち伝達
関数を平たんな振幅および直線的な位相とするこ
とによつて行われる。等化器は、例えば電話また
は電信交換回線網の伝送路の場合のような完全に
予測し難い伝送路特性に適応できるように、等化
信号によつてその可変の伝達関数を調整すると
き、自動等化器と称される。
ある。等化とは伝送路による直線ひずみの補償の
ことである。このような補償は、等化器と称する
補正回路を伝送路に挿入して、伝送信号の占有周
波数帯域において、全体の応答特性すなわち伝達
関数を平たんな振幅および直線的な位相とするこ
とによつて行われる。等化器は、例えば電話また
は電信交換回線網の伝送路の場合のような完全に
予測し難い伝送路特性に適応できるように、等化
信号によつてその可変の伝達関数を調整すると
き、自動等化器と称される。
本発明は、特に、等化信号の或る特性によつて
その値が決まるような、一つのパラメータにのみ
依存する伝達関数を有する自動等化器に関するも
のである。
その値が決まるような、一つのパラメータにのみ
依存する伝達関数を有する自動等化器に関するも
のである。
このような自動等化器は、レピータを持つケー
ブルを使用するデイジタル伝送系において、ケー
ブルの可変長さを等化するのに使用できる。特
に、フランス発明明細書第2128152号に記載され
た等化器では、等化信号のピーク値に基づく直流
電圧によつて、その可変等化回路が調節される。
ブルを使用するデイジタル伝送系において、ケー
ブルの可変長さを等化するのに使用できる。特
に、フランス発明明細書第2128152号に記載され
た等化器では、等化信号のピーク値に基づく直流
電圧によつて、その可変等化回路が調節される。
本発明の目的は、簡単な構成を有し、かつ適応
が容易に行われる同期式デイジタル伝送用の自動
等化器を提供することにある。
が容易に行われる同期式デイジタル伝送用の自動
等化器を提供することにある。
本発明によれば、上記の目的は、単位時間間隔
を有する信号を伝送するデイジタル伝送路を自動
的に等化する自動等化器であつて、該信号を受信
する第１入力、等化信号を送出する第１出力およ
び制御入力を有しており、第１入力から第１出力
までの伝達関数を、制御入力に供給される制御信
号にしたがつて変化させる変化手段と、第２入力
および第２出力を有しており、第２入力が変化手
段の第１出力に接続されており、変化手段から受
信した等化信号をひずませる前置ひずみ手段と、
第３入力および第３出力を有しており、第３入力
が前置ひずみ手段の第２出力に接続されており、
第３出力が変化手段の制御入力に接続されてお
り、前置ひずみ手段から受信したひずまされた信
号の符号と当該受信したひずまされた信号であつ
て単位時間間隔の整数倍だけ遅延された信号の符
号との自己相関をとり、この自己相関をとつた自
己相関信号を制御信号として変化手段の制御入力
に供給する自己相関手段と、前置ひずみ手段は、
その周波数特性により変化手段から受信した等化
信号をひずませて、自動等化器が最適調整からず
れたとき、極値に基づく制御を避けて、制御信号
がその符号を変えれるようにするものであること
と、から成ることを特徴とする自動等化器によつ
て達成される。
を有する信号を伝送するデイジタル伝送路を自動
的に等化する自動等化器であつて、該信号を受信
する第１入力、等化信号を送出する第１出力およ
び制御入力を有しており、第１入力から第１出力
までの伝達関数を、制御入力に供給される制御信
号にしたがつて変化させる変化手段と、第２入力
および第２出力を有しており、第２入力が変化手
段の第１出力に接続されており、変化手段から受
信した等化信号をひずませる前置ひずみ手段と、
第３入力および第３出力を有しており、第３入力
が前置ひずみ手段の第２出力に接続されており、
第３出力が変化手段の制御入力に接続されてお
り、前置ひずみ手段から受信したひずまされた信
号の符号と当該受信したひずまされた信号であつ
て単位時間間隔の整数倍だけ遅延された信号の符
号との自己相関をとり、この自己相関をとつた自
己相関信号を制御信号として変化手段の制御入力
に供給する自己相関手段と、前置ひずみ手段は、
その周波数特性により変化手段から受信した等化
信号をひずませて、自動等化器が最適調整からず
れたとき、極値に基づく制御を避けて、制御信号
がその符号を変えれるようにするものであること
と、から成ることを特徴とする自動等化器によつ
て達成される。
したがつて、本発明による自動等化器では、簡
単な構成を有した符号自己相関手段から得られる
制御信号でもつて変化手段の伝達関数を調整設定
し、これにより伝送路を自動的に等化しているた
め、伝送路の長さ等の変化に対して容易かつ迅速
に適応して等化することができる。
単な構成を有した符号自己相関手段から得られる
制御信号でもつて変化手段の伝達関数を調整設定
し、これにより伝送路を自動的に等化しているた
め、伝送路の長さ等の変化に対して容易かつ迅速
に適応して等化することができる。
次に、本発明を図面に示す実施例に基づいて説
明する。
明する。
第１図および第２図はそれぞれ本発明に係る自
動等化器１，１′を示すが、これらの自動等化器
１，１′は、点線で示す同期式デイジタル伝送路
３の出力に接続された信号入力２，２′と、等化
伝送信号を取り出す信号出力４，４′とを有して
いる。これらの自動等化器１，１′は、帰還制御
ループを備えた伝達関数変化回路１０，１０′を
含んでいる。
動等化器１，１′を示すが、これらの自動等化器
１，１′は、点線で示す同期式デイジタル伝送路
３の出力に接続された信号入力２，２′と、等化
伝送信号を取り出す信号出力４，４′とを有して
いる。これらの自動等化器１，１′は、帰還制御
ループを備えた伝達関数変化回路１０，１０′を
含んでいる。
伝達関数変化回路１０，１０′は、自動等化器
１，１′の信号入力２，２′および信号出力４，
４′と一致する信号入力および信号出力、ならび
にその伝達関数を調整する制御入力５，５′を有
している。
１，１′の信号入力２，２′および信号出力４，
４′と一致する信号入力および信号出力、ならび
にその伝達関数を調整する制御入力５，５′を有
している。
伝達関数変化回路１０，１０′は既知のもので
あり、等化する伝送路のタイプに応じて決定す
る。伝達関数変化回路１０，１０′の可変伝達関
数は、等化信号のひずみの関数である値を有する
ように調整パラメーターを調整することによつ
て、実際に使用される伝送路の伝達関数に対して
調整することができる。その詳細が、例えば、フ
ランス発明明細書第2128152号に記載されている。
この点は本発明の一部ではないので、以下で詳述
しはしない。ただ、ここでは、調整パラメーター
の値の増加は等化信号の帯域幅を増加させ、また
その逆を招き、その結果、制御信号の値は等化信
号に作用するひずみと共に増大しなければならな
いということを述べるに留める。
あり、等化する伝送路のタイプに応じて決定す
る。伝達関数変化回路１０，１０′の可変伝達関
数は、等化信号のひずみの関数である値を有する
ように調整パラメーターを調整することによつ
て、実際に使用される伝送路の伝達関数に対して
調整することができる。その詳細が、例えば、フ
ランス発明明細書第2128152号に記載されている。
この点は本発明の一部ではないので、以下で詳述
しはしない。ただ、ここでは、調整パラメーター
の値の増加は等化信号の帯域幅を増加させ、また
その逆を招き、その結果、制御信号の値は等化信
号に作用するひずみと共に増大しなければならな
いということを述べるに留める。
伝達関数変化回路１０，１０′の出力は帰還制
御ループの調整入力へと接続されるが、これらの
帰還制御ループは、前置ひずみフイルタ２０，２
０′、符号一致自己相関器３０，３０′、それに制
御の安定性を確保する修正回路１９，１９′を順
次に接続したものを含む。それらは符号一致自己
相関器３０，３０′の構成を大きく異にするけれ
ども、しかし同一の出力信号を作る。
御ループの調整入力へと接続されるが、これらの
帰還制御ループは、前置ひずみフイルタ２０，２
０′、符号一致自己相関器３０，３０′、それに制
御の安定性を確保する修正回路１９，１９′を順
次に接続したものを含む。それらは符号一致自己
相関器３０，３０′の構成を大きく異にするけれ
ども、しかし同一の出力信号を作る。
第１図に示す自動等化器１の符号一致自己相関
器３０は、以下の要素を備えている。
器３０は、以下の要素を備えている。
― 絶対リミタ１２、
― 遅延回路１３、
― ２つの入力を有し、一方は直接に、他方は遅
延回路１３を介して絶対リミタ１２の出力に接
続された加算器１４、 ― 論理インバータ回路１７、 ― 一方は直接に加算器１４の出力に接続され、
他方は論理インバータ回路１７を介して加算器
１４の出力に接続された２つの積分器１５，１
６、 ―入力が積分器１５，１６の出力に接続された差
動増幅器１８。
延回路１３を介して絶対リミタ１２の出力に接
続された加算器１４、 ― 論理インバータ回路１７、 ― 一方は直接に加算器１４の出力に接続され、
他方は論理インバータ回路１７を介して加算器
１４の出力に接続された２つの積分器１５，１
６、 ―入力が積分器１５，１６の出力に接続された差
動増幅器１８。
符号一致自己相関器３０の入力に加えられる信
号ｓ（ｔ）は絶対リミタ１２によつて受信され、
これに応答して絶対リミタ１２は、入力信号ｓ
（ｔ）が正のときはレベル１、負のときはレベル
０の論理信号u1（ｔ）を送出する。遅延回路１３
は信号u1（ｔ）を受けて、１周期τだけ信号u1
（ｔ）を遅延させる。加算器１４は排他的論理和
の論理機能を有する。加算器１４の入力の一方
は、絶対リミタ１２からの信号u1（ｔ）を受信し、
他方は、遅延回路１３によつて１周期τだけ遅延
した同じ信号を受信する。加算器１４の生成する
出力信号ｑ（ｔ）は、積分器１５に与えられる。
積分器１５の積分定数をt1とすると、積分器１５
は出力信号Ｑ（ｔ）として、 Ｑ（ｔ）＝１／t1∫t0+t1 t0ｑ（ｔ）dt ｑ（ｔ）＝０または１ を送出する。
号ｓ（ｔ）は絶対リミタ１２によつて受信され、
これに応答して絶対リミタ１２は、入力信号ｓ
（ｔ）が正のときはレベル１、負のときはレベル
０の論理信号u1（ｔ）を送出する。遅延回路１３
は信号u1（ｔ）を受けて、１周期τだけ信号u1
（ｔ）を遅延させる。加算器１４は排他的論理和
の論理機能を有する。加算器１４の入力の一方
は、絶対リミタ１２からの信号u1（ｔ）を受信し、
他方は、遅延回路１３によつて１周期τだけ遅延
した同じ信号を受信する。加算器１４の生成する
出力信号ｑ（ｔ）は、積分器１５に与えられる。
積分器１５の積分定数をt1とすると、積分器１５
は出力信号Ｑ（ｔ）として、 Ｑ（ｔ）＝１／t1∫t0+t1 t0ｑ（ｔ）dt ｑ（ｔ）＝０または１ を送出する。
信号ｑ（ｔ）はまた論理インバータ回路１７に
より反転されて、積分器１６に供給される。積分
器１６は積分器１５と同じ積分定数t1を有し、そ
の出力信号（ｔ）として、 （ｔ）＝１／t1∫t0+t1 t0（ｔ）dt を送出する。
より反転されて、積分器１６に供給される。積分
器１６は積分器１５と同じ積分定数t1を有し、そ
の出力信号（ｔ）として、 （ｔ）＝１／t1∫t0+t1 t0（ｔ）dt を送出する。
信号Ｑ（ｔ）および（ｔ）は式
（ｔ）＝１−Ｑ（ｔ）
によつて互いに関係づけられている。
差動増幅器１８の出力には
Ｒ（ｔ）＝（ｔ）−Ｑ（ｔ）＝１−2Q（ｔ） (1)
に等しい信号Ｒ（ｔ）が生じる。
第２図に示す自動等化器１′の符号一致自己相
関器３０′は、以下の要素を備えている。
関器３０′は、以下の要素を備えている。
― 入力に配置された絶対リミタ２１、
― 遅延回路２３、
― ２つの入力を有し、一方は直接に、他方は遅
延回路２３を介して絶対リミタ２１の出力に接
続された乗算器２２、 ― 乗算器２２の出力に接続された積分器２５。
延回路２３を介して絶対リミタ２１の出力に接
続された乗算器２２、 ― 乗算器２２の出力に接続された積分器２５。
符号一致自己相関器３０′の入力に供給された
信号ｓ（ｔ）は、絶対リミタ２１によつて受信さ
れ、絶対リミタ２１は、その出力に論理信号u2
（ｔ）を送出する。論理信号u2（ｔ）は、信号ｓ
（ｔ）が正のときは＋１、負のときは−１に等し
い２進信号である。信号u2（ｔ）は遅延されるこ
となしに乗算器２２の一方の入力に供給され、他
方の入力には時間τの遅延をもつて供給される。
このことにより、乗算器２２の出力には、次の
式、 ｐ（ｔ）＝１−2q（ｔ） によつて、加算器１の信号ｑ（ｔ）に関係する信
号ｐ（ｔ）を生ずる。積分時定数がt1の積分器２
５の出力は、次式 Ｐ（ｔ）＝１／t1∫t0+t1 t0ｐ（ｔ）dt ｐ（ｔ）＝±１ によつて信号ｐ（ｔ）に関係する信号Ｐ（ｔ）を送
出する。
信号ｓ（ｔ）は、絶対リミタ２１によつて受信さ
れ、絶対リミタ２１は、その出力に論理信号u2
（ｔ）を送出する。論理信号u2（ｔ）は、信号ｓ
（ｔ）が正のときは＋１、負のときは−１に等し
い２進信号である。信号u2（ｔ）は遅延されるこ
となしに乗算器２２の一方の入力に供給され、他
方の入力には時間τの遅延をもつて供給される。
このことにより、乗算器２２の出力には、次の
式、 ｐ（ｔ）＝１−2q（ｔ） によつて、加算器１の信号ｑ（ｔ）に関係する信
号ｐ（ｔ）を生ずる。積分時定数がt1の積分器２
５の出力は、次式 Ｐ（ｔ）＝１／t1∫t0+t1 t0ｐ（ｔ）dt ｐ（ｔ）＝±１ によつて信号ｐ（ｔ）に関係する信号Ｐ（ｔ）を送
出する。
信号Ｐ（ｔ）およびＱ（ｔ）は、信号ｐ（ｔ）お
よびｑ（ｔ）の上記の式と同じ式 Ｐ（ｔ）＝１−2Q（ｔ） (2) によつて、互いに関係している。
よびｑ（ｔ）の上記の式と同じ式 Ｐ（ｔ）＝１−2Q（ｔ） (2) によつて、互いに関係している。
式(1)、(2)から分かるように、第１図および第２
図に示す自動等化器１，１′の符号一致自己相関
器３０，３０′は、同じ値を持つ信号Ｒ（ｔ），Ｐ
（ｔ）を送出する。
図に示す自動等化器１，１′の符号一致自己相関
器３０，３０′は、同じ値を持つ信号Ｒ（ｔ），Ｐ
（ｔ）を送出する。
２進信号だけを処理する遅延回路１３および２
３は、ｎ段を有し、そしてｎ／τの周波数で動作
するシフトレジスタによつて実施することができ
る。ただし、ｎは整数であつて、シフトレジスタ
のコストと符号一致自己相関器３０，３０′の精
度との妥協点が得れるよう選ばれる。
３は、ｎ段を有し、そしてｎ／τの周波数で動作
するシフトレジスタによつて実施することができ
る。ただし、ｎは整数であつて、シフトレジスタ
のコストと符号一致自己相関器３０，３０′の精
度との妥協点が得れるよう選ばれる。
積分器１５，１６および２５は、時定数t1を有
する低域フイルタによつて実施できる。
する低域フイルタによつて実施できる。
第１図および第２図に示す自動等化器１，１′
において使用する前置ひずみフイルタ２０，２
０′は、それの生じさせるひずみが伝達関数変化
回路１０，１０′によつて、少くとも部分的に補
正され得るものでなければならない。前置ひずみ
フイルタ２０，２０′は、使用する伝送路の所定
長を模擬するものであると効果的である。低域フ
イルタのように動作する伝送路の場合には、前置
ひずみフイルタ２０，２０′は、後で説明するよ
うに、１／4Tに等しい遮断周波数を有する低域
フイルタによつて構成することができる。ただ
し、Ｔは、問題とする同期式デイジタル伝送での
単位時間間隔である。
において使用する前置ひずみフイルタ２０，２
０′は、それの生じさせるひずみが伝達関数変化
回路１０，１０′によつて、少くとも部分的に補
正され得るものでなければならない。前置ひずみ
フイルタ２０，２０′は、使用する伝送路の所定
長を模擬するものであると効果的である。低域フ
イルタのように動作する伝送路の場合には、前置
ひずみフイルタ２０，２０′は、後で説明するよ
うに、１／4Tに等しい遮断周波数を有する低域
フイルタによつて構成することができる。ただ
し、Ｔは、問題とする同期式デイジタル伝送での
単位時間間隔である。
修正回路１９，１９′は制御手段を安定化する
ものであつて、低域フイルタによつて実施でき
る。
ものであつて、低域フイルタによつて実施でき
る。
実験によれば、第１図および第２図を参照して
説明した自動等化器１，１′は、遅延回路１３お
よび２３の遅れτを同期式デイジタル伝送の信号
の単位時間間隔Ｔの整数倍に等しく選び、積分時
間t1を時間間隔Ｔに関して長く選んだとき、特に
適応できることが認められた。
説明した自動等化器１，１′は、遅延回路１３お
よび２３の遅れτを同期式デイジタル伝送の信号
の単位時間間隔Ｔの整数倍に等しく選び、積分時
間t1を時間間隔Ｔに関して長く選んだとき、特に
適応できることが認められた。
この性質は次の事実を示している。すなわち、
伝達関数変化回路１０，１０′を調整する制御手
段に供給される信号は、従来の自動等化器におい
て同じ目的に用いられる信号よりも、等化信号に
影響を及ぼす直線ひずみをより正確に表現してい
るという事実を示している。
伝達関数変化回路１０，１０′を調整する制御手
段に供給される信号は、従来の自動等化器におい
て同じ目的に用いられる信号よりも、等化信号に
影響を及ぼす直線ひずみをより正確に表現してい
るという事実を示している。
第１図および第２図を参照して記述した自動等
化器の動作を説明すると、符号一致自己相関器３
０，３０′の出力信号は、前置ひずみフイルタ２
０，２０′の出力信号ｓ（ｔ）の順次のゼロクロス
を隔てる時間間隔と時間間隔Ｔとの差を示してお
り、すると簡単な例から分かるように、これらの
差は、同期式デイジタル伝送信号が受ける直線ひ
ずみによつて、まず影響されるものである。
化器の動作を説明すると、符号一致自己相関器３
０，３０′の出力信号は、前置ひずみフイルタ２
０，２０′の出力信号ｓ（ｔ）の順次のゼロクロス
を隔てる時間間隔と時間間隔Ｔとの差を示してお
り、すると簡単な例から分かるように、これらの
差は、同期式デイジタル伝送信号が受ける直線ひ
ずみによつて、まず影響されるものである。
信号ｓ（ｔ）の含むゼロクロスを隔てる時間間
隔をT′とする。第２図のブロツク線図での絶対
リミタ２１の入力に与えられるこの種の信号の一
例を示すと、選ばれた時間間隔の原点をその信号
のゼロクロスにとつて、 ｓ（ｔ）＝sinπｔ／T′ で表わすことができる。
隔をT′とする。第２図のブロツク線図での絶対
リミタ２１の入力に与えられるこの種の信号の一
例を示すと、選ばれた時間間隔の原点をその信号
のゼロクロスにとつて、 ｓ（ｔ）＝sinπｔ／T′ で表わすことができる。
絶対リミタ２１の出力における信号u2（ｔ）は
u2（ｔ）＝sgns（ｔ）＝sgn sinπｔ／T′
で表わすことができる。
遅延回路２３によつて生ずる遅延τをＴに等し
くとると、乗算器２２に与えられる２つの信号は sgn sinπｔ／T′、およびsgn sinπｔ−Ｔ／T′ となる。
くとると、乗算器２２に与えられる２つの信号は sgn sinπｔ／T′、およびsgn sinπｔ−Ｔ／T′ となる。
したがつて、乗算器２２の出力信号ｐ（ｔ）は、
ｐ（ｔ）＝sgn sinπｔ／T′・sgn sinｔ−Ｔ／T′
＝sgn（sinπｔ／T′・sinπｔ−Ｔ／T′）
＝sgn（cosπｔ／T′−cosπ2t−Ｔ／T′）
である。
この式を調べると、ＴがT′に等しいときには、
括弧内は負であり、ただcosπ（2t−Ｔ）／T′＝−
１になる特定のｔのときに零になる。
括弧内は負であり、ただcosπ（2t−Ｔ）／T′＝−
１になる特定のｔのときに零になる。
この特定のｔの値を除いては、
ｐ（ｔ）＝−１
であり、それ故に任意の周期について信号ｐ（ｔ）
の平均値p′（ｔ）は−１に等しくなる。
の平均値p′（ｔ）は−１に等しくなる。
Ｔ／T′＝１のときと同じ理由によつて、Ｔ／
T′＝０、Ｔ／T′＝２のときには、信号ｐ（ｔ）の
平均値p′（ｔ）は＋１になる。
T′＝０、Ｔ／T′＝２のときには、信号ｐ（ｔ）の
平均値p′（ｔ）は＋１になる。
Ｔ／T′が整数でないときには、ｐ（ｔ）はT′の
周期関数であり、したがつてｐ（ｔ）の平均値
p′（ｔ）は、T′の整数倍の周期、特に周期T′につ
いて計算することができる。Ｔ／T′の値が整数
ではなくて、時間軸上で間隔（０、１）および
（１、２）の間にあるときには、ｐ（ｔ）の式の括
弧内はある時間の範囲では正であるので、p′（ｔ）
は−１よりも大きい。比Ｔ／T′が１から０へと
変化し、また１から２へと変化するときには、
p′（ｔ）は−１から＋１へと直線的に変化するこ
とを示すことができる。
周期関数であり、したがつてｐ（ｔ）の平均値
p′（ｔ）は、T′の整数倍の周期、特に周期T′につ
いて計算することができる。Ｔ／T′の値が整数
ではなくて、時間軸上で間隔（０、１）および
（１、２）の間にあるときには、ｐ（ｔ）の式の括
弧内はある時間の範囲では正であるので、p′（ｔ）
は−１よりも大きい。比Ｔ／T′が１から０へと
変化し、また１から２へと変化するときには、
p′（ｔ）は−１から＋１へと直線的に変化するこ
とを示すことができる。
前の計算は、単位時間間隔Ｔに関して十分に長
い積分時間t1おいて、入力信号ｓ（ｔ）の順次の
ゼロクロス間隔がすべて値T′に等しい場合にも
適用できる。したがつて、このような場合にも、
信号Ｐ（ｔ）は、前の場合の信号p′（ｔ）について
見られたと同様な変化をＴ／T′に関して辿る。
い積分時間t1おいて、入力信号ｓ（ｔ）の順次の
ゼロクロス間隔がすべて値T′に等しい場合にも
適用できる。したがつて、このような場合にも、
信号Ｐ（ｔ）は、前の場合の信号p′（ｔ）について
見られたと同様な変化をＴ／T′に関して辿る。
第３図は、T′を入力信号ｓ（ｔ）の２つの順次
のゼロクロスの時間間隔とした場合における、信
号p′（ｔ）の変化を比Ｔ／T′の関数として描いた
ものを示すと共に、また、T′をして積分時間t1に
おける入力信号ｓ（ｔ）の順次のゼロクロスを隔
てる各時間間隔の値とし、かつ該時間間隔は同一
とした場合における、信号Ｐ（ｔ）の変化を比
Ｔ／T′の関数として描いたものをも示す。
のゼロクロスの時間間隔とした場合における、信
号p′（ｔ）の変化を比Ｔ／T′の関数として描いた
ものを示すと共に、また、T′をして積分時間t1に
おける入力信号ｓ（ｔ）の順次のゼロクロスを隔
てる各時間間隔の値とし、かつ該時間間隔は同一
とした場合における、信号Ｐ（ｔ）の変化を比
Ｔ／T′の関数として描いたものをも示す。
第３図からは、信号p′（ｔ）の値は、ＴがT′に
等しいときだけその最小値となり、またＴと
T′の差の符号には無関係であることが分かる。
積分時間t1は単位時間間隔Ｔよりも長いので、こ
の性質は信号Ｐ（ｔ）の性質でもあるので、それ
故に信号Ｐ（ｔ）は、入力信号ｓ（ｔ）の順次のゼ
ロクロスを隔てる時間間隔T′がそれぞれＴに正
確に等しいときだけ、その最小値となる。信号ｐ
（ｔ）とその最小値との間の差は、時間間隔T′と
時間間隔Ｔとの間の差の平均値を絶対値で示して
いる。もつと簡単にいえば、それは入力信号ｓ
（ｔ）のゼロクロスの規則性を表わしている。
等しいときだけその最小値となり、またＴと
T′の差の符号には無関係であることが分かる。
積分時間t1は単位時間間隔Ｔよりも長いので、こ
の性質は信号Ｐ（ｔ）の性質でもあるので、それ
故に信号Ｐ（ｔ）は、入力信号ｓ（ｔ）の順次のゼ
ロクロスを隔てる時間間隔T′がそれぞれＴに正
確に等しいときだけ、その最小値となる。信号ｐ
（ｔ）とその最小値との間の差は、時間間隔T′と
時間間隔Ｔとの間の差の平均値を絶対値で示して
いる。もつと簡単にいえば、それは入力信号ｓ
（ｔ）のゼロクロスの規則性を表わしている。
同期式デイジタル伝送信号の順次のゼロクロス
の間の時間間隔の周期は、直線ひずみによつてま
ず影響されるものである。このことは簡単な場合
について、計算によつて示すことができるのであ
るが、そこで、伝送路および等化器をリンクした
ものを遮断周波数が１／2T″の矩形スペクトルを
有する理想低域フイルタとし、送信信号ｆ（ｔ）
は幅が１／2Tの矩形スペクトルを持つ弧立パル
スとした場合について考えてみる。
の間の時間間隔の周期は、直線ひずみによつてま
ず影響されるものである。このことは簡単な場合
について、計算によつて示すことができるのであ
るが、そこで、伝送路および等化器をリンクした
ものを遮断周波数が１／2T″の矩形スペクトルを
有する理想低域フイルタとし、送信信号ｆ（ｔ）
は幅が１／2Tの矩形スペクトルを持つ弧立パル
スとした場合について考えてみる。
この伝送路および等化器をリンクした理想低域
フイルタである回路のインパルス応答ｈ（ｔ）は ｈ（ｔ）＝k1sinπｔ／T″／ｔ である関数形を有する。ただし、k1は定数であ
る。
フイルタである回路のインパルス応答ｈ（ｔ）は ｈ（ｔ）＝k1sinπｔ／T″／ｔ である関数形を有する。ただし、k1は定数であ
る。
送信信号ｆ（ｔ）は
ｆ（ｔ）＝k2sinπｔ／Ｔ／ｔ
である関数形を有する。ただし、k2は定数であ
る。
る。
を有する。
等化器の出力において生じる信号ｇ（ｔ）は、
信号ｆ（ｔ）とインパルス応答ｈ（ｔ）との畳込み
積分に等しい。
信号ｆ（ｔ）とインパルス応答ｈ（ｔ）との畳込み
積分に等しい。
ｇ（ｔ）＝∫∞ -∞ｆ（τ）ｈ（ｔ−τ）dτ
したがつて、
ｇ（ｔ）＝k1k2∫∞ -∞sinπτ／Ｔ・sinπｔ−τ／T
″／τ（ｔ−τ）dτ となり、右辺の積分を計算すると、 ｇ（ｔ）＝k1k2／2t（I1＋I2＋I3＋I4） I1＝∫∞ -∞cos（πτ／Ｔ−πt／T″＋πτ／T″）
／ｔ−τdτ ＝πsinπt／Ｔ I2＝∫∞ -∞cos（πτ／Ｔ−πt／T″＋πτ／T″）
／τdτ I2＝πsinπt／T″ I3＝−∫∞ -∞cos（πτ／Ｔ＋πt／T″−πτ／T″
）／ｔ−τdτ I3＝−πsinπt／Ｔsign（π／Ｔ−π／T″） I4＝−∫∞ -∞cos（πτ／Ｔ＋πt／T″−πτ／T″
）／τdτ I4＝πsinπt／T″sign（π／Ｔ−π／T″） であるから、 ｇ（ｔ）＝k1k2／2t［πsinπt／Ｔ｛１−sign（π／Ｔ
−π／T″）｝＋πsinπt／T″｛１＋sign（π／Ｔ−π
／T″）｝］ となる。これを書き直すと、 ｇ（ｔ）＝k1k2πsinπct／ｔ ただし、 ｃ＝min（１／Ｔ、１／T″） であつて、１／Ｔと１／T″との２つの値の内の
小さな値のものをｃとする。
″／τ（ｔ−τ）dτ となり、右辺の積分を計算すると、 ｇ（ｔ）＝k1k2／2t（I1＋I2＋I3＋I4） I1＝∫∞ -∞cos（πτ／Ｔ−πt／T″＋πτ／T″）
／ｔ−τdτ ＝πsinπt／Ｔ I2＝∫∞ -∞cos（πτ／Ｔ−πt／T″＋πτ／T″）
／τdτ I2＝πsinπt／T″ I3＝−∫∞ -∞cos（πτ／Ｔ＋πt／T″−πτ／T″
）／ｔ−τdτ I3＝−πsinπt／Ｔsign（π／Ｔ−π／T″） I4＝−∫∞ -∞cos（πτ／Ｔ＋πt／T″−πτ／T″
）／τdτ I4＝πsinπt／T″sign（π／Ｔ−π／T″） であるから、 ｇ（ｔ）＝k1k2／2t［πsinπt／Ｔ｛１−sign（π／Ｔ
−π／T″）｝＋πsinπt／T″｛１＋sign（π／Ｔ−π
／T″）｝］ となる。これを書き直すと、 ｇ（ｔ）＝k1k2πsinπct／ｔ ただし、 ｃ＝min（１／Ｔ、１／T″） であつて、１／Ｔと１／T″との２つの値の内の
小さな値のものをｃとする。
上の式は、T″がＴより小さいかそれと等しい
ときに、受信信号ｇ（ｔ）が送信信号ｆ（ｔ）と同
一であることを示している。その場合には、送信
信号ｆ（ｔ）は何らのひずみを受けることがなく、
依然として単位時間間隔Ｔだけ隔たつたゼロクロ
スを有している。しかしT″がＴより大きければ、
信号ｆ（ｔ）のスペクトルの高周波の一部が失わ
れるので、信号ｆ（ｔ）はひずみを受けることに
なる。そして、そのゼロクロスの間隔は変えられ
てしまつてT″になる。
ときに、受信信号ｇ（ｔ）が送信信号ｆ（ｔ）と同
一であることを示している。その場合には、送信
信号ｆ（ｔ）は何らのひずみを受けることがなく、
依然として単位時間間隔Ｔだけ隔たつたゼロクロ
スを有している。しかしT″がＴより大きければ、
信号ｆ（ｔ）のスペクトルの高周波の一部が失わ
れるので、信号ｆ（ｔ）はひずみを受けることに
なる。そして、そのゼロクロスの間隔は変えられ
てしまつてT″になる。
前の例において、前置ひずみフイルタ２０，２
０を省略した場合をなお考察することとして、符
号一致自己相関器３０，３０′の出力に与えられ
る信号Ｐ（ｔ）（＝Ｑ（ｔ））は遮断周波数１／
2T″が１／2Tよりも大である限り、その最小値
に止どまり、遮断周波数１／2T″が１／2Tより
も小になるにしたがつて、積分期間にもはやゼロ
クロスがないときに達する最大値＋１へと、直線
的に向かうようになる。第４図は、信号Ｐ（ｔ）
の変化を遮断周波数１／2T″に関して描いたグラ
フであつて、このグラフは時間間隔Ｔに関しても
評価をしてある。
０を省略した場合をなお考察することとして、符
号一致自己相関器３０，３０′の出力に与えられ
る信号Ｐ（ｔ）（＝Ｑ（ｔ））は遮断周波数１／
2T″が１／2Tよりも大である限り、その最小値
に止どまり、遮断周波数１／2T″が１／2Tより
も小になるにしたがつて、積分期間にもはやゼロ
クロスがないときに達する最大値＋１へと、直線
的に向かうようになる。第４図は、信号Ｐ（ｔ）
の変化を遮断周波数１／2T″に関して描いたグラ
フであつて、このグラフは時間間隔Ｔに関しても
評価をしてある。
したがつて前述の計算によれば、送信信号が方
形スペクトルを有する弧立パルスであり、等化伝
送路が理想低域フイルタになるようにリンクする
ことができるものであるときは、伝送路による直
線ひずみは、受信信号の順次のゼロクロス間の時
間間隔に影響することが分かつた。
形スペクトルを有する弧立パルスであり、等化伝
送路が理想低域フイルタになるようにリンクする
ことができるものであるときは、伝送路による直
線ひずみは、受信信号の順次のゼロクロス間の時
間間隔に影響することが分かつた。
線形回路では、入力信号f1（ｔ）、f2（ｔ）に対
する出力信号をそれぞれg1（ｔ）、g2（ｔ）とする
と、任意の定数a1、a2に関して、入力信号a1f1
（ｔ）＋a2f2（ｔ）に対する出力信号はa1g1（ｔ）＋
a2g2（ｔ）である。したがつて、弧立パルスにつ
いての上述の結果は、基本パルスが順次にランダ
ムに生起する場合にも容易に拡張できることが推
測される。事実、実験およびコンピユータによる
シミユレーシヨンをも行つたが、それによれば伝
送路が物理的に実現可能な実フイルタであると
し、送信信号が単位時間間隔Ｔを有する同期式デ
イジタル信号であつて、基本パルスが順次にラン
ダムに生起して、任意のスペクトルを有するもの
としたときであつても、結果は同じであることを
確かめた。また、直線ひずみは、単位時間間隔Ｔ
と受信信号の順次のゼロクロスを隔てる時間間隔
T′との間の絶対値でとつた差に基づいて、累積
的に作用することをも示している。同じことは、
伝送路の影響により、振幅ひずみではなくて、送
信信号の周波数スペクトラムの一部に作用する群
伝搬時間ひずみを生じるときにも当て嵌まる。
する出力信号をそれぞれg1（ｔ）、g2（ｔ）とする
と、任意の定数a1、a2に関して、入力信号a1f1
（ｔ）＋a2f2（ｔ）に対する出力信号はa1g1（ｔ）＋
a2g2（ｔ）である。したがつて、弧立パルスにつ
いての上述の結果は、基本パルスが順次にランダ
ムに生起する場合にも容易に拡張できることが推
測される。事実、実験およびコンピユータによる
シミユレーシヨンをも行つたが、それによれば伝
送路が物理的に実現可能な実フイルタであると
し、送信信号が単位時間間隔Ｔを有する同期式デ
イジタル信号であつて、基本パルスが順次にラン
ダムに生起して、任意のスペクトルを有するもの
としたときであつても、結果は同じであることを
確かめた。また、直線ひずみは、単位時間間隔Ｔ
と受信信号の順次のゼロクロスを隔てる時間間隔
T′との間の絶対値でとつた差に基づいて、累積
的に作用することをも示している。同じことは、
伝送路の影響により、振幅ひずみではなくて、送
信信号の周波数スペクトラムの一部に作用する群
伝搬時間ひずみを生じるときにも当て嵌まる。
前置ひずみフイルタ２０，２０′は、信号Ｐ
（ｔ）の極値に基づいて制御を行うことの困難さ
を克服し、自動等化器１，１′が最適調整からは
ずれたとき、制御信号がその符号を正負に変えら
れるようにする。自動等化器１，１′が正確に伝
送路を補償するとき、それは、符号一致自己相関
器３０，３０′に供給される信号ｓ（ｔ）の順次の
ゼロクロスを隔てる時間間隔に変更を加えて、信
号Ｐ（ｔ）の零値を生じさせるように機能する。
第４図から分かるように、そのことは、遮断周波
数が１／4Tの低域フイルタを用いることで実現
することができる。信号Ｐ（ｔ）がその零値の正
負どちらの側へもその値を変えることができるよ
うにするには、伝達関数変化回路１０，１０′は
少なくとも部分的に前置ひずみフイルタ２０，２
０′を等化できなければならず、前置ひずみフイ
ルタ２０，２０′は急峻な遮断特性を有してはな
らない。
（ｔ）の極値に基づいて制御を行うことの困難さ
を克服し、自動等化器１，１′が最適調整からは
ずれたとき、制御信号がその符号を正負に変えら
れるようにする。自動等化器１，１′が正確に伝
送路を補償するとき、それは、符号一致自己相関
器３０，３０′に供給される信号ｓ（ｔ）の順次の
ゼロクロスを隔てる時間間隔に変更を加えて、信
号Ｐ（ｔ）の零値を生じさせるように機能する。
第４図から分かるように、そのことは、遮断周波
数が１／4Tの低域フイルタを用いることで実現
することができる。信号Ｐ（ｔ）がその零値の正
負どちらの側へもその値を変えることができるよ
うにするには、伝達関数変化回路１０，１０′は
少なくとも部分的に前置ひずみフイルタ２０，２
０′を等化できなければならず、前置ひずみフイ
ルタ２０，２０′は急峻な遮断特性を有してはな
らない。
すなわち、第４図から明らかなように、遮断周
波数が１／4Tであつて、急峻な遮断特性を有し
ない低域フイルタを前置ひずみフイルタ２０，２
０′に用いると、単位時間間隔Ｔと信号ｇ（ｔ）の
ゼロクロス時間間隔T′との間の関係がＴ／T′＝
１の場合、前置ひずみ回路２０，２０′は信号ｇ
（ｔ）をひずませて、信号Ｐ（ｔ）が零となるよう
なゼロクロス時間間隔を有する信号ｓ（ｔ）を送
出する。信号ｇ（ｔ）のゼロクロス時間間隔T′が
単位時間間隔Ｔよりも小さくなる場合には、信号
Ｐ（ｔ）は正となり、伝達関数可変回路１０，１
０′は伝送路３，３′および伝達関数変化回路１
０，１０′から成る全体の伝達関数の高域を強調
すべくパラメーターを設定調整する。信号ｇ（ｔ）
のゼロクロス時間間隔T′が単位時間間隔Ｔより
も大きくなる場合には、信号Ｐ（ｔ）は負となり、
伝達関数可変回路１０，１０′は伝送路３，３′お
よび伝達関数変化回路１０，１０′から成る全体
の伝達関数の低域を強調すべくパラメーターを設
定調整する。このパラメーター調整により、Ｔ／
T′＝１の状態が得られると、信号Ｐ（ｔ）は零と
なり、これにより自動等化が終了する。
波数が１／4Tであつて、急峻な遮断特性を有し
ない低域フイルタを前置ひずみフイルタ２０，２
０′に用いると、単位時間間隔Ｔと信号ｇ（ｔ）の
ゼロクロス時間間隔T′との間の関係がＴ／T′＝
１の場合、前置ひずみ回路２０，２０′は信号ｇ
（ｔ）をひずませて、信号Ｐ（ｔ）が零となるよう
なゼロクロス時間間隔を有する信号ｓ（ｔ）を送
出する。信号ｇ（ｔ）のゼロクロス時間間隔T′が
単位時間間隔Ｔよりも小さくなる場合には、信号
Ｐ（ｔ）は正となり、伝達関数可変回路１０，１
０′は伝送路３，３′および伝達関数変化回路１
０，１０′から成る全体の伝達関数の高域を強調
すべくパラメーターを設定調整する。信号ｇ（ｔ）
のゼロクロス時間間隔T′が単位時間間隔Ｔより
も大きくなる場合には、信号Ｐ（ｔ）は負となり、
伝達関数可変回路１０，１０′は伝送路３，３′お
よび伝達関数変化回路１０，１０′から成る全体
の伝達関数の低域を強調すべくパラメーターを設
定調整する。このパラメーター調整により、Ｔ／
T′＝１の状態が得られると、信号Ｐ（ｔ）は零と
なり、これにより自動等化が終了する。
本発明の範囲を逸脱することなく、いくつかの
構成は変更され、いくつかの手段は等価手段によ
つて置き変えることができる。特に、遅延回路１
３，２３として、その遅延が単位時間間隔Ｔの１
より大の整数倍に等しい遅延τであるものを符号
一致自己相関器に使用することができる。
構成は変更され、いくつかの手段は等価手段によ
つて置き変えることができる。特に、遅延回路１
３，２３として、その遅延が単位時間間隔Ｔの１
より大の整数倍に等しい遅延τであるものを符号
一致自己相関器に使用することができる。
第１図および第２図は本発明に係る２つの自動
化器のブロツク図、第３図および第４図は第１図
および第２図に示した等化器の特性を示す図であ
る。 １，１′……自動等化器、２，２′……信号入
力、３……伝送路、４，４′……信号出力、１０，
１０′……伝達関数変化回路、１２，２１……絶
対リミタ、１３，２３……遅延回路、１４……加
算器、１５，１６，２５……積分器、１７……論
理インバータ回路、１８……差動増幅器、１９，
１９′……修正回路、２０，２０′……前置ひずみ
フイルタ、２２……乗算器、３０，３０′……符
号一致自己相関器。
化器のブロツク図、第３図および第４図は第１図
および第２図に示した等化器の特性を示す図であ
る。 １，１′……自動等化器、２，２′……信号入
力、３……伝送路、４，４′……信号出力、１０，
１０′……伝達関数変化回路、１２，２１……絶
対リミタ、１３，２３……遅延回路、１４……加
算器、１５，１６，２５……積分器、１７……論
理インバータ回路、１８……差動増幅器、１９，
１９′……修正回路、２０，２０′……前置ひずみ
フイルタ、２２……乗算器、３０，３０′……符
号一致自己相関器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 単位時間間隔を有する信号を伝送するデイジ
タル伝送路を自動的に等化する自動等化器であつ
て、 該信号を受信する第１入力、等化信号を送出す
る第１出力および制御入力を有しており、第１入
力から第１出力までの伝達関数を、制御入力に供
給される制御信号にしたがつて変化させる変化手
段と、 第２入力および第２出力を有しており、第２入
力が変化手段の第１出力に接続されており、変化
手段から受信した等化信号をひずませる前置ひず
み手段と、 第３入力および第３出力を有しており、第３入
力が前置ひずみ手段の第２出力に接続されてお
り、第３出力が変化手段の制御入力に接続されて
おり、前置ひずみ手段から受信したひずまされた
信号の符号と当該受信したひずまされた信号であ
つて単位時間間隔の整数倍だけ遅延された信号の
符号との自己相関をとり、この自己相関をとつた
自己相関信号を制御信号として変化手段の制御入
力に供給する自己相関手段と、 前置ひずみ手段は、その周波数特性により変化
手段から受信した等化信号をひずませて、自動等
化器が最適調整からずれたとき、極値に基づく制
御を避けて、制御信号がその符号を変えれるよう
にするものであることと、 から成ることを特徴とする自動等化器。 ２ 前置ひずみ手段がＴを単位時間間隔とすると
き、１／4Tの遮断周波数を有する低域フイルタ
から成ることを特徴とする特許請求の範囲第１項
に記載の自動等化器。 ３ 自己相関手段が、 第３入力に接続されており、前置ひずみ手段か
ら受信した信号を２つのレベルの信号に変換する
変換手段と、 変換手段に接続されており、変換手段から受信
した変換された信号を、単位時間間隔の整数倍だ
け遅延させる遅延手段と、 複数の第４入力を有しており、この第４入力の
一つが変換手段に接続されており、第４入力の他
の一つが遅延手段に接続されており、変換手段お
よび遅延手段から受信した信号に基づいて自己相
関信号を生成する生成手段と、 から成ることを特徴とする特許請求の範囲第１項
または第２項に記載の自動等化器。 ４ 変換手段が、前置ひずみ手段からの信号を、
前置ひずみ手段から受信した信号が正の際には１
である一つのレベルと、前置ひずみ手段から受信
した信号が負の際には０である他のレベルとの、
２つのレベルを有する信号に変換するべく構成さ
れており、 生成手段は、 第４入力の一つが変換手段に接続されており、
第４入力の他の一つが遅延手段に接続されている
排他的論理和ゲートと、 排他的論理和ゲートに接続されており、排他的
論理和ゲートから受信した論理信号を反転するイ
ンバータ手段と、 排他的論理和ゲートに接続されており、排他的
論理和ゲートから受信した論理信号を積分する第
１積分手段と、 インバータ手段に接続されており、インバータ
手段から受信した反転された論理信号を積分する
第２積分手段と、 複数の第５入力端子を有しており、この第５入
力端子の一つが第１積分手段に接続されており、
第５入力端子の他の一つが第２積分手段に接続さ
れており、第１積分手段から受信した積分された
信号と第２積分手段から受信した積分された信号
との差を得て、差信号を自己相関信号として発生
する差手段と、 から成ることを特徴とする特許請求の範囲第３項
に記載の自動等化器。 ５ 変換手段が、前置ひずみ手段からの信号を、
前置ひずみ手段から受信した信号が正の際には１
である一つのレベルと、前置ひずみ手段から受信
した信号が負の際には−１である他のレベルと
の、２つのレベルを有する信号に変換するべく構
成されており、 生成手段が、 第４入力の一つが変換手段に接続されており、
第４入力の他の一つが遅延手段に接続されてお
り、変換手段から受信した変換された信号と遅延
手段から受信した遅延された信号との乗算を行う
乗算器と、 乗算器に接続されており、乗算器から受信した
乗算された信号を積分し、この積分された信号を
自己相関信号として発生する積分手段と、 から成ることを特徴とする特許請求の範囲第３項
に記載の自動等化器。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR7806953A FR2419618A1 (fr) | 1978-03-10 | 1978-03-10 | Egaliseur automatique pour transmission numerique synchrone |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54126408A JPS54126408A (en) | 1979-10-01 |
| JPH0127614B2 true JPH0127614B2 (ja) | 1989-05-30 |
Family
ID=9205621
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2681679A Granted JPS54126408A (en) | 1978-03-10 | 1979-03-09 | Automatic equalizer for digital transmission |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4243956A (ja) |
| JP (1) | JPS54126408A (ja) |
| BE (1) | BE874262A (ja) |
| CA (1) | CA1132218A (ja) |
| DE (1) | DE2908588A1 (ja) |
| FR (1) | FR2419618A1 (ja) |
| GB (1) | GB2016249B (ja) |
| IE (1) | IE48005B1 (ja) |
| IT (1) | IT1118414B (ja) |
| LU (1) | LU81019A1 (ja) |
| NL (1) | NL7901888A (ja) |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2945332C2 (de) * | 1979-11-09 | 1982-04-22 | Nixdorf Computer Ag, 4790 Paderborn | Vorrichtung zur automatischen Entzerrung auf der Empfangsseite eines elektrischen Datenübertragungsweges |
| US4592068A (en) * | 1980-12-23 | 1986-05-27 | International Standard Electric Corporation | Repeater for a digital transmission system |
| DE3205875C2 (de) * | 1982-02-18 | 1984-03-08 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Einstellbare Entzerrerschaltung |
| DE3241813A1 (de) * | 1982-11-11 | 1984-05-17 | Siemens Ag | Automatisch sich auf die kabellaenge einstellende entzerreranordnung |
| US4583234A (en) * | 1983-08-15 | 1986-04-15 | Rockwell International Corporation | Decision feedback equalizing apparatus |
| US4520489A (en) * | 1983-08-15 | 1985-05-28 | Rockwell International Corporation | Decision feedback equalizing apparatus |
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