JPS641980B2 - - Google Patents
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- JPS641980B2 JPS641980B2 JP56031608A JP3160881A JPS641980B2 JP S641980 B2 JPS641980 B2 JP S641980B2 JP 56031608 A JP56031608 A JP 56031608A JP 3160881 A JP3160881 A JP 3160881A JP S641980 B2 JPS641980 B2 JP S641980B2
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- tap gain
- gain
- circuit
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は受信信号中に周期的に存在する基準信
号波形を利用して、伝送系の線形歪を受信側で自
動的に等化する自動等化器に関する。
号波形を利用して、伝送系の線形歪を受信側で自
動的に等化する自動等化器に関する。
この種の自動等化器の一つの応用例として、テ
レビジヨン受像機におけるゴースト消去装置が知
られている。第１図はタツプ利得可変のタツプ付
遅延線フイルタを用いたゴースト消去装置の公知
例を示したもので、基準信号波形としてビデオ信
号中に含まれる垂直同期波形の前縁（第３ライン
から第４ラインに移る部分）の微分波形を用いた
ものである。
レビジヨン受像機におけるゴースト消去装置が知
られている。第１図はタツプ利得可変のタツプ付
遅延線フイルタを用いたゴースト消去装置の公知
例を示したもので、基準信号波形としてビデオ信
号中に含まれる垂直同期波形の前縁（第３ライン
から第４ラインに移る部分）の微分波形を用いた
ものである。
第１図において１はタツプ利得可変のタツプ付
遅延線フイルタであり、タツプ付遅延素子１ａと
加重回路１ｂおよび加算回路１ｃよりなる。タツ
プ付遅延素子１ａのタツプ間の遅延時間（Ｔ）は
入力ビデオ信号の最高周波数の２倍の逆数より小
さい値、例えば0.1μsに選ぶ。タツプ総数は消去
しようとするゴーストの遅れ時間の範囲に応じて
決定する。これらのタツプのうち、入力信号が相
対的な時間遅れＯで通過するタツプを主タツプと
称する。この主タツプの出力は２分岐され、一方
は直接加算回路１ｃに直接入力される。他方は加
重回路１ｂでタツプ利得C0を乗ぜられた後、加
算回路１ｃに入力される。主タツプの前方（相対
遅延が負の方向）にはＭ個のタツプ（タツプ利得
C-M、C-M+1、…C-1）が、また後方（相対遅延が
正の方向）にはＮ個のタツプ（タツプ利得C1、
C2…CN）が存在する。このようなタツプ付遅延
線フイルタ１において、各タツプのタツプ利得
（C-M、…、C0、…、CN）を適切な値に設定すれ
ば、入力端子２０において存在したゴーストが出
力端子３０においては実質的に消去される。この
タツプ利得を自動制御して、結果的に出力のゴー
スト成分を最小化するには次のようにする。
遅延線フイルタであり、タツプ付遅延素子１ａと
加重回路１ｂおよび加算回路１ｃよりなる。タツ
プ付遅延素子１ａのタツプ間の遅延時間（Ｔ）は
入力ビデオ信号の最高周波数の２倍の逆数より小
さい値、例えば0.1μsに選ぶ。タツプ総数は消去
しようとするゴーストの遅れ時間の範囲に応じて
決定する。これらのタツプのうち、入力信号が相
対的な時間遅れＯで通過するタツプを主タツプと
称する。この主タツプの出力は２分岐され、一方
は直接加算回路１ｃに直接入力される。他方は加
重回路１ｂでタツプ利得C0を乗ぜられた後、加
算回路１ｃに入力される。主タツプの前方（相対
遅延が負の方向）にはＭ個のタツプ（タツプ利得
C-M、C-M+1、…C-1）が、また後方（相対遅延が
正の方向）にはＮ個のタツプ（タツプ利得C1、
C2…CN）が存在する。このようなタツプ付遅延
線フイルタ１において、各タツプのタツプ利得
（C-M、…、C0、…、CN）を適切な値に設定すれ
ば、入力端子２０において存在したゴーストが出
力端子３０においては実質的に消去される。この
タツプ利得を自動制御して、結果的に出力のゴー
スト成分を最小化するには次のようにする。
まず、入力端子２０を経てタツプ付遅延線フイ
ルタ１に導入されたビデオ信号のうち、主タツプ
に現れる相対遅延Ｏの信号がタイミング回路１１
に導入され、これによつてタイミング回路１１で
系の時間基準が設定される。この時間基準は、主
タツプの出力信号の垂直同期波形前縁の微分波形
のピーク位置が時間原点（ｔ＝０）になるように
設定される。タイミング回路１１では更にこのｔ
＝０を基準点とする周期Ｔのクロツクが作られ
る。
ルタ１に導入されたビデオ信号のうち、主タツプ
に現れる相対遅延Ｏの信号がタイミング回路１１
に導入され、これによつてタイミング回路１１で
系の時間基準が設定される。この時間基準は、主
タツプの出力信号の垂直同期波形前縁の微分波形
のピーク位置が時間原点（ｔ＝０）になるように
設定される。タイミング回路１１では更にこのｔ
＝０を基準点とする周期Ｔのクロツクが作られ
る。
基準波形発生回路３は、元来ゴーストが一切存
在しなかつたと仮定したときの垂直同期波形の微
分波形に相当する理想的な基準波形ｒ（ｔ）を発
生する回路で、例えばインパルス発生回路と
LPFとで構成される。そしてここで発生した基
準波形ｒ（ｔ）のピークは、タイミング回路１１
で設定されたｔ＝０に正確に対応している。
在しなかつたと仮定したときの垂直同期波形の微
分波形に相当する理想的な基準波形ｒ（ｔ）を発
生する回路で、例えばインパルス発生回路と
LPFとで構成される。そしてここで発生した基
準波形ｒ（ｔ）のピークは、タイミング回路１１
で設定されたｔ＝０に正確に対応している。
タツプ付遅延線フイルタ１を通過したビデオ信
号は出力端子３０に出力されると共に、微分回路
２を経て差回路４に導入される。この微分回路２
の出力をｙ（ｔ）とする。なお、主タツプの出力
信号を微分した波形は直接現れないが、この波形
をｘ（ｔ）とし、以後入力波形と称する。また、
ｙ（ｔ）を出力波形と称する。差回路４では出力
波形ｙ（ｔ）から基準波形ｒ（ｔ）が差し引かれ、
誤差波形ｅ（ｔ）として出力される。
号は出力端子３０に出力されると共に、微分回路
２を経て差回路４に導入される。この微分回路２
の出力をｙ（ｔ）とする。なお、主タツプの出力
信号を微分した波形は直接現れないが、この波形
をｘ（ｔ）とし、以後入力波形と称する。また、
ｙ（ｔ）を出力波形と称する。差回路４では出力
波形ｙ（ｔ）から基準波形ｒ（ｔ）が差し引かれ、
誤差波形ｅ（ｔ）として出力される。
ｘ（ｔ），ｙ（ｔ），ｅ（ｔ）の関係を数式で表現
すると次のようになる。
すると次のようになる。
ｙ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋N
〓i=-M
Ciｘ（ｔ−iT） ……(1)
ｅ（ｔ）＝ｙ（ｔ）−ｒ（ｔ） ……(2)
第１図の自動等化器は、誤差波形ｅ（ｔ）つま
り残留ゴーストをできるだけ小さくする方向、換
言すればタツプ付遅延線フイルタ１の出力に現れ
る信号の歪を最小化する方向にタツプ利得｛Ci｝
（ｉ＝−Ｍ、…、Ｎ）を修正するように動作する。
り残留ゴーストをできるだけ小さくする方向、換
言すればタツプ付遅延線フイルタ１の出力に現れ
る信号の歪を最小化する方向にタツプ利得｛Ci｝
（ｉ＝−Ｍ、…、Ｎ）を修正するように動作する。
差回路４の出力である誤差波形ｅ（ｔ）は、
Ａ／Ｄ変換器５で符号化される。Ａ／Ｄ変換器５
にはタイミング回路１１より周期Ｔのサンプリン
グクロツクが供給されている。ｔ＝kTなる時刻
にサンプリングされた誤差波形ｅ（ｔ）のサンプ
ル値ｅ（kT）をekと略記する。（以後xk、yk、rk
等も同様の意味に用いる）ekは係数回路６で負の
定数−αを乗ぜられた後、加算回路７の一方の入
力端子に供給される。
Ａ／Ｄ変換器５で符号化される。Ａ／Ｄ変換器５
にはタイミング回路１１より周期Ｔのサンプリン
グクロツクが供給されている。ｔ＝kTなる時刻
にサンプリングされた誤差波形ｅ（ｔ）のサンプ
ル値ｅ（kT）をekと略記する。（以後xk、yk、rk
等も同様の意味に用いる）ekは係数回路６で負の
定数−αを乗ぜられた後、加算回路７の一方の入
力端子に供給される。
タツプ利得メモリ８は（Ｍ＋Ｎ＋１）ワードの
デイジタルメモリであり、タツプ利得｛Ck｝（−
ＭｋＮ）を収納している。このメモリ８から
｛Ck｝がC-M、C-M+1…の順に読み出され、加算回
路７の他方の入力端子に供給される。加算回路７
では次式で表されるデイジタル演算が行なわれ
る。
デイジタルメモリであり、タツプ利得｛Ck｝（−
ＭｋＮ）を収納している。このメモリ８から
｛Ck｝がC-M、C-M+1…の順に読み出され、加算回
路７の他方の入力端子に供給される。加算回路７
では次式で表されるデイジタル演算が行なわれ
る。
Cn k＝Cn k−αek、−ＭｋＮ …(3)
ここで、Cn k、Cn+1 kは第ｎフイールド、第（ｎ＋
１）フイールドでの修正が行なわれた後のCkの
値を意味する。第（ｎ＋１）フイールドでは
｛Cn k｝は式(3)に従つて修正されて｛Cn+1 k｝となり、
あらためてタツプ利得メモリ８に収納される。
１）フイールドでの修正が行なわれた後のCkの
値を意味する。第（ｎ＋１）フイールドでは
｛Cn k｝は式(3)に従つて修正されて｛Cn+1 k｝となり、
あらためてタツプ利得メモリ８に収納される。
修正されたタツプ利得｛Ck｝は、次のフイー
ルドの最初にスイツチ９を介してタツプ利得保持
回路１０に転送され、１フイールドの間一定の値
に保持される。
ルドの最初にスイツチ９を介してタツプ利得保持
回路１０に転送され、１フイールドの間一定の値
に保持される。
以上の動作をフイールド毎（垂直同期波形が到
来する度）に繰返せば、式(2)のｅ（ｔ）が次第に
小さくなる方向に｛Ck｝の値が自動的に修正さ
れる。
来する度）に繰返せば、式(2)のｅ（ｔ）が次第に
小さくなる方向に｛Ck｝の値が自動的に修正さ
れる。
式(3)で表される制御が安定に収束すれば、
｛Ck｝は一定値に収束するから、そのとき必然的
に｛ek｝はすべて０になる。このことから式(3)で
表されるタツプ利得修正制御は、「ゼロ・フオー
シング・アルゴリズム」と呼ばれている。
｛Ck｝は一定値に収束するから、そのとき必然的
に｛ek｝はすべて０になる。このことから式(3)で
表されるタツプ利得修正制御は、「ゼロ・フオー
シング・アルゴリズム」と呼ばれている。
このゼロ・フオーシング・アルゴリズムの最大
の問題点は、制御の収束性である。このことを数
式を用いて説明する。
の問題点は、制御の収束性である。このことを数
式を用いて説明する。
式(3)に式(1)および式(2)を代入して次式を得る。
Cn+1 k＝Cn k−α｛xk＋N
〓i=-M
Cn ixk-i−rk｝−ＭｋＮ
…(4) 上式の両辺にフーリエ変換を施して、周波数領
域の表現に書き直すと、 Cn+1 (j〓)＝Cn (j〓)−α｛Cn (j〓)Ｘ（jω）＋Ｘ（jω
）−Ｒ（jω）｝
…(5) となる。ここでＣ（jω）、Ｘ（jω）、Ｒ（jω）はそ
れ
ぞれ時系列｛Ck｝、｛xk｝、｛rk｝のフーリエ変換
で、例えば Ｃ（jω）＝∞ 〓k=-∞ Ckε-jk〓T ……(6) である。
…(4) 上式の両辺にフーリエ変換を施して、周波数領
域の表現に書き直すと、 Cn+1 (j〓)＝Cn (j〓)−α｛Cn (j〓)Ｘ（jω）＋Ｘ（jω
）−Ｒ（jω）｝
…(5) となる。ここでＣ（jω）、Ｘ（jω）、Ｒ（jω）はそ
れ
ぞれ時系列｛Ck｝、｛xk｝、｛rk｝のフーリエ変換
で、例えば Ｃ（jω）＝∞ 〓k=-∞ Ckε-jk〓T ……(6) である。
式(5)は次のように変形される。
Cn+1 (j〓)＝｛１−αX（jω）｝
Cn (j〓)−α｛ｘ（jω）−Ｒ（jω）｝……(7)
この漸化式が収束するための必要十分条件は
｜１−αX（jω）｜＜１ ……(8)
である。
ここで入力波形の電圧スペクトルＸ（jω）の形
状について考察する。入力波形｛xk｝は垂直同期
波形の微分波形であるから、ｔ＝０の近傍ではお
よそ第２図ａのような形状をしている。これをフ
ーリエ変換したＸ（jω）の実数部は第２図ｂのよ
うな形になる。サンプリング周波数１／Ｔはもと
もと入力信号の最高周波数の２倍より高くとつて
あるから、Ｘ（jω）はω＝π／Ｔの近傍では０で
ある。Ｘ（jω）が非ゼロの周波数範囲でその位相
が−π／２〜π／２の範囲におさまつていれば式
(8)は満足されるが、Ｘ（jω）の位相がそうなつて
いるという保証はない。送受信フイルタの特性や
近接ゴーストのあり方によつては、第２図ｂのよ
うにRe｛Ｘ（jω）｝＜０なる周波数領域が現われる
ことがある。このようなときにはタツプ利得系列
｛Ck｝は高域成分を強調するように、正負正負…
という繰返しパターンをとりながら、その絶対値
が次第に成長し、発散していく。
状について考察する。入力波形｛xk｝は垂直同期
波形の微分波形であるから、ｔ＝０の近傍ではお
よそ第２図ａのような形状をしている。これをフ
ーリエ変換したＸ（jω）の実数部は第２図ｂのよ
うな形になる。サンプリング周波数１／Ｔはもと
もと入力信号の最高周波数の２倍より高くとつて
あるから、Ｘ（jω）はω＝π／Ｔの近傍では０で
ある。Ｘ（jω）が非ゼロの周波数範囲でその位相
が−π／２〜π／２の範囲におさまつていれば式
(8)は満足されるが、Ｘ（jω）の位相がそうなつて
いるという保証はない。送受信フイルタの特性や
近接ゴーストのあり方によつては、第２図ｂのよ
うにRe｛Ｘ（jω）｝＜０なる周波数領域が現われる
ことがある。このようなときにはタツプ利得系列
｛Ck｝は高域成分を強調するように、正負正負…
という繰返しパターンをとりながら、その絶対値
が次第に成長し、発散していく。
ゼロ・フオーシング・アルゴリズムのかかる問
題点を回避する方策として、従来、「リーク積分」
と呼ばれる制御方式が用いられる。これは式(4)に
よる制御の代りに、次式のようにCn kを１フイー
ルド間に微少量βCn kだけリークさせてから、次式
の修正を行うものである。
題点を回避する方策として、従来、「リーク積分」
と呼ばれる制御方式が用いられる。これは式(4)に
よる制御の代りに、次式のようにCn kを１フイー
ルド間に微少量βCn kだけリークさせてから、次式
の修正を行うものである。
Cn+1 k＝（１−β）Cn k−α｛xk＋N
〓i=-M
（１−β）Cn ixk-i−rk｝、−ＭｋＮ ……(9)
式(9)の制御が収束するための必要十分条件は
（１−α）｜１−αX（jω）｜＜１（β≧０） …(10)
となるから、上式が満足される程度にβを大きく
選べば、仮にRe｛ｘ（jω）｝に負の領域があつて
も、系は安定に収束する。
選べば、仮にRe｛ｘ（jω）｝に負の領域があつて
も、系は安定に収束する。
リーク積分を導入することによつて、ゼロ・フ
オーシングアルゴリズムでも安定なタツプ利得修
正制御が可能となるが、従来のリーク積分方式に
は次のような欠陥があつた。
オーシングアルゴリズムでも安定なタツプ利得修
正制御が可能となるが、従来のリーク積分方式に
は次のような欠陥があつた。
リーク積分を導入したゼロフオーシング・アル
ゴリズムが安定に収束し、｛Cn k｝が最終値に達し
た状態を考える。こと時の｛Cn k｝を｛Ck｝とす
ると、式(9)から βCk＋α（１−β）N 〓i=-M Cixk-i＝α（rk−xk） …(11) であり、これをフーリエ変換すると、 Ｃ（jω）＝Ｒ（jω）−Ｘ（jω）／α／β＋（１−β
）Ｘ（jω）…(12) 誤差波形｛ek｝のフーリエ変換は Ｅ（jω）＝（１−β）Ｃ（jω）Ｘ（jω） ＋Ｘ（jω）−Ｒ（jω） ＝Ｘ（jω）−Ｒ（jω）／１＋α／β（１−β）
Ｘ（jω） ＝Ｘ（jω）−Ｒ（jω）／１＋AX（jω）……（1
3） ただしＡ＝α／β（１−β） ……（14） となる。ここでＡは制御系のループ利得と呼ば
れ、リークβと比例定数αできまる。
ゴリズムが安定に収束し、｛Cn k｝が最終値に達し
た状態を考える。こと時の｛Cn k｝を｛Ck｝とす
ると、式(9)から βCk＋α（１−β）N 〓i=-M Cixk-i＝α（rk−xk） …(11) であり、これをフーリエ変換すると、 Ｃ（jω）＝Ｒ（jω）−Ｘ（jω）／α／β＋（１−β
）Ｘ（jω）…(12) 誤差波形｛ek｝のフーリエ変換は Ｅ（jω）＝（１−β）Ｃ（jω）Ｘ（jω） ＋Ｘ（jω）−Ｒ（jω） ＝Ｘ（jω）−Ｒ（jω）／１＋α／β（１−β）
Ｘ（jω） ＝Ｘ（jω）−Ｒ（jω）／１＋AX（jω）……（1
3） ただしＡ＝α／β（１−β） ……（14） となる。ここでＡは制御系のループ利得と呼ば
れ、リークβと比例定数αできまる。
いま、入力信号Ｘ（jω）は送信側ではＲ（jω）
であつた信号に、歪（ゴースト）Ｇ（jω）が加わ
つて Ｘ（jω）＝Ｒ（jω）｛１＋Ｇ（jω）｝ ……（15） なる形で受信されたものであると仮定すると、式
（13）は次のようになる。
であつた信号に、歪（ゴースト）Ｇ（jω）が加わ
つて Ｘ（jω）＝Ｒ（jω）｛１＋Ｇ（jω）｝ ……（15） なる形で受信されたものであると仮定すると、式
（13）は次のようになる。
Ｅ（jω）＝Ｒ（jω）Ｇ（jω）／１＋AR（jω）｛１
＋Ｇ（jω）｝Ｇ（jω）／Ａ｛１＋Ｇ（jω）｝（Ａ
≫１）……（16） すなわち、自動等化器によつて歪成分（ゴース
ト成分）はほぼ１／Ａに圧縮される。リークが無
ければループ利得Ａは無限大であるから、自動等
化器出力での残留歪は完全に０である。しかしリ
ークがある場合には、リークが大きくなると共
に、ループ利得が減少し、これに従つて残留歪が
増大する。
＋Ｇ（jω）｝Ｇ（jω）／Ａ｛１＋Ｇ（jω）｝（Ａ
≫１）……（16） すなわち、自動等化器によつて歪成分（ゴース
ト成分）はほぼ１／Ａに圧縮される。リークが無
ければループ利得Ａは無限大であるから、自動等
化器出力での残留歪は完全に０である。しかしリ
ークがある場合には、リークが大きくなると共
に、ループ利得が減少し、これに従つて残留歪が
増大する。
このように従来のリーク積分方式には、タツプ
利得制御系の安定性を確保することの代償とし
て、等化後の残留歪の増大が不可避であるとう欠
陥があつた。
利得制御系の安定性を確保することの代償とし
て、等化後の残留歪の増大が不可避であるとう欠
陥があつた。
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、タ
ツプ利得制御系の安定性を確保しながら、等化後
の残留歪の増大を招くことのほとんど無い自動等
化器を提供するものである。
ツプ利得制御系の安定性を確保しながら、等化後
の残留歪の増大を招くことのほとんど無い自動等
化器を提供するものである。
以下、この発明を図面を参照して詳細に説明す
る。
る。
第３図は本発明の実施例の全体的な構成を示し
たもので、そのほとんどの部分は第１図と共通で
ある。従つて第３図において、第１図との共通部
分については同一番号を付して示し、その詳細な
説明は省略する。第３図において新たに付加され
た部分はバツフアメモリ１２、加重回路１３、お
よび加算回路１４から構成されるタツプ利得変換
回路１５である。
たもので、そのほとんどの部分は第１図と共通で
ある。従つて第３図において、第１図との共通部
分については同一番号を付して示し、その詳細な
説明は省略する。第３図において新たに付加され
た部分はバツフアメモリ１２、加重回路１３、お
よび加算回路１４から構成されるタツプ利得変換
回路１５である。
バツフアメモリ１２は一例として５段のシフト
レジスタから成り、タツプ利得８の内容の一部を
重複して記憶するものである。いま第ｎフイール
ドにおけるタツプ利得の修正が進行中であり、第
ｋタツプのタツプ利得値Cn kがこれから修正を施
されようとしているタイミングであるとする。こ
の時タツプ利得メモリ８の左から３段目のセルに
はCn k+2が入つているが、これが読み出されてバツ
フア・メモリ１の左端のセルに書き込まれる。こ
の時点では、バツフア・メモリ１２の各段のセル
には右から順に、既にCn k-2、Cn k-1、Cn k、Ｃｎｋ＋
１が書き込まれている。加重回路１３の係数は右
から順にf-2、f-1、f-0、f1、f2とする。バツフ
ア・メモリ１２の各段出力は加重回路１３を経て
加算回路１４に入力される。従つて加算回路１４
の出力Cn kは Cn k＝2 〓j=-2 fjCn k+j …（17） であり、これがタツプ利得変換回路１５の変換特
性を表わす演算式となる。
レジスタから成り、タツプ利得８の内容の一部を
重複して記憶するものである。いま第ｎフイール
ドにおけるタツプ利得の修正が進行中であり、第
ｋタツプのタツプ利得値Cn kがこれから修正を施
されようとしているタイミングであるとする。こ
の時タツプ利得メモリ８の左から３段目のセルに
はCn k+2が入つているが、これが読み出されてバツ
フア・メモリ１の左端のセルに書き込まれる。こ
の時点では、バツフア・メモリ１２の各段のセル
には右から順に、既にCn k-2、Cn k-1、Cn k、Ｃｎｋ＋
１が書き込まれている。加重回路１３の係数は右
から順にf-2、f-1、f-0、f1、f2とする。バツフ
ア・メモリ１２の各段出力は加重回路１３を経て
加算回路１４に入力される。従つて加算回路１４
の出力Cn kは Cn k＝2 〓j=-2 fjCn k+j …（17） であり、これがタツプ利得変換回路１５の変換特
性を表わす演算式となる。
式（17）のCn kが式(3)右辺のCn kの代りに用いら
れて、タツプ利得修正手段である加算回路７で
は、Cn+1 k＝Cn k−αek …（18） なる演算によつてタツプ利得の修正が行なわれ
る。
れて、タツプ利得修正手段である加算回路７で
は、Cn+1 k＝Cn k−αek …（18） なる演算によつてタツプ利得の修正が行なわれ
る。
上式に基づいたタツプ利得修正制御が行われた
時の制御の収束性と、残留誤差の大きさについて
検討する。
時の制御の収束性と、残留誤差の大きさについて
検討する。
式（18）に式(1)、(2)、（17）を代入すると、次
式（18）′となる。
式（18）′となる。
Cn+1 k＝2
〓j=-2
fjCn k+j−α｛N
〓i=-M
Cn ixk-i＋xk−rk｝
…（18）′ 式（18）′の両辺のフーリエ変換をとると次の
ようになる。
…（18）′ 式（18）′の両辺のフーリエ変換をとると次の
ようになる。
Cn+1 (j〓)＝｛Ｆ（jω）−αX（jω）｝
Cn (j〓)−α｛Ｘ（jω）−Ｒ（jω）｝ …（19）
ここで、Ｆ（jω）は時系列｛f-2、f-1、f0、f1、
f2｝のフーリエ変換である。式（19）なる漸化式
が収束するための必要十分条件は ｜Ｆ（jω）−αX（jω）｜＜１ …（20） である。
f2｝のフーリエ変換である。式（19）なる漸化式
が収束するための必要十分条件は ｜Ｆ（jω）−αX（jω）｜＜１ …（20） である。
Ｘ（jω）はおおよそ第２図に示したような形状
であるから、Ｆ（jω）を第５図に示したように、
低域では伝達利得１で、高域では伝達利得が１よ
り小さいような形状に選び、かつαを余り大きく
とらなければ、式（20）は容易に満足させること
ができる。第５図に示すようなＦ（jω）は例えば
f0＝0.92、f-1＝f1＝0.05、f-2＝f2＝−0.01に設定
することによつて実現される。
であるから、Ｆ（jω）を第５図に示したように、
低域では伝達利得１で、高域では伝達利得が１よ
り小さいような形状に選び、かつαを余り大きく
とらなければ、式（20）は容易に満足させること
ができる。第５図に示すようなＦ（jω）は例えば
f0＝0.92、f-1＝f1＝0.05、f-2＝f2＝−0.01に設定
することによつて実現される。
次に系が収束した時の残留誤差を計算する。タ
ツプ利得の収束値のフーリエ変換をＣ（jω）とす
ると、式（19）から Ｃ（jω）＝α｛Ｒ（jω）−Xj（ω）｝／１−Ｆ（jω
）＋αX（jω）…（21） である。これから残留誤差のフーリエ変換Ｅ
（jω）は Ｅ（jω）＝Ｃ（jω）Ｘ（jω）＋Ｘ（jω）−Ｒ（jω
） ＝Ｘ（jω）−Ｒ（jω）／１＋αX（jω）／１−
Ｆ（jω） ＝Ｘ（jω）−Ｒ（jω）／１＋BX（jω）……（2
2） ただしＢ＝α／１−Ｆ（jω） ……（23） となる。
ツプ利得の収束値のフーリエ変換をＣ（jω）とす
ると、式（19）から Ｃ（jω）＝α｛Ｒ（jω）−Xj（ω）｝／１−Ｆ（jω
）＋αX（jω）…（21） である。これから残留誤差のフーリエ変換Ｅ
（jω）は Ｅ（jω）＝Ｃ（jω）Ｘ（jω）＋Ｘ（jω）−Ｒ（jω
） ＝Ｘ（jω）−Ｒ（jω）／１＋αX（jω）／１−
Ｆ（jω） ＝Ｘ（jω）−Ｒ（jω）／１＋BX（jω）……（2
2） ただしＢ＝α／１−Ｆ（jω） ……（23） となる。
式（22）をリーク積分制御の場合の式（13）と
対比させると本発明の効果が明瞭になる。式
（22）におけるＢは、式（13）におけるＡと同様、
制御系のループ利得を意味するが、Ａが周波数に
無関係な定数であるのに対し、Ｂは式（23）から
明らかなように周波数依存性を有する。Ｆ（jω）
の周波数特性を、さきに述べたように低域では
１、高域では１より小さいように低域通過形に選
べば、ループ利得Ｂは低域では無限大、高域で有
限となる。高域でのＦ（jω）の値は、式（20）を
満足させればよいわけであるから、リーク積分制
御における（１−β）とほぼ同じ程度の値にとれ
ばよい。すなわち、本発明におけるループ利得Ｂ
と、リーク積分方式におけるループ利得Ａとは、
高域ではほとんど同じであるにもかかわらず、低
域では両者には差異が生じ、Ａは高域におけるの
と同じ値をとるのに対し、Ｂは低域では無限大に
なる。
対比させると本発明の効果が明瞭になる。式
（22）におけるＢは、式（13）におけるＡと同様、
制御系のループ利得を意味するが、Ａが周波数に
無関係な定数であるのに対し、Ｂは式（23）から
明らかなように周波数依存性を有する。Ｆ（jω）
の周波数特性を、さきに述べたように低域では
１、高域では１より小さいように低域通過形に選
べば、ループ利得Ｂは低域では無限大、高域で有
限となる。高域でのＦ（jω）の値は、式（20）を
満足させればよいわけであるから、リーク積分制
御における（１−β）とほぼ同じ程度の値にとれ
ばよい。すなわち、本発明におけるループ利得Ｂ
と、リーク積分方式におけるループ利得Ａとは、
高域ではほとんど同じであるにもかかわらず、低
域では両者には差異が生じ、Ａは高域におけるの
と同じ値をとるのに対し、Ｂは低域では無限大に
なる。
テレビジヨン受像機におけるゴースト消去の場
合について言えば、ビデオ信号のパワー・スペク
トルの大部分は比較的低域の方に集中しているの
で、残留ゴーストについても低域成分の消え残り
が目につきやすい。このことからゴースト消去性
能は低域において特に優れていることが望まし
い。本発明の自動等化器はこの要求に極めて適確
に応えうるものであつて、低域成分に関しては残
留ゴーストを完全に０にすることができる。
合について言えば、ビデオ信号のパワー・スペク
トルの大部分は比較的低域の方に集中しているの
で、残留ゴーストについても低域成分の消え残り
が目につきやすい。このことからゴースト消去性
能は低域において特に優れていることが望まし
い。本発明の自動等化器はこの要求に極めて適確
に応えうるものであつて、低域成分に関しては残
留ゴーストを完全に０にすることができる。
このように本発明によれば、タツプ利得制御系
の安定性を確保しながら、等化後の残留歪、とり
わけそのうちの低域成分を極めて小さくした自動
等化器を実現することができる。
の安定性を確保しながら、等化後の残留歪、とり
わけそのうちの低域成分を極めて小さくした自動
等化器を実現することができる。
第４図は本発明の他の実施例を示したものであ
る。第３図と異なるのはタツプ付遅延線フイルタ
１の後方タツプ（C1〜CN）が巡回形接続になつ
ている点である。このような巡回形フイルタの場
合には、タツプ利得制御系の安定性とは別に、フ
イルタとしての安定性の問題が新たに生じる。す
なわち巡回形フイルタではタツプ利得の絶対値和
が１未満であれば安定であるが、これが１をこえ
るとフイルタ自体が不安定になりうる。従つてタ
ツプ利得修正制御系がたとえ発散しなくても、例
えばタツプ利得が正負正負…パターンで、ある大
きさに達すると、フイルタの発振が生じ、それ以
後は自動等化器としての機能を果さなくなる。第
４図のような巡回形構成の場合には、このような
正負正負パターンタツプ利得の成長を第３図の構
成の場合にくらべてより小さく抑えなければなら
ない。リーク積分方式においてはそのためにβの
値をより大きく選ばねばならず、その結果低域で
の残留ゴーストの増大を招く。これに対して本発
明を適用した第４図の構成の場合には、前述した
ように高域でのゴースト消去性能はリーク積分方
式の場合と同程度であるが、低域においては残留
ゴーストを完全に０にすることができる。
る。第３図と異なるのはタツプ付遅延線フイルタ
１の後方タツプ（C1〜CN）が巡回形接続になつ
ている点である。このような巡回形フイルタの場
合には、タツプ利得制御系の安定性とは別に、フ
イルタとしての安定性の問題が新たに生じる。す
なわち巡回形フイルタではタツプ利得の絶対値和
が１未満であれば安定であるが、これが１をこえ
るとフイルタ自体が不安定になりうる。従つてタ
ツプ利得修正制御系がたとえ発散しなくても、例
えばタツプ利得が正負正負…パターンで、ある大
きさに達すると、フイルタの発振が生じ、それ以
後は自動等化器としての機能を果さなくなる。第
４図のような巡回形構成の場合には、このような
正負正負パターンタツプ利得の成長を第３図の構
成の場合にくらべてより小さく抑えなければなら
ない。リーク積分方式においてはそのためにβの
値をより大きく選ばねばならず、その結果低域で
の残留ゴーストの増大を招く。これに対して本発
明を適用した第４図の構成の場合には、前述した
ように高域でのゴースト消去性能はリーク積分方
式の場合と同程度であるが、低域においては残留
ゴーストを完全に０にすることができる。
なお第３図、第４図のいずれの構成において
も、上記とは別の観点から、タツプ利得の絶対値
和はできるだけ小さいことが望まれる。それはタ
ツプ付遅延線フイルタの出力における雑音対信号
比は全タツプ利得の絶対値和にほぼ比例して増大
するからである。このことからもゴースト消去に
直接寄与しない正負正負タツプ利得パターンは極
力抑圧することが望まれる。本発明は低域におけ
る消去性能を犠牲にすることなくこのようなタツ
プ利得パターンを抑圧するのに効果的である。
も、上記とは別の観点から、タツプ利得の絶対値
和はできるだけ小さいことが望まれる。それはタ
ツプ付遅延線フイルタの出力における雑音対信号
比は全タツプ利得の絶対値和にほぼ比例して増大
するからである。このことからもゴースト消去に
直接寄与しない正負正負タツプ利得パターンは極
力抑圧することが望まれる。本発明は低域におけ
る消去性能を犠牲にすることなくこのようなタツ
プ利得パターンを抑圧するのに効果的である。
また第３図および第４図の実施例においては、
タツプ利得修正量が誤差ekに比例するような制
御、すなわちゼロ・フオーシング・アルゴリズム
を用いたが、本発明はこれ以外の制御方式を採用
した自動等化器に適用しても、類似の作用効果を
得ることができる。例えば Cn+1 k＝Cn k−α∞ 〓i=-∞ xiei+k ……（24） で表わされる制御はLMSE（Least Mean Square
Error）アルゴリズムと呼ばれる。このLMSEア
ルゴリズムにおいては式(7)に対応する式は Cn+1（jω）＝｛１−α｜Ｘ（jω）｜2｝Cn（jω）−α
X（−jω）｛Ｘ（jω）−Ｒ（jω）｝……（25） となるので、｛ ｝内が１をこえることはなく、
リークを与えなくても制御は常に安定である。し
かしこの場合でも｜Ｘ（jω）｜は角周波数π／Ｔ
の近傍ではほとんど０であることに変りはないか
ら、式（25）から分るように、Ｃ（jω）はω＝
π／Ｔ近傍の伝達特性を極端に持ち上げるような
形、すなわち正負正負…というタツプ利得パター
ンが強調される形になる。このような制御方式に
対して本発明を適用し、 Cn+1 k＝ 〓j fjCn K+j−α 〓i xiei+k ……（26） とすると、タツプ利得の収束値のフーリエ変換は Ｃ（jω）＝αX（−jω）｛Ｒ（jω）−Ｘ（jω）｝／
１−Ｆ（jω）＋α｜Ｘ（jω）｜2 ………（27） となるから、ω＝π／Ｔにおいても分母は０には
ならず、Ｃ（jω）がω＝π／Ｔ近傍で強調されて
正負正負…というタツプ利得パターンを生ずると
いう現象は回避される。
タツプ利得修正量が誤差ekに比例するような制
御、すなわちゼロ・フオーシング・アルゴリズム
を用いたが、本発明はこれ以外の制御方式を採用
した自動等化器に適用しても、類似の作用効果を
得ることができる。例えば Cn+1 k＝Cn k−α∞ 〓i=-∞ xiei+k ……（24） で表わされる制御はLMSE（Least Mean Square
Error）アルゴリズムと呼ばれる。このLMSEア
ルゴリズムにおいては式(7)に対応する式は Cn+1（jω）＝｛１−α｜Ｘ（jω）｜2｝Cn（jω）−α
X（−jω）｛Ｘ（jω）−Ｒ（jω）｝……（25） となるので、｛ ｝内が１をこえることはなく、
リークを与えなくても制御は常に安定である。し
かしこの場合でも｜Ｘ（jω）｜は角周波数π／Ｔ
の近傍ではほとんど０であることに変りはないか
ら、式（25）から分るように、Ｃ（jω）はω＝
π／Ｔ近傍の伝達特性を極端に持ち上げるような
形、すなわち正負正負…というタツプ利得パター
ンが強調される形になる。このような制御方式に
対して本発明を適用し、 Cn+1 k＝ 〓j fjCn K+j−α 〓i xiei+k ……（26） とすると、タツプ利得の収束値のフーリエ変換は Ｃ（jω）＝αX（−jω）｛Ｒ（jω）−Ｘ（jω）｝／
１−Ｆ（jω）＋α｜Ｘ（jω）｜2 ………（27） となるから、ω＝π／Ｔにおいても分母は０には
ならず、Ｃ（jω）がω＝π／Ｔ近傍で強調されて
正負正負…というタツプ利得パターンを生ずると
いう現象は回避される。
また、第３図および第４図の実施例においては
タツプ利得修正量が式(3)のように誤差ekに比例す
るような制御を用いたが、これは一例であつて、
これ以外にも例えばタツプ利得修正量が一定値Δ
でありその極性だけがekの符号で左右される方式
であつても構わない。これを式で表わすと Cn+1 k＝ 〓j fjCn k+j−Δsgnek ……（28） となる。
タツプ利得修正量が式(3)のように誤差ekに比例す
るような制御を用いたが、これは一例であつて、
これ以外にも例えばタツプ利得修正量が一定値Δ
でありその極性だけがekの符号で左右される方式
であつても構わない。これを式で表わすと Cn+1 k＝ 〓j fjCn k+j−Δsgnek ……（28） となる。
さらに、第３図および第４図の実施例では、バ
ツフア・メモリ１２に５個のタツプ利得を記憶さ
せたが、修正しようとするタツプ利得Ckを中心
として連続する３個以上であればよい。すなわ
ち、Ckを中心として左右両側に連続するａ個、
ｂ個（ａ、ｂは正の整数）のタツプ利得を記憶さ
せておくとすると、タツプ利得変換回路１５の変
換特性を表わす演算式（17）は一般式として、 C^k＝b 〓j=-a fjCk+j ……（29） と表わされる。また、式（18）及び（28）に示し
たタツプ利得修正の演算式をさらに一般化して表
わすと、次式となる。
ツフア・メモリ１２に５個のタツプ利得を記憶さ
せたが、修正しようとするタツプ利得Ckを中心
として連続する３個以上であればよい。すなわ
ち、Ckを中心として左右両側に連続するａ個、
ｂ個（ａ、ｂは正の整数）のタツプ利得を記憶さ
せておくとすると、タツプ利得変換回路１５の変
換特性を表わす演算式（17）は一般式として、 C^k＝b 〓j=-a fjCk+j ……（29） と表わされる。また、式（18）及び（28）に示し
たタツプ利得修正の演算式をさらに一般化して表
わすと、次式となる。
Cn+1 k＝Cn k−ｇ（ek） …（30）
（ただし、Cn kは第ｎフイールドでのCkの値、ｇ
（ek）はタツプ利得誤差ekの関数、Cn+1 kは第（ｎ
＋１）フイールドでの修正（ｎ＋１回目の修正）
が行なわれた後のCkの値） 以上詳細に説明したように、本発明によれば、
自動等化器のタツプ利得制御系に周波数選択的な
リークを付与することが可能となり、その結果信
号の低域成分に関しては何ら等化性能を損うこと
なく、ゼロ・フオーシング・アルゴリズムにおけ
るタツプ利得修正制御系の発散を防止することが
でき、またゼロ・フオーシング・アルゴリズム、
LMSEアルゴリズムのいずれにおいても、自動等
化に直接寄与しない有害な正負正負…タツプ利得
パターンの成長を効果的に抑圧することができ
る。
（ek）はタツプ利得誤差ekの関数、Cn+1 kは第（ｎ
＋１）フイールドでの修正（ｎ＋１回目の修正）
が行なわれた後のCkの値） 以上詳細に説明したように、本発明によれば、
自動等化器のタツプ利得制御系に周波数選択的な
リークを付与することが可能となり、その結果信
号の低域成分に関しては何ら等化性能を損うこと
なく、ゼロ・フオーシング・アルゴリズムにおけ
るタツプ利得修正制御系の発散を防止することが
でき、またゼロ・フオーシング・アルゴリズム、
LMSEアルゴリズムのいずれにおいても、自動等
化に直接寄与しない有害な正負正負…タツプ利得
パターンの成長を効果的に抑圧することができ
る。
第１図は従来の自動等化器の構成を示す図、第
２図は自動等化器への入力信号の時間波形および
その周波数スペクトルを示す図、第３図は本発明
の一実施例の自動等化器の構成を示す図、第４図
は本発明の他の実施例の自動等化器の構成を示す
図、第５図は本発明におけるタツプ利得変換回路
の変換特性の一例を示す図である。 １……タツプ付遅延線フイルタ、８……タツプ
利得メモリ、１２……バツフア・メモリ、１３…
…加重回路、１４……加算回路、１５……タツプ
利得変換回路。
２図は自動等化器への入力信号の時間波形および
その周波数スペクトルを示す図、第３図は本発明
の一実施例の自動等化器の構成を示す図、第４図
は本発明の他の実施例の自動等化器の構成を示す
図、第５図は本発明におけるタツプ利得変換回路
の変換特性の一例を示す図である。 １……タツプ付遅延線フイルタ、８……タツプ
利得メモリ、１２……バツフア・メモリ、１３…
…加重回路、１４……加算回路、１５……タツプ
利得変換回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 等化すべき信号が入力されるタツプ利得可変
のタツプ付遅延線フイルタと、 このタツプ付遅延線フイルタに与えるべきタツ
プ利得の値を記憶するタツプ利得メモリと、 このタツプ利得メモリから読み出されるタツプ
利得について、次式 C^k＝b 〓j=-a fjCk+j （ただし、Ck+jは前記タツプ利得メモリから読出
された前記タツプ付遅延線フイルタの第ｋ＋ｊ番
目のタツプのタツプ利得、｛fj｝は２個以上の非
ゼロの要素を含むあらかじめ設定した定数の組、
ａ、ｂは正の整数、Ckは前記タツプ付遅延線フ
イルタの第ｋ番目のタツプに関する変換後のタツ
プ利得） で表わされる演算を行なうタツプ利得変換回路
と、 このタツプ利得変換回路により変換されたタツ
プ利得の値を用いて、次式 Cn+1 k＝Cn k−ｇ（ek） （ただし、Cn kは第ｎ回目の修正が行なわれた後
のCkの値、 ｇ（ek）はタツプ利得誤差ekの関数、Cn+1 kは第
（ｎ＋１）回目の修正が行なわれた後のCkの値） で表わされる演算を行なうことにより、前記タツ
プ利得メモリ内のタツプ利得を修正するタツプ利
得修正手段とを備えたことを特徴とする自動等化
器。 ２ タツプ利得変換回路は、 タツプ利得メモリから読み出された（ａ＋ｂ＋
１）個のタツプ利得Ck-a、…Ck、…Ck+bを一時的
に記憶するバツフア・メモリと、 このバツフア・メモリに記憶された各タツプ利
得に対し定数fjを乗ずる乗算回路と、 これらの乗算回路の各乗算結果の総和を求める
加算回路よりなるものであることを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載の自動等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56031608A JPS57145446A (en) | 1981-03-05 | 1981-03-05 | Automatic equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56031608A JPS57145446A (en) | 1981-03-05 | 1981-03-05 | Automatic equalizer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57145446A JPS57145446A (en) | 1982-09-08 |
| JPS641980B2 true JPS641980B2 (ja) | 1989-01-13 |
Family
ID=12335910
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56031608A Granted JPS57145446A (en) | 1981-03-05 | 1981-03-05 | Automatic equalizer |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57145446A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62195934A (ja) * | 1986-02-24 | 1987-08-29 | Fujitsu Ltd | 復調器 |
| JP2570887B2 (ja) * | 1990-05-18 | 1997-01-16 | 日本ビクター株式会社 | テレビジョン信号のゴースト除去装置 |
-
1981
- 1981-03-05 JP JP56031608A patent/JPS57145446A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57145446A (en) | 1982-09-08 |
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