JP2020136834A - 適応等化回路および光受信器 - Google Patents

Abstract

【課題】タップ係数をタップ数内に収めて伝送路特性の補償精度の向上を図ること。【解決手段】バタフライＦＩＲフィルタ１１０は、入力された信号に対して、設定されたタップ係数に基づくフィルタリングを行う。雑音印加部１３０は、入力された信号に対してその信号の帯域外の雑音を印加する。フィルタ係数更新制御部１２０は、雑音印加部１３０によって雑音が印加された信号に基づいて、信号における伝送路特性を補償するタップ係数をバタフライＦＩＲフィルタ１１０に設定する。【選択図】図１

Description

本発明は、適応等化回路および光受信器に関する。

従来、信号に生じた波形歪を適応的に除去する適応等化回路が知られている（たとえば、下記特許文献１，２参照。）。適応等化回路においては、等化回路内のフィルタにおけるタップ係数を適応的に更新することにより、信号に生じた波形歪が除去される。適応等化回路は、たとえば、光通信において、コヒーレント受信とディジタル信号処理を組み合わせたディジタルコヒーレント受信器に用いられる。

特開平５−２４４４６４号公報 特開平６−２０４８０１号公報

しかしながら、たとえば、ディジタルコヒーレント受信器において、信号のサンプリング周波数の１．３３倍などの非整数倍の周波数でサンプリングを行う場合に、上述した従来技術では、適応等化回路のタップ係数がタップ数内に収まらない場合がある。そして、適応等化回路のタップ係数がタップ数内に収まらないと、適応等化回路による伝送路特性の補償精度が低下するという問題がある。

１つの側面では、本発明は、タップ係数をタップ数内に収めて伝送路特性の補償精度の向上を図ることができる適応等化回路および光受信器を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、１つの実施態様では、入力された信号に対して、設定されたタップ係数に基づくフィルタリングを行うフィルタと、前記信号に対して前記信号の帯域外の雑音を印加する印加部と、前記印加部によって前記雑音が印加された前記信号に基づいて、前記信号における伝送路特性を補償する前記タップ係数を前記フィルタに設定する適応等化回路および光受信器が提案される。

本発明の一側面によれば、タップ係数をタップ数内に収めて伝送路特性の補償精度の向上を図ることができるという効果を奏する。

図１は、実施の形態にかかる適応等化回路の一例を示す図である。 図２は、実施の形態にかかる適応等化回路による補償対象の伝送路特性の一例を示す図である。 図３は、実施の形態にかかる適応等化回路による補償対象の伝送路特性の他の一例を示す図である。 図４は、実施の形態にかかる適応等化回路による補償対象の伝送路特性のさらに他の一例を示す図である。 図５は、実施の形態にかかる光受信器の一例を示す図である。 図６は、実施の形態にかかるフィルタ係数更新制御部の一例を示す図である。 図７は、実施の形態にかかるバタフライＦＩＲフィルタの一例を示す図である。 図８は、実施の形態にかかるＦＩＲフィルタの一例を示す図である。 図９は、実施の形態にかかる光受信器によるフラクショナルサンプリングの一例を示す図である。 図１０は、実施の形態にかかる適応等化回路による適応等化の一例を示す図である。 図１１は、フラクショナル適応等化による伝送路特性の補償精度の低下の一例を示す参考図である。 図１２は、フラクショナル適応等化における周波数ごとのゲイン特性の一例を示す参考図である。 図１３は、実施の形態にかかる適応等化回路における周波数ごとのゲイン特性の一例を示す図である。 図１４は、実施の形態にかかる適応等化回路による伝送路特性の補償精度の低下の抑制の一例を示す図である。 図１５は、実施の形態にかかる適応等化回路による処理の一例を示すフローチャートである。 図１６は、実施の形態にかかるフィルタ係数更新制御部の他の一例を示す図である。 図１７は、実施の形態にかかる適応等化回路による処理の他の一例を示すフローチャートである。 図１８は、実施の形態にかかる雑音印加部の一例を示す図である。 図１９は、実施の形態にかかる雑音印加部が生成する時間領域の雑音の一例を示す図である。 図２０は、実施の形態にかかる雑音印加部が生成する周波数領域の雑音の一例を示す図である。 図２１は、実施の形態にかかる雑音印加部による処理の一例を示すフローチャートである。 図２２は、実施の形態にかかる雑音印加部の他の一例を示す図である。 図２３は、実施の形態にかかる雑音印加部が生成する時間領域の雑音の他の一例を示す図である。 図２４は、実施の形態にかかる雑音印加部が生成する周波数領域の雑音の他の一例を示す図である。 図２５は、実施の形態にかかる雑音印加部による処理の他の一例を示すフローチャートである。 図２６は、実施の形態にかかる雑音印加部のさらに他の一例を示す図である。 図２７は、実施の形態にかかる雑音印加部による処理のさらに他の一例を示すフローチャートである。

以下に図面を参照して、本発明にかかる適応等化回路および光受信器の実施の形態を詳細に説明する。

（実施の形態）
（実施の形態にかかる適応等化回路）
図１は、実施の形態にかかる適応等化回路の一例を示す図である。図１に示すように、実施の形態にかかる適応等化回路１００は、バタフライＦＩＲフィルタ１１０と、フィルタ係数更新制御部１２０と、雑音印加部１３０と、を備える。

適応等化回路１００は、入力された信号に対する適応等化を行う。適応等化は、たとえば、伝送路の特性による受信信号の歪みを、伝送路の特性の変動に応じて適応的に補償する処理である。適応等化回路１００は、たとえば光受信器のディジタル処理部に適用することができる（たとえば図５参照）。

適応等化回路１００へ入力される信号は、たとえば後述のフラクショナルサンプリングにより得られた信号である。また、図１に示す例では、適応等化回路１００へ入力される信号は、たとえば偏波多重された信号光をコヒーレント受信して得られた信号Ｈ_in，Ｖ_inである。信号Ｈ_inは、コヒーレント受信時の受信信号に含まれるＨ偏波成分である。信号Ｖ_inは、コヒーレント受信時の受信信号に含まれる、Ｈ偏波成分と直交するＶ偏波成分である。

バタフライＦＩＲフィルタ１１０は、適応等化回路１００へ入力された信号Ｈ_in，Ｖ_inに対して、フィルタ係数更新制御部１２０により設定されたタップ係数に基づくフィルタリングを行うフィルタ（第１フィルタ）の一例である。たとえば、バタフライＦＩＲフィルタ１１０は、複数段のタップを有するＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）フィルタにより実現することができる（たとえば図７，図８参照）。

バタフライＦＩＲフィルタ１１０は、フィルタリングにより得られた信号Ｈ_out，Ｖ_outを、バタフライＦＩＲフィルタ１１０の後段（たとえば図５に示す復調／データ再生回路５４０）およびフィルタ係数更新制御部１２０へ出力する。

フィルタ係数更新制御部１２０は、信号Ｈ_in，Ｖ_in，Ｈ_out，Ｖ_out，に基づいて、信号Ｈ_out，Ｖ_outにおける伝送路特性を補償するためのバタフライＦＩＲフィルタ１１０におけるタップ係数を生成する。そして、フィルタ係数更新制御部１２０は、生成した信号Ｈ_in，Ｖ_inをバタフライＦＩＲフィルタ１１０に設定する。

雑音印加部１３０は、フィルタ係数更新制御部１２０へ入力される信号Ｈ_in，Ｖ_inに対して、信号Ｈ_in，Ｖ_inの帯域外の雑音（ノイズ）を印加する。したがって、フィルタ係数更新制御部１２０は、雑音印加部１３０によって雑音が印加された信号Ｈ_in，Ｖ_inに基づいてタップ係数を生成する。

信号の帯域外の雑音とは、信号の周波数帯域の周波数成分を含まず、信号の周波数帯域と異なる周波数の周波数成分を含む雑音である。または、信号の帯域外の雑音とは、信号の周波数帯域の周波数成分の振幅よりも、信号の周波数帯域と異なる周波数の周波数成分の振幅の方が十分に大きい雑音である。

このように、適応等化回路１００は信号Ｈ_in，Ｖ_inの帯域外の雑音を印加した信号Ｈ_in，Ｖ_inに基づいてバタフライＦＩＲフィルタ１１０のタップ係数を制御する。これにより、信号Ｈ_in，Ｖ_inの帯域外において減衰したタップ係数を生成することができる。

したがって、信号Ｈ_in，Ｖ_inが後述のフラクショナルサンプリングにより得られた信号であっても、タップ係数がバタフライＦＩＲフィルタ１１０のタップ数内に収まるようにすることができる。このため、バタフライＦＩＲフィルタ１１０による伝送路特性の補償精度の向上を図ることができる。

（実施の形態にかかる適応等化回路による補償対象の伝送路特性）
図２は、実施の形態にかかる適応等化回路による補償対象の伝送路特性の一例を示す図である。図１に示した適応等化回路１００は、たとえば図２に示す偏波回転２００を補償する。偏波回転２００は、信号光の偏波方向が伝送路において回転する現象である。図２に示すＺ方向は、伝送路における信号光の進行方向を示している。

図２に示すように、適応等化回路１００による補償対象の信号光には、Ｘ偏波成分２１１およびＹ偏波成分２１２が混在している。図２に示す例では、信号光に含まれるＸ偏波成分２１１の偏光方向２２１と、信号光に含まれるＹ偏波成分２１２の偏光方向２２２と、が伝送路をＺ方向に進行することによりそれぞれ９０度回転している。

図３は、実施の形態にかかる適応等化回路による補償対象の伝送路特性の他の一例を示す図である。図１に示した適応等化回路１００は、たとえば図３に示す偏波間ディレイ差３００を補償する。偏波間ディレイ差３００は、伝送路において、信号光に含まれるＸ偏波成分２１１の偏光方向と、信号光に含まれるＹ偏波成分２１２と、の間にディレイ差（遅延差）が生じるＤＧＤ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｇｒｏｕｐ Ｄｅｌａｙ：群遅延時間差）である。図３に示す例では、伝送路を進行する信号光において、信号光に含まれるＸ偏波成分２１１とＹ偏波成分２１２との間にＤＧＤ＝τが発生している。

図４は、実施の形態にかかる適応等化回路による補償対象の伝送路特性のさらに他の一例を示す図である。図１に示した適応等化回路１００は、たとえば図４に示す偏波間ロス差４００を補償する。偏波間ロス差４００は、伝送路において、信号光に含まれるＸ偏波成分２１１と、信号光に含まれるＹ偏波成分２１２と、の間にロスの差が生じるＰＤＬ（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｄｅｐｅｎｄｅｎｔ Ｌｏｓｓ：偏波依存損失）である。

図２〜図４に示した各伝送路特性は、伝送路の設置条件などで決まり、運用（通信）中にも変動する。これに対して、適応等化回路１００は、たとえば図２〜図４に示した伝送路特性の少なくともいずれかを補償し、かつ伝送路特性の変動にも追従しつつ、分離した各偏波成分に伝送路特性の逆特性のフィルタをかけることにより送信信号を復元する。

（実施の形態にかかる光受信器）
図５は、実施の形態にかかる光受信器の一例を示す図である。図５に示すように、実施の形態にかかる光受信器５００は、コヒーレント受光フロントエンド５１０と、波形歪み補償器５２０と、位相調整器５３０と、適応等化回路１００と、復調／データ再生回路５４０と、を備えるディジタルコヒーレント受信器である。

光受信器５００は、たとえば、受信信号と局部発振光源を用いて、光位相ハイブリッドで受信信号と局部発振光源を混合して受信信号の電界および位相の成分を抽出する。そして、光受信器５００は、抽出した成分の光電変換、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ：アナログ／ディジタル）変換およびディジタル信号処理を行うことで、受信信号から送信データを復元する。

波形歪み補償器５２０、位相調整器５３０、適応等化回路１００および復調／データ再生回路５４０は、たとえばディジタル回路５０１により実現することができる。ディジタル回路５０１には、たとえばＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）など各種のディジタル回路を用いることができる。

コヒーレント受光フロントエンド５１０は、伝送路を介して光受信器５００へ入力された信号光を、光受信器５００の局発光を用いてコヒーレント受信する受光処理部である。たとえば、コヒーレント受光フロントエンド５１０は、信号光と局発光とを混合して受光する。これにより、伝送路から光受信器５００へ入力された信号光に含まれるＨ偏波成分およびＶ偏波成分の各信号が得られる。Ｈ偏波成分およびＶ偏波成分は、偏波方向が互いに直交する各偏波成分である。また、Ｈ偏波成分およびＶ偏波成分の各信号は、たとえばそれぞれＩチャネル（同相）成分およびＱチャネル（直交）成分を含む。

コヒーレント受光フロントエンド５１０は、得られたＨ偏波成分およびＶ偏波成分の各信号をサンプリングすることによりディジタルの信号に変換し、ディジタルの信号に変換した各信号を波形歪み補償器５２０へ出力する。

また、コヒーレント受光フロントエンド５１０は、上述のサンプリングとして、信号のサンプリング周波数より高く、信号のサンプリング周波数の非整数倍の周波数でサンプリングを行うフラクショナルサンプリングを行う。コヒーレント受光フロントエンド５１０によるフラクショナルサンプリングについては後述する（たとえば図９参照）。

波形歪み補償器５２０は、コヒーレント受光フロントエンド５１０から出力された各信号の歪み成分を補償する。波形歪み補償器５２０が補償する歪み成分は、たとえば波長分散などによる歪み成分である。波形歪み補償器５２０は、歪み成分を補償した各信号を位相調整器５３０へ出力する。

位相調整器５３０は、波形歪み補償器５２０から出力された各信号の位相調整を行う。これにより、各信号における信号光と局発光との位相差のうちの、局発光の位相変動に起因する位相差を補償することができる。位相調整器５３０は、位相調整を行った各信号を適応等化回路１００へ出力する。

適応等化回路１００は、位相調整器５３０から出力されたＨ偏波成分およびＶ偏波成分の各信号（Ｈ_in，Ｖ_in）に基づく適応等化を行う。そして、適応等化回路１００は、適応等化によって得られた各信号（Ｈ_out，Ｖ_out）を復調／データ再生回路５４０へ出力する。

たとえば、適応等化回路１００は、適応等化により、送信側が送信したＨ偏波成分およびＶ偏波成分の各信号を分離して抽出する。また、適応等化回路１００は、適応等化により、波形歪み補償器５２０の等化残である残留波長分散や偏波モード分散、波長多重などの帯域制限による波形歪み成分を適応的に等化する。

復調／データ再生回路５４０は、適応等化回路１００から出力された各信号に基づく復調およびデータ再生（復号）を行う復号部である。たとえば、復調／データ再生回路５４０は、適応等化回路１００から出力された各信号が示す位相および振幅の組み合わせを判定することにより各信号の復調およびデータ再生を行う。復調／データ再生回路５４０は、復調およびデータ再生により得られたデータを出力する。

図５に示した光受信器５００は一例であり、光受信器５００は適宜変形することができる。たとえば、ディジタル回路５０１において、波形歪み補償器５２０、位相調整器５３０および適応等化回路１００の処理順序を入れ替えた構成としてもよい。また、ディジタル回路５０１において、波形歪み補償器５２０および位相調整器５３０の少なくともいずれかを省いた構成としてもよい。

（実施の形態にかかるフィルタ係数更新制御部）
図６は、実施の形態にかかるフィルタ係数更新制御部の一例を示す図である。図６において、図１に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。また、図６において、矢印上に付された斜線は、その矢印が示す信号に、バタフライＦＩＲフィルタ１１０のタップ数（後述のＮ）分のデータが並列で含まれていることを示す。

図６に示すように、フィルタ係数更新制御部１２０は、バタフライＦＩＲフィルタ６１０と、演算部６２１，６２２と、演算部６３１，６３２と、乗算部６４１〜６４４と、加算部６５１〜６５４と、を備える。

バタフライＦＩＲフィルタ６１０は、雑音印加部１３０から出力された信号Ｈ_in，Ｖ_inに対して、設定されたタップ係数に基づく、バタフライＦＩＲフィルタ１１０と同じフィルタリングを行う第２フィルタの一例である。たとえば、バタフライＦＩＲフィルタ６１０は、バタフライＦＩＲフィルタ１１０と同様に、複数段のタップを有するＦＩＲフィルタにより実現することができる（たとえば図７，図８参照）。バタフライＦＩＲフィルタ６１０は、フィルタリングにより得られた信号Ｈ_out，Ｖ_outをそれぞれ演算部６３１，６３２へ出力する。

演算部６２１は、雑音印加部１３０から出力された信号Ｈ_inに基づく（−１）×Ｈ_inを演算し、演算により得られた信号を乗算部６４１，６４３へ出力する。演算部６２２は、雑音印加部１３０から出力された信号Ｖ_inに基づく（−１）×Ｖ_inを演算し、演算により得られた信号を乗算部６４２，６４４へ出力する。

演算部６３１は、バタフライＦＩＲフィルタ６１０から出力された信号Ｈ_outに基づくμ＊（γ−｜Ｈ_out｜²）＊Ｈ_outを演算し、演算により得られた信号を乗算部６４１，６４２へ出力する。演算部６３２は、バタフライＦＩＲフィルタ６１０から出力された信号Ｖ_outに基づくμ＊（γ−｜Ｖ_out｜²）＊Ｖ_outを演算し、演算により得られた信号を乗算部６４３，６４４へ出力する。

ここで、μは、フィルタ係数更新制御部１２０の係数更新制御の更新量を表すステップサイズ（ｓｔｅｐ ｓｉｚｅ）である。γは、フィルタ係数更新制御部１２０の係数更新制御による、信号Ｈ_out，Ｖ_outのパワー一定制御における目標値である。

乗算部６４１は、演算部６２１，６３１から出力された各信号を乗算し、乗算により得られた信号を加算部６５１へ出力する。乗算部６４２は、演算部６２２，６３１から出力された各信号を乗算し、乗算により得られた信号を加算部６５２へ出力する。乗算部６４３は、演算部６２１，６３２から出力された各信号を乗算し、乗算により得られた信号を加算部６５３へ出力する。乗算部６４４は、演算部６２２，６３２から出力された各信号を乗算し、乗算により得られた信号を加算部６５４へ出力する。

加算部６５１は、バタフライＦＩＲフィルタ１１０，６１０に対して現在設定しているタップ係数Ｗ_HH（ｔ）に対して、乗算部６４１から出力された信号を加算して得たタップ係数Ｗ_HHをバタフライＦＩＲフィルタ１１０，６１０に新たに設定する。加算部６５２は、バタフライＦＩＲフィルタ１１０，６１０に対して現在設定しているタップ係数Ｗ_VH（ｔ）に対して、乗算部６４２から出力された信号を加算して得たタップ係数Ｗ_VHをバタフライＦＩＲフィルタ１１０，６１０に新たに設定する。

加算部６５３は、バタフライＦＩＲフィルタ１１０，６１０に対して現在設定しているタップ係数Ｗ_HV（ｔ）に対して、乗算部６４３から出力された信号を加算して得たタップ係数Ｗ_HVをバタフライＦＩＲフィルタ１１０，６１０に新たに設定する。加算部６５４は、バタフライＦＩＲフィルタ１１０，６１０に対して現在設定しているタップ係数Ｗ_VV（ｔ）に対して、乗算部６４４から出力された信号を加算して得たタップ係数Ｗ_VVをバタフライＦＩＲフィルタ１１０，６１０に新たに設定する。

これにより、フィルタ係数更新制御部１２０は、バタフライＦＩＲフィルタ１１０において信号Ｈ_in，Ｖ_inの伝送路特性を補償するタップ係数Ｗ_HH，Ｗ_VH，Ｗ_HV，Ｗ_VVをバタフライＦＩＲフィルタ１１０に設定することができる。タップ係数Ｗ_HH，Ｗ_VH，Ｗ_HV，Ｗ_VVに基づくバタフライＦＩＲフィルタ１１０の処理については後述する。

また、図６に示す構成においては、フィルタ係数更新制御部１２０が、雑音印加部１３０によって雑音が印加された信号Ｈ_in，Ｖ_inに対してバタフライＦＩＲフィルタ１１０と同じフィルタリングを行うバタフライＦＩＲフィルタ６１０を有する。フィルタ係数更新制御部１２０は、雑音印加部１３０により雑音が印加された信号Ｈ_in，Ｖ_inと、バタフライＦＩＲフィルタ６１０によってフィルタリングが行われた信号Ｈ_out，Ｖ_outと、に基づきタップ係数をバタフライＦＩＲフィルタ１１０に設定する。

したがって、フィルタ係数更新制御部１２０においては雑音印加部１３０によって雑音が印加された信号Ｈ_in，Ｖ_inに基づいてタップ係数をバタフライＦＩＲフィルタ１１０に設定することができる。また、バタフライＦＩＲフィルタ１１０へ入力される信号Ｈ_in，Ｖ_inは、雑音印加部１３０によって雑音が印加されていない信号Ｈ_in，Ｖ_inとすることができる。これにより、バタフライＦＩＲフィルタ１１０から出力される信号Ｈ_out，Ｖ_outの劣化を抑制することができる。

（実施の形態にかかるバタフライＦＩＲフィルタ）
図７は、実施の形態にかかるバタフライＦＩＲフィルタの一例を示す図である。バタフライＦＩＲフィルタ１１０の構成について説明するが、バタフライＦＩＲフィルタ６１０についてもバタフライＦＩＲフィルタ１１０の構成と同様である。バタフライＦＩＲフィルタ１１０は、たとえば、図７に示すように、ＦＩＲフィルタ７１１〜７１４と、加算部７２１，７２２と、を備える。

フィルタ係数更新制御部１２０によって生成された上述のタップ係数Ｗ_HH，Ｗ_VH，Ｗ_HV，Ｗ_VVは、それぞれＦＩＲフィルタ７１１〜７１４の各タップに設定される。ただし、後述のように、ＦＩＲフィルタ７１１〜７１４のそれぞれは、設定されたタップ係数と、そのタップ係数を遅延（シフト）させたタップ係数と、を周期的に切り替えながらフィルタリングを行う。

バタフライＦＩＲフィルタ１１０へ入力されるＨ偏波成分の信号（Ｈ_in）は、伝送路において発生した偏波回転が補償されていない信号光の受信時におけるＨ偏波成分である。このため、バタフライＦＩＲフィルタ１１０へ入力されるＨ偏波成分の信号（Ｈ_in）においては、信号光の送信時におけるＨ偏波成分およびＶ偏波成分が混在している。

同様に、バタフライＦＩＲフィルタ１１０へ入力されるＶ偏波成分の信号（Ｖ_in）は、伝送路において発生した偏波回転が補償されていない信号光の受信時におけるＶ偏波成分である。このため、バタフライＦＩＲフィルタ１１０へ入力されるＶ偏波成分の信号（Ｖ_in）においては、信号光の送信時におけるＨ偏波成分およびＶ偏波成分が混在している。

ＦＩＲフィルタ７１１（ＨＨ）は、バタフライＦＩＲフィルタ１１０へ入力されたＨ偏波成分の信号（Ｈ_in）から送信時のＨ偏波成分を抽出する。ＦＩＲフィルタ７１２（ＶＨ）は、バタフライＦＩＲフィルタ１１０へ入力されたＶ偏波成分の信号（Ｖ_in）から送信時のＨ偏波成分を抽出する。ＦＩＲフィルタ７１１，７１２はそれぞれ抽出したＨ偏波成分を加算部７２１へ出力する。

ＦＩＲフィルタ７１３（ＨＶ）は、バタフライＦＩＲフィルタ１１０へ入力されたＨ偏波成分の信号（Ｈ_in）から送信時のＶ偏波成分を抽出する。ＦＩＲフィルタ７１４（ＶＶ）は、バタフライＦＩＲフィルタ１１０へ入力されたＶ偏波成分の信号（Ｖ_in）から送信時のＶ偏波成分を抽出する。ＦＩＲフィルタ７１３，７１４はそれぞれ抽出したＶ偏波成分を加算部７２２へ出力する。

加算部７２１は、ＦＩＲフィルタ７１１，７１２から出力された各Ｈ偏波成分を加算し、加算結果をＨ偏波成分の信号（Ｈ_out）として出力する。加算部７２２は、ＦＩＲフィルタ７１３，７１４から出力された各Ｖ偏波成分を加算し、加算結果をＶ偏波成分の信号（Ｖ_out）として出力する。これにより、適応等化回路１００は、入力されたＨ偏波成分およびＶ偏波成分の各信号から、送信時のＨ偏波成分の信号（Ｈ_out）およびＶ偏波成分の信号（Ｖ_out）をそれぞれ抽出して出力することができる。

時間ｔにおけるＨ偏波成分の信号（Ｈ_out）は、たとえば下記（１）式により表すことができる。下記（１）式の右辺における前半はＦＩＲフィルタ７１１による処理を示し、下記（１）式の右辺における後半はＦＩＲフィルタ７１２による処理を示している。Ｎは、ＦＩＲフィルタ７１１〜７１４のそれぞれが有するタップの数である。ｎは、ＦＩＲフィルタ７１１〜７１４のそれぞれにおける、Ｎ個のタップに付されたタップ番号（ｎ＝１〜Ｎ）である。Ｗ_HH［ｎ］は、フィルタ係数更新制御部１２０からＦＩＲフィルタ７１１へ出力されるタップ番号ｎに対応するタップ係数である。Ｗ_VH［ｎ］は、フィルタ係数更新制御部１２０からＦＩＲフィルタ７１２へ出力されるタップ番号ｎに対応するタップ係数である。

同様に、時間ｔにおけるＶ偏波成分の信号（Ｖ_out）は、たとえば下記（２）式により表すことができる。下記（２）式の右辺における前半はＦＩＲフィルタ７１３による処理を示し、下記（２）式の右辺における後半はＦＩＲフィルタ７１４による処理を示している。Ｗ_HV［ｎ］は、フィルタ係数更新制御部１２０からＦＩＲフィルタ７１３へ出力されるタップ番号ｎに対応するタップ係数である。Ｗ_VV［ｎ］は、フィルタ係数更新制御部１２０からＦＩＲフィルタ７１４へ出力されるタップ番号ｎに対応するタップ係数である。

フィルタ係数更新制御部１２０は、ＦＩＲフィルタ７１１〜７１４における各タップ係数を、伝送路特性の変動に追従するように、加算部７２１，７２２から出力される各信号に基づくフィードバック処理により更新する。

（実施の形態にかかるＦＩＲフィルタ）
図８は、実施の形態にかかるＦＩＲフィルタの一例を示す図である。ＦＩＲフィルタ７１１の構成について説明するが、ＦＩＲフィルタ７１２〜７１４の構成についてもＦＩＲフィルタ７１１の構成と同様である。図８に示すように、ＦＩＲフィルタ７１１は、Ｎ−１個の遅延部８１１〜８１（Ｎ−１）と、Ｎ個の乗算部８２１〜８２Ｎと、を備える、タップ数がＮのＦＩＲフィルタである。図８に示すＷ_HH［１］〜Ｗ_HH［Ｎ］は、上述したフィルタ係数更新制御部１２０がバタフライＦＩＲフィルタ１１０に設定するタップ係数Ｗ_HHに含まれるタップ数分（Ｎ個）のタップ係数である。

たとえば、遅延部８１１は、ＦＩＲフィルタ７１１へ入力された信号（Ｈ_in）を遅延させ、遅延させた信号を遅延部８１２および乗算部８２２へ出力する。また、遅延部８１２は、遅延部８１１から出力された信号を遅延させ、遅延させた信号を遅延部８１３および乗算部８２３へ出力する。また、遅延部８１（Ｎ−１）は、遅延部８１（Ｎ−２）から出力された信号を遅延させ、遅延させた信号を乗算部８２Ｎへ出力する。

たとえば、乗算部８２１は、ＦＩＲフィルタ７１１へ入力された信号（Ｈ_in）と、タップ係数Ｗ_HH［１］と、を乗算する。また、乗算部８２２は、遅延部８１１から出力された信号と、タップ係数Ｗ_HH［２］と、を乗算する。また、乗算部８２Ｎは、遅延部８１（Ｎ−１）から出力された信号と、タップ係数Ｗ_HH［Ｎ］と、を乗算する。乗算部８２１〜８２Ｎによる各乗算結果は、加算されてフィルタリング後の信号（Ｈ_out）としてＦＩＲフィルタ７１１から出力される。

図７に示したフィルタ係数更新制御部１２０は、それぞれ乗算部８２１〜８２Ｎへ設定されるタップ係数Ｗ_HH［１］〜Ｗ_HH［Ｎ］を、フィードバック処理によって伝送路特性の変化に追従させて更新する。

（実施の形態にかかる光受信器によるフラクショナルサンプリング）
図９は、実施の形態にかかる光受信器によるフラクショナルサンプリングの一例を示す図である。図９において、横軸は時間を示し、縦軸は光受信器５００が受信する信号光の振幅を示している。

信号波形９００は、光受信器５００が受信する信号光の振幅波形を示している。シンボルポイント９０１〜９０９は、光受信器５００が受信する信号光の送信側における、アナログ信号からディジタル信号への変換の際のサンプリングポイントである。

コヒーレント受光フロントエンド５１０においては、上述のようにフラクショナルサンプリングが行われる。たとえば、信号のサンプリング周波数より高い周波数でサンプリングを行うことをオーバーサンプリングという。そして、オーバーサンプリングのうち、信号のサンプリング周波数の整数倍でない周波数でサンプリングを行うことをフラクショナルサンプリングという。信号のサンプリング周波数は、送信側におけるアナログ信号からディジタル信号への変換の際のサンプリング周波数、すなわちシンボルポイント９０１〜９０９の周期である。

たとえば、コヒーレント受光フロントエンド５１０は、信号波形９００に対してフラクショナルサンプルポイントｔ１〜ｔ１１においてサンプリングを行う。フラクショナルサンプルポイントｔ１〜ｔ１１は、信号のサンプリング周波数の１．３３倍（４／３倍）の周波数の各タイミングである。これにより、コヒーレント受光フロントエンド５１０は、１．３３倍のフラクショナルサンプリングを行うことができる。

１．３３倍のフラクショナルサンプリングは、２倍（整数倍）のオーバーサンプリングと同様に、１倍のサンプリング（通常のサンプリング）よりもサンプルポイントを増やすことで、より正確に伝送路特性の補償を行うことができる。また、１．３３倍のフラクショナルサンプリングは、２倍のオーバーサンプリングに対して、サンプリング間隔が広がるため、処理する信号の時間幅が同じとき、サンプル数を減らすことが可能になる。

これにより、バタフライＦＩＲフィルタ１１０におけるタップ数を減らすことが可能になる。バタフライＦＩＲフィルタ１１０におけるタップ数を減らすことにより、たとえば、バタフライＦＩＲフィルタ１１０の回路規模の縮小や、バタフライＦＩＲフィルタ１１０における処理量の低減を図ることができる。

適応等化回路１００は、コヒーレント受光フロントエンド５１０によってフラクショナルサンプリングされた信号に対して適応等化を行う。このフラクショナルサンプリングされた信号に対する適応等化をフラクショナル適応等化と称する。

ここで、フラクショナルサンプリングは、シンボルポイント９０１〜９０９に対してフラクショナルサンプルポイントｔ１〜ｔ１１が周期的にずれるので、そのずれを解消するために、フラクショナル適応等化においては複数の組み合わせのタップ係数を要する。たとえば１．３３倍のフラクショナルサンプリングにおいては、３シンボルで１周期となっており、３つの組み合わせのタップ係数を要する。

たとえば、ＦＩＲフィルタ７１１についての３つの組み合わせのタップ係数をＷ_HH，Ｗ_HH’，Ｗ_HH”とする。シンボルポイントとフラクショナルサンプルポイントが一致したときのタップ係数Ｗ_HHは、上述のように、図６において説明したフィルタ係数更新制御部１２０の処理により求められる。

シンボルポイントとフラクショナルサンプルポイントが不一致の場合における、シンボルポイントとフラクショナルサンプルポイントが一致している場合との違いは、ポイント間のずれである。したがって、シンボルポイントとフラクショナルサンプルポイントが不一致の場合は、タップ係数Ｗ_HHを遅延させたタップ係数Ｗ_HH’，Ｗ_HH”を用いる。

すなわち、シンボルポイントとフラクショナルサンプリングポイントのずれに対応した遅延をタップ係数Ｗ_HHに与えることで、タップ係数Ｗ_HH’，Ｗ_HH”を得ることができる。たとえば、タップ係数Ｗ_HH’はＷ_HHを−１／４シンボル時間だけ遅延させることにより得られる。また、タップ係数Ｗ_HH”はＷ_HHを＋１／４シンボル時間だけ遅延させることにより得られる。タップ係数の遅延については後述する（図１１参照）。

つぎに、１．３３倍のフラクショナル適応等化を行う適応等化回路１００のＦＩＲフィルタ７１１の出力Ｈ_HH,outの演算式について説明するが、ＦＩＲフィルタ７１２〜７１４の出力の演算式についても同様である。出力Ｈ_HH,outは、たとえば下記（３）〜（５）式により表すことができる。下記（３）〜（５）式において、ｔ_symbolはシンボル時間を示し、ｔ_sampleはサンプル時間を示し、ｎはタップ番号を示し、Ｎはタップ数を示す。また、Ｗ_HH，Ｗ_HH’，Ｗ_HH”は上述の３組のタップ係数である。

下記（３）式は、３で割り切れるシンボル時間（ｔ_symbol％３＝＝０）におけるＦＩＲフィルタ７１１の出力Ｈ_HH,outを示している。下記（３）式に示すように、適応等化回路１００は３で割り切れるシンボル時間についてはタップ係数としてＷ_HHを用いる。

下記（４）式は、３で除算した余りが１となるシンボル時間（ｔ_symbol％３＝＝１）におけるＦＩＲフィルタ７１１の出力Ｈ_HH,outを示している。下記（４）式に示すように、適応等化回路１００は、３で除算した余りが１となるシンボル時間についてはタップ係数としてＷ_HH’を用いる。

下記（５）式は、３で除算した余りが２となるシンボル時間（ｔ_symbol％３＝＝２）におけるＦＩＲフィルタ７１１の出力Ｈ_HH,outを示している。下記（５）式に示すように、適応等化回路１００は、３で除算した余りが２となるシンボル時間についてはタップ係数としてＷ_HH”を用いる。

（実施の形態にかかる適応等化回路による適応等化）
図１０は、実施の形態にかかる適応等化回路による適応等化の一例を示す図である。ＦＩＲフィルタ７１１における適応等化について説明するが、ＦＩＲフィルタ７１２〜７１４における適応等化についても同様である。

１．３３倍のフラクショナルサンプリングにおいては、ＦＩＲフィルタ７１１の出力Ｈ_HH,out（シンボル時間）の時間間隔を１とした場合に、入力Ｈ_in（サンプル時間）の時間間隔は３／４となる。たとえばＦＩＲフィルタ７１１のタップ数を３としたとき（Ｎ＝３）、互いに遅延量が異なる３つの入力Ｈ_inをＦＩＲ処理して出力Ｈ_HH,outを求める。

図１０に示すＷ_HH，Ｗ_HH’，Ｗ_HH”は上述の３組のタップ係数である。Ｗ_HH，Ｗ_HH’，Ｗ_HH”のそれぞれは、ＦＩＲフィルタ７１１のタップ数（Ｎ＝３）分の係数＃０〜＃２を含む。サンプリング結果１０１１〜１０１６は、コヒーレント受光フロントエンド５１０による、Ｈ_in時刻における３／４間隔のサンプリング結果である。

ＦＩＲフィルタ７１１は、時刻ｔ＋２・１／４のサンプリング結果１０１１と、時刻ｔ＋３のサンプリング結果１０１２と、時刻ｔ＋３・３／４のサンプリング結果１０１３と、Ｗ_HHと、に基づくＦＩＲ処理１０２１を行う。たとえば、適応等化回路１００は、サンプリング結果１０１１とＷ_HHの係数＃０との乗算結果と、サンプリング結果１０１２とＷ_HHの係数＃１との乗算結果と、サンプリング結果１０１３とＷ_HHの係数＃２との乗算結果と、を加算する。これにより、Ｈ_HH,outにおける時刻ｔ＋３の出力１０３１（３）を得ることができる。

また、ＦＩＲフィルタ７１１は、時刻ｔ＋３のサンプリング結果１０１２と、時刻ｔ＋３・３／４のサンプリング結果１０１３と、時刻ｔ＋４・１／２のサンプリング結果１０１４と、Ｗ_HH’と、に基づくＦＩＲ処理１０２２を行う。たとえば、適応等化回路１００は、サンプリング結果１０１２とＷ_HH’の係数＃０との乗算結果と、サンプリング結果１０１３とＷ_HH’の係数＃１との乗算結果と、サンプリング結果１０１４とＷ_HH’の係数＃２との乗算結果と、を加算する。これにより、Ｈ_HH,outにおける時刻ｔ＋４の出力１０３２（４）を得ることができる。

また、ＦＩＲフィルタ７１１は、時刻ｔ＋４・１／２のサンプリング結果１０１４と、時刻ｔ＋５・１／４のサンプリング結果１０１５と、時刻ｔ＋６のサンプリング結果１０１６と、Ｗ_HH”と、に基づくＦＩＲ処理１０２３を行う。たとえば、適応等化回路１００は、サンプリング結果１０１４とＷ_HH”の係数＃０との乗算結果と、サンプリング結果１０１５とＷ_HH”の係数＃１との乗算結果と、サンプリング結果１０１６とＷ_HH”の係数＃２との乗算結果と、を加算する。これにより、Ｈ_HH,outにおける時刻ｔ＋５の出力１０３３（５）を得ることができる。

以降同様に、ＦＩＲフィルタ７１１は、処理対象のサンプリング結果をシフトしつつＷ_HH，Ｗ_HH’，Ｗ_HH”を切り替えながらＦＩＲ処理を行うことで、フィルタ処理結果を出力することができる。

（フラクショナル適応等化による伝送路特性の補償精度の低下）
図１１は、フラクショナル適応等化による伝送路特性の補償精度の低下の一例を示す参考図である。ＦＩＲフィルタ７１１について説明するが、ＦＩＲフィルタ７１２〜７１４についても同様である。

図１１において、横軸は、ＦＩＲフィルタ７１１におけるタップ番号（すなわちＦＩＲ処理における遅延の時間）を示している。縦軸はＦＩＲフィルタ７１１におけるＦＩＲ処理における重み（複素数の振幅）、すなわちタップ係数を示している。タップ係数１１０１〜１１０３は、それぞれ上述のタップ係数Ｗ_HH，Ｗ_HH’，Ｗ_HH”を示している。

図１１においては、仮に適応等化回路１００に雑音印加部１３０を設けないと仮定した場合におけるタップ係数１１０１〜１１０３を参考として示している。また、図１１に示す例では、ＦＩＲフィルタ７１１におけるタップ数は１３（Ｎ＝１３）であり、それぞれのタップを示すタップ番号は１〜１３である。上述のタップ係数の遅延は、たとえばタップ係数１１０１を演算により図１１の横軸方向（時間方向）にシフトさせることである。

図１１のタップ係数１１０１〜１１０３に示すように、たとえば図６において説明したフィルタ係数更新制御部１２０による処理において、タップ係数は、タップ番号の端部付近では小さくなるように制御される。

しかし、タップ係数１１０２，１１０３の端部１１０４，１１０５に示すように、タップ係数Ｗ_HH’，Ｗ_HH”のうちタップ番号の端部（遅延量が大きい部分）は０に収束していない。このように、フラクショナル適応等化においては、Ｗ_HH’，Ｗ_HH”がＦＩＲフィルタ７１１のタップ数内で収まらない場合がある。

タップ数内に収まらないＷ_HH’，Ｗ_HHでは、伝送路特性の補償精度が低下し、光受信器５００における受信性能が劣化する。なお、Ｗ_HHについては、図６において説明したフィルタ係数更新制御部１２０の処理により、ＦＩＲフィルタ７１１のタップ数内で収まるように計算される。

これに対して、適応等化回路１００は、雑音印加部１３０によりフィルタ係数更新制御部１２０の入力信号に信号帯域外の雑音を印加することにより、Ｗ_HH’，Ｗ_HH”をＦＩＲフィルタ７１１のタップ数内で収めることができる。この点については後述する（たとえば図１４参照）。

（フラクショナル適応等化における周波数ごとのゲイン特性）
図１２は、フラクショナル適応等化における周波数ごとのゲイン特性の一例を示す参考図である。図１２において、横軸は適応等化回路１００から出力される信号の周波数を、サンプリング周波数の１／２を１．０として示している。縦軸は適応等化回路１００から出力される信号のゲイン特性（すなわちタップ係数の大きさ）を示している。

周波数ゲイン特性１２０１は、適応等化回路１００から出力される信号の周波数ごとのゲイン特性を示している。また、図１２においては、仮に適応等化回路１００に雑音印加部１３０を設けないと仮定した場合における周波数ゲイン特性１２０１を参考として示している。帯域外領域１２０２は、周波数ゲイン特性１２０１における信号帯域外の領域である。

発明者は、図１２に示すように、フラクショナル適応等化においては、遅延したＷ_HH’，Ｗ_HH”がタップ数内に収まっていない（受信性能が劣化する）ときは、遅延していないタップ係数Ｗ_HHは信号帯域外で減衰していないことを見出した。そこで、タップ係数Ｗ_HHを信号帯域外で減衰させてみると、遅延したＷ_HH’，Ｗ_HH”がタップ数内に収まることが判明した。ここで、信号帯域は、図１２に示す例ではたとえば０〜０．６の範囲である。

これを利用して、適応等化回路１００においては、信号帯域外で減衰したタップ係数Ｗ_HHを生成することにより、遅延したタップ係数Ｗ_HH’，Ｗ_HH”をタップ数内に収める。そして、信号帯域外で減衰したタップ係数Ｗ_HHを生成するために、適応等化回路１００は、雑音印加部１３０によりフィルタ係数更新制御部１２０の入力信号に信号帯域外の雑音を印加する。

（実施の形態にかかる適応等化回路における周波数ごとのゲイン特性）
図１３は、実施の形態にかかる適応等化回路における周波数ごとのゲイン特性の一例を示す図である。図１３において、図１２に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。上述のように、適応等化回路１００は、雑音印加部１３０によりフィルタ係数更新制御部１２０の入力信号に信号帯域外の雑音を印加する。

ここで、フィルタ係数更新制御部１２０においてはバタフライＦＩＲフィルタ１１０の出力パワーを一定に保つようにフィルタ係数が生成されている（たとえば図６参照）。このため、フィルタ係数更新制御部１２０の入力信号に信号帯域外の雑音（高いピーク）を印加すると、それを打ち消すためにタップ係数の信号帯域外のゲイン特性が小さくなるように、信号帯域外で減衰したタップ係数Ｗ_HHが生成される。

これにより、周波数ゲイン特性１２０１は、たとえば図１３に示す特性となり、信号帯域外で減衰したタップ係数Ｗ_HHを生成することができる。したがって、上述の遅延したタップ係数Ｗ_HH’，Ｗ_HH”をタップ数内に収めることができる。

（実施の形態にかかる適応等化回路による伝送路特性の補償精度の低下の抑制）
図１４は、実施の形態にかかる適応等化回路による伝送路特性の補償精度の低下の抑制の一例を示す図である。図１４において、図１１に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。上述のように、信号帯域外で減衰したタップ係数Ｗ_HHを生成することにより、タップ係数１１０１〜１１０３はたとえば図１４に示すものになる。

図１４に示す例においては、タップ係数Ｗ_HH，Ｗ_HH’，Ｗ_HH”のうちタップ番号の端部（遅延量が大きい部分）が０に収束している。このように、適応等化回路１００においては、Ｗ_HH’，Ｗ_HH”についてもＦＩＲフィルタ７１１のタップ数内で収まるようにすることができる。これにより、伝送路特性の補償精度の低下を抑制し、光受信器５００における受信性能を向上させることができる。

（実施の形態にかかる適応等化回路による処理）
図１５は、実施の形態にかかる適応等化回路による処理の一例を示すフローチャートである。図６に示した適応等化回路１００は、たとえば図１５に示す処理を実行する。まず、適応等化回路１００は、コヒーレント受光フロントエンド５１０により得られた受信信号を入力する（ステップＳ１５０１）。たとえば図５に示した例においては、適応等化回路１００は位相調整器５３０から出力された信号（Ｈ_in，Ｖ_in）を受信信号として入力する。

つぎに、適応等化回路１００は、雑音印加部１３０により、ステップＳ１５０１において入力した受信信号の帯域外の雑音を生成する（ステップＳ１５０２）。受信信号の帯域は、たとえば光受信器５００と対向する光送信器からの送信信号の帯域であり、たとえば適応等化回路１００のメモリに記憶されている。ステップＳ１５０２により雑音を生成する処理については後述する（たとえば図２１，図２５参照）。

つぎに、適応等化回路１００は、ステップＳ１５０１により入力した受信信号に対して、雑音印加部１３０により、ステップＳ１５０２により生成した雑音を印加する（ステップＳ１５０３）。つぎに、適応等化回路１００は、フィルタ係数更新制御部１２０により、ステップＳ１５０３において雑音を印加した受信信号に基づいてバタフライＦＩＲフィルタ１１０のタップ係数を生成する（ステップＳ１５０４）。

つぎに、適応等化回路１００は、受信信号に対して、ステップＳ１５０４において生成したタップ係数を設定したバタフライＦＩＲフィルタ１１０によるフィルタリングを行い（ステップＳ１５０５）、一連の処理を終了する。ステップＳ１５０５において適応等化回路１００がフィルタリングを行う受信信号は、ステップＳ１５０１において入力し、ステップＳ１５０３において雑音を印加していない受信信号である。

適応等化回路１００は、ステップＳ１５０５のフィルタリングにより得られた信号を出力する。たとえば図５に示した例においては、適応等化回路１００はフィルタリングにより得られた信号を信号Ｈ_out，Ｖ_outとして復調／データ再生回路５４０へ出力する。

（実施の形態にかかるフィルタ係数更新制御部の他の例）
図１６は、実施の形態にかかるフィルタ係数更新制御部の他の一例を示す図である。図１６において、図６に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。図１６に示すように、フィルタ係数更新制御部１２０は、バタフライＦＩＲフィルタ６１０を備えていなくてもよい。

この場合は、バタフライＦＩＲフィルタ１１０は、雑音印加部１３０によって雑音が印加された信号Ｈ_in，Ｖ_inに対してフィルタリングを行う。これにより、バタフライＦＩＲフィルタ１１０は、図６に示したバタフライＦＩＲフィルタ６１０と同じ信号Ｈ_out，Ｖ_outを出力することができる。

この場合に、フィルタ係数更新制御部１２０は、雑音印加部１３０により雑音が印加された信号Ｈ_in，Ｖ_inと、バタフライＦＩＲフィルタ１１０により処理された信号Ｈ_out，Ｖ_outと、に基づいてタップ係数をバタフライＦＩＲフィルタ１１０に設定する。

これにより、フィルタ係数更新制御部１２０にバタフライＦＩＲフィルタ６１０を設けなくてもよいため、フィルタ係数更新制御部１２０の回路規模の縮小や、フィルタ係数更新制御部１２０における処理量の低減を図ることができる。

なお、図１６に示す構成においては、フィルタ係数更新制御部１２０の内部にバタフライＦＩＲフィルタ６１０を備えないために、外部のバタフライＦＩＲフィルタ１１０からの出力を待つことを要する。そのため、タップ係数の更新時間が長くなる。

（実施の形態にかかる適応等化回路による処理の他の例）
図１７は、実施の形態にかかる適応等化回路による処理の他の一例を示すフローチャートである。図１６に示した適応等化回路１００は、たとえば図１７に示す処理を実行する。図１７に示すステップＳ１７０１〜Ｓ１７０５は、図１５に示したステップＳ１５０１〜Ｓ１５０５と同様である。ただし、ステップＳ１７０５において、適応等化回路１００は、ステップＳ１７０３において雑音を印加した受信信号に対して、バタフライＦＩＲフィルタ１１０によるフィルタリングを行う。

（実施の形態にかかる雑音印加部）
図１８は、実施の形態にかかる雑音印加部の一例を示す図である。雑音印加部１３０は、たとえば、図１８に示すように、乱数生成部１８０１と、フーリエ変換部１８０２と、ハイパスフィルタ１８０３と、逆フーリエ変換部１８０４と、印加部１８０５と、を備える。乱数生成部１８０１は、時間的にランダムに変化する乱数列を生成し、生成した乱数列を時間領域の雑音としてフーリエ変換部１８０２へ出力する。

フーリエ変換部１８０２は、乱数生成部１８０１から出力された時間領域の雑音をフーリエ変換することにより周波数領域の雑音に変換する。そして、フーリエ変換部１８０２は、変換した周波数領域の雑音をハイパスフィルタ１８０３へ出力する。

ハイパスフィルタ１８０３は、フーリエ変換部１８０２から出力された周波数領域の雑音から、上述の信号帯域より高い周波数の成分のみを抽出する。たとえば、ハイパスフィルタ１８０３は、下記（６）式に示すガウシアンフィルタの処理を行う。下記（６）式において、ｃｕｔｏｆｆは、カットオフ周波数であり、上述の信号帯域の上限（一例としては０．９９９）である。ａｍｐは所定の雑音振幅（一例としては１．０）である。ｎは所定の指数（一例としては１）である。

ハイパスフィルタ１８０３は、たとえば乱数生成部１８０１から出力された周波数領域の雑音を上記（６）式のｆｒｅｑに代入することにより、上述の信号帯域より高い周波数の成分のみを抽出する。そして、ハイパスフィルタ１８０３は、抽出した成分を周波数領域の雑音として逆フーリエ変換部１８０４へ出力する。

逆フーリエ変換部１８０４は、ハイパスフィルタ１８０３から出力された周波数領域の雑音を逆フーリエ変換することにより時間領域の雑音に変換する。そして、逆フーリエ変換部１８０４は、変換した時間領域の雑音を印加部１８０５へ出力する。

印加部１８０５は、雑音印加部１３０へ入力された信号Ｈ_in，Ｖ_inに対して、逆フーリエ変換部１８０４から出力された時間領域の雑音を印加し、雑音を印加した信号Ｈ_in，Ｖ_inを出力する。

（実施の形態にかかる雑音印加部が生成する時間領域の雑音）
図１９は、実施の形態にかかる雑音印加部が生成する時間領域の雑音の一例を示す図である。図１９において、横軸はサンプルを示し、縦軸は雑音振幅を示している。信号Ｈ_inに印加するＨ偏波成分の雑音について説明するが、信号Ｖ_inに印加するＶ偏波成分の雑音についても同様である。

雑音波形１９０１は、Ｈ偏波成分の実部（Ｘｃｈ ｒｅａｌ）の雑音の波形である。雑音波形１９０２は、Ｈ偏波成分の虚部（Ｘｃｈ ｉｍａｇ）の雑音の波形である。図１９に示す例では、サンプル＝８１９０の付近において、乱数生成部１８０１が生成する乱数の値が切り替わっている。図１８に示した印加部１８０５においては、雑音波形１９０１，１９０２が示す各雑音が信号Ｈ_inに印加される。

（実施の形態にかかる雑音印加部が生成する周波数領域の雑音）
図２０は、実施の形態にかかる雑音印加部が生成する周波数領域の雑音の一例を示す図である。図２０において、横軸は、周波数を、サンプリング周波数の１／２を１．０として示している。縦軸は雑音ＲＭＳ（Ｒｏｏｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ：二乗平均平方根）を示している。信号Ｈ_inに印加するＨ偏波成分の雑音について説明するが、信号Ｖ_inに印加するＶ偏波成分の雑音についても同様である。

スペクトル２００１は、Ｈ偏波成分の実部（Ｘｃｈ ｒｅａｌ）の雑音のスペクトルである。すなわち、スペクトル２００１は、図１９に示した雑音波形１９０１における、逆フーリエ変換部１８０４における逆フーリエ変換前の状態である。雑音波形１９０２は、Ｈ偏波成分の虚部（Ｘｃｈ ｉｍａｇ）の雑音の波形である。すなわち、スペクトル２００２は、図１９に示した雑音波形１９０２における、逆フーリエ変換部１８０４における逆フーリエ変換前の状態である。

図２０のスペクトル２００１，２００２が示すように、雑音印加部１３０が生成する雑音は、信号帯域の上限である０．９９９以下の周波数成分が除去された（減衰した）、信号帯域外の雑音である。

（実施の形態にかかる雑音印加部による処理）
図２１は、実施の形態にかかる雑音印加部による処理の一例を示すフローチャートである。図１８に示した雑音印加部１３０は、たとえば図２１に示す処理を実行する。まず、雑音印加部１３０は、乱数生成部１８０１により、乱数列を生成する（ステップＳ２１０１）。これにより、時間領域の雑音を生成することができる。

つぎに、雑音印加部１３０は、ステップＳ２１０１において生成した乱数列を、フーリエ変換部１８０２によりフーリエ変換する（ステップＳ２１０２）。これにより、周波数領域の雑音を生成することができる。つぎに、雑音印加部１３０は、ステップＳ２１０２において生成した周波数領域の雑音から、ハイパスフィルタ１８０３により高周波成分を抽出する（ステップＳ２１０３）。これにより、信号帯域外の周波数領域の雑音を生成することができる。

つぎに、雑音印加部１３０は、ステップＳ２１０３において生成した周波数領域の雑音を、逆フーリエ変換部１８０４により逆フーリエ変換する（ステップＳ２１０４）。これにより、信号帯域外の時間領域の雑音を生成することができる。つぎに、雑音印加部１３０は、ステップＳ２１０４において生成した信号帯域外の時間領域の雑音を、印加部１８０５により信号Ｈ_in，Ｖ_inに印加して出力し（ステップＳ２１０５）、一連の処理を終了する。

なお、雑音印加部１３０は、信号Ｈ_in，Ｖ_inのそれぞれについて雑音を生成してもよい。たとえば、雑音印加部１３０は、信号Ｈ_in，Ｖ_inのそれぞれについてステップＳ２１０１〜Ｓ２１０４を実行して雑音を生成し、生成した各雑音をステップＳ２１０５においてそれぞれ信号Ｈ_in，Ｖ_inに印加してもよい。

図１８〜図２１に示したように、雑音印加部１３０は、たとえば、乱数列をフーリエ変換して得られた周波数領域の雑音から帯域外の雑音を抽出し、抽出した雑音を逆フーリエ変換することにより、信号帯域外の雑音を生成することができる。

（実施の形態にかかる雑音印加部の他の例）
図２２は、実施の形態にかかる雑音印加部の他の一例を示す図である。図１８において、雑音印加部１３０が周波数領域で信号帯域外の雑音を生成する構成について説明したが、雑音印加部１３０が時間領域で信号帯域外の雑音を生成する構成としてもよい。

たとえば、雑音印加部１３０は、図２２に示すように、乱数生成部２２０１と、振幅反転部２２０２と、乱数生成部２２０３と、変調処理部２２０４と、印加部２２０５と、を備えてもよい。乱数生成部２２０１は、乱数を生成し、生成した乱数を振幅反転部２２０２へ出力する。

振幅反転部２２０２は、乱数生成部２２０１から出力された乱数の正負を、１サンプルごとに（サンプル周期で）反転させる。そして、振幅反転部２２０２は、正負を反転した乱数を変調処理部２２０４へ出力する。乱数生成部２２０３は、乱数を生成し、生成した乱数を変調処理部２２０４へ出力する。

変調処理部２２０４は、振幅反転部２２０２から出力された乱数をｑサンプルごと（一例としては１０２４サンプル周期）に変調し、変調した乱数を雑音として印加部２２０５へ出力する。変調処理部２２０４による変調は、たとえば位相変調および振幅変調の少なくともいずれかである。変調処理部２２０４が位相変調および振幅変調を行う場合に、変調処理部２２０４は、乱数を位相変調してから振幅変調してもよいし、乱数を振幅変調してから位相変調してもよい。また、変調処理部２２０４は、振幅反転部２２０２から出力された乱数の変調状態を、乱数生成部２２０３から出力された乱数に基づき変化させる。

印加部２２０５は、雑音印加部１３０へ入力された信号Ｈ_in，Ｖ_inに対して、変調処理部２２０４から出力された雑音として印加し、雑音を印加した信号Ｈ_in，Ｖ_inをフィルタ係数更新制御部１２０へ出力する。図２２に示した雑音印加部１３０においては、フーリエ変換および逆フーリエ変換を行わなくてもよいため、雑音印加部１３０の回路規模の縮小および雑音印加部１３０の処理量の低減を図ることができる。

（実施の形態にかかる雑音印加部が生成する時間領域の雑音の他の例）
図２３は、実施の形態にかかる雑音印加部が生成する時間領域の雑音の他の一例を示す図である。図２３において、横軸はサンプルを示し、縦軸は雑音振幅を示している。信号Ｈ_inに印加するＨ偏波成分の雑音について説明するが、信号Ｖ_inに印加するＶ偏波成分の雑音についても同様である。図２３に示す例では、図２２に示した変調処理部２２０４は雑音の位相変調を行う。

雑音波形２３０１は、Ｈ偏波成分の実部（Ｘｃｈ ｒｅａｌ）の雑音の波形である。雑音波形２３０２は、Ｈ偏波成分の虚部（Ｘｃｈ ｉｍａｇ）の雑音の波形である。図２３に示す例では、サンプル＝３５４６７の付近において、乱数生成部２２０３が生成する乱数の値が切り替わっている。図２２に示した印加部２２０５においては、雑音波形２３０１，２３０２が示す各雑音が信号Ｈ_inに印加される。

（実施の形態にかかる雑音印加部が生成する周波数領域の雑音の他の例）
図２４は、実施の形態にかかる雑音印加部が生成する周波数領域の雑音の他の一例を示す図である。図２４において、横軸は、周波数を、サンプリング周波数の１／２を１．０として示している。縦軸は雑音ＲＭＳを示している。信号Ｈ_inに印加するＨ偏波成分の雑音について説明するが信号Ｖ_inに印加するＶ偏波成分の雑音についても同様である。

スペクトル２４０１は、Ｈ偏波成分の実部（Ｘｃｈ ｒｅａｌ）の雑音のスペクトルである。スペクトル２４０２は、Ｈ偏波成分の虚部（Ｘｃｈ ｉｍａｇ）の雑音の波形である。図２４のスペクトル２４０１，２４０２が示すように、雑音印加部１３０が生成する雑音は、信号帯域の上限である０．９９９以下の周波数成分が除去された（減衰した）、信号帯域外の雑音である。

なお、振幅反転部２２０２から変調処理部２２０４へ出力される雑音のスペクトルは、図２４において周波数＝１．０００のみでピークが生じる雑音となる。この雑音を変調処理部２２０４により位相変調することにより、スペクトル２４０１，２４０２に示すように雑音のスペクトルを広げ、信号帯域外の雑音を生成することができる。

（実施の形態にかかる雑音印加部による処理の他の例）
図２５は、実施の形態にかかる雑音印加部による処理の他の一例を示すフローチャートである。図２２に示した雑音印加部１３０は、たとえば図２５に示す処理を実行する。図２５に示す処理は、たとえばサンプル周期ごとに実行される。まず、雑音印加部１３０は、予め設定した所定のサンプル期間が経過したか否かを判断する（ステップＳ２５０１）。所定のサンプル期間は、たとえば上述のｑサンプルに相当する期間である。

ステップＳ２５０１において、所定のサンプル期間が経過していない場合（ステップＳ２５０１：Ｎｏ）は、雑音印加部１３０は、ステップＳ２５０２へ移行する。すなわち、雑音印加部１３０は、振幅反転部２２０２により、乱数生成部２２０１により生成された雑音の振幅に１または−１を乗算する（ステップＳ２５０２）。ステップＳ２５０２において、雑音印加部１３０は、サンプル周期ごとに、すなわちステップＳ２５０２を実行するごとに、１および−１のいずれを乗算するかを切り替える。これにより、雑音の振幅の正負を１サンプルごとに反転させることができる。

つぎに、雑音印加部１３０は、変調処理部２２０４により変調された雑音を、印加部２２０５により信号Ｈ_in，Ｖ_inに印加して出力し（ステップＳ２５０３）、そのサンプル周期における一連の処理を終了する。

ステップＳ２５０１において、所定のサンプル期間が経過した場合（ステップＳ２５０１：Ｙｅｓ）は、雑音印加部１３０は、ステップＳ２５０４へ移行する。すなわち、雑音印加部１３０は、乱数生成部２２０３が生成する乱数の値を変化させることにより、変調処理部２２０４における雑音の変調状態を切り替え（ステップＳ２５０４）、ステップＳ２５０３へ移行する。

なお、雑音印加部１３０は、信号Ｈ_in，Ｖ_inのそれぞれについて雑音を生成してもよい。たとえば、雑音印加部１３０は、信号Ｈ_in，Ｖ_inのそれぞれについてステップＳ２５０１，Ｓ２５０２，Ｓ２５０４を実行して雑音を生成し、生成した各雑音をステップＳ２５０３においてそれぞれ信号Ｈ_in，Ｖ_inに印加してもよい。

ステップＳ２５０４において、たとえば、変調処理部２２０４が位相変調を行う場合に、雑音印加部１３０は、変調処理部２２０４による雑音の位相シフト量をランダムに切り替える。また、変調処理部２２０４が振幅変調を行う場合に、雑音印加部１３０は、変調処理部２２０４による雑音の振幅の増幅量をランダムに切り替える。また、変調処理部２２０４が振幅変調および振幅変調を行う場合に、雑音印加部１３０は、変調処理部２２０４による雑音の位相シフト量と、変調処理部２２０４による雑音の振幅の増幅量と、をランダムに切り替える。

図２２〜図２５に示したように、雑音印加部１３０は、生成した雑音の振幅の正負を、適応等化回路１００による処理対象の信号の１サンプルごとに反転させ、振幅の正負を反転させた雑音を、その信号の複数サンプルごとに変調してもよい。これにより、信号帯域外の雑音を生成することができる。また、この場合は、フーリエ変換および逆フーリエ変換を行わなくてもよいため、雑音印加部１３０の回路規模の縮小および雑音印加部１３０の処理量の低減を図ることができる。

（実施の形態にかかる雑音印加部さらに他の例）
図２６は、実施の形態にかかる雑音印加部のさらに他の一例を示す図である。図２６において、図１８に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。雑音印加部１３０は、たとえば、図２６に示すように、乱数生成部１８０１と、ハイパスフィルタ１８０３と、印加部１８０５と、を備えてもよい。すなわち、雑音印加部１３０は、図１８に示した構成においてフーリエ変換部１８０２および逆フーリエ変換部１８０４を省いた構成としてもよい。

この場合に、乱数生成部１８０１は、生成した乱数列を雑音としてハイパスフィルタ１８０３へ出力する。ハイパスフィルタ１８０３は、乱数生成部１８０１から出力された雑音から、上述の信号帯域より高い周波数の成分のみを抽出する。たとえば、ハイパスフィルタ１８０３は、ＦＩＲフィルタやＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：無限インパルス応答）など各種のフィルタとすることができる。ハイパスフィルタ１８０３は、抽出した成分を雑音として印加部１８０５へ出力する。

印加部１８０５は、雑音印加部１３０へ入力された信号Ｈ_in，Ｖ_inに対して、ハイパスフィルタ１８０３から出力された雑音を印加し、雑音を印加した信号Ｈ_in，Ｖ_inを出力する。

（実施の形態にかかる雑音印加部による処理さらに他の例）
図２７は、実施の形態にかかる雑音印加部による処理のさらに他の一例を示すフローチャートである。図２６に示した雑音印加部１３０は、たとえば図２７に示す処理を実行する。まず、雑音印加部１３０は、乱数生成部１８０１により、乱数列を生成する（ステップＳ２７０１）。これにより、時間領域の雑音を生成することができる。

つぎに、雑音印加部１３０は、ステップＳ２７０１において生成した雑音から、ハイパスフィルタ１８０３により高周波成分を抽出する（ステップＳ２７０２）。これにより、信号帯域外の周波数領域の雑音を生成することができる。

つぎに、雑音印加部１３０は、ステップＳ２７０２において生成した周波数領域の雑音を、印加部１８０５により信号Ｈ_in，Ｖ_inに印加して出力し（ステップＳ２７０３）、一連の処理を終了する。

なお、雑音印加部１３０は、信号Ｈ_in，Ｖ_inのそれぞれについて雑音を生成してもよい。たとえば、雑音印加部１３０は、信号Ｈ_in，Ｖ_inのそれぞれについてステップＳ２７０１，Ｓ２７０２を実行して雑音を生成し、生成した各雑音をステップＳ２７０３においてそれぞれ信号Ｈ_in，Ｖ_inに印加してもよい。

図２６〜図２７に示したように、雑音印加部１３０は、たとえば、乱数列をハイパスフィルタに通すことにより、信号帯域外の雑音を生成することができる。

このように、実施の形態にかかる適応等化回路１００によれば、信号帯域外の雑音を印加した入力信号に基づいてタップ係数をフィルタに設定することにより、信号帯域外においてタップ係数を減衰させることができる。これにより、タップ係数をタップ数内に収め、伝送路特性の補償精度の向上を図ることができる。

以上説明したように、適応等化回路および光受信器によれば、タップ係数をタップ数内に収めて伝送路特性の補償精度の向上を図ることができる。

たとえば、従来、ディジタルコヒーレント受信器において、装置の省電力化と小型化のために、ディジタル信号処理において消費電力と回路規模の削減が求められている。消費電力と回路規模の削減のための方法として、適応等化回路におけるタップ数を少なくする方法がある。たとえば、上述のフラクショナル適応等化を用いることでタップ数を少なくすることができる。

しかしながら、フラクショナル適応等化においては、上述のように、タップ係数がタップ数内に収まらず、伝送路特性の補償精度が低下するという問題がある。これに対して、上述の実施の形態によれば、帯域外の雑音を印加した入力信号を用いて適応等化回路のタップ係数を生成することで、帯域外において減衰したタップ係数を生成し、タップ係数をタップ数内に収めて伝送路特性の補償精度の向上を図ることができる。

上述した各実施の形態に関し、さらに以下の付記を開示する。

（付記１）入力された信号に対して、設定されたタップ係数に基づくフィルタリングを行うフィルタと、
前記信号に対して前記信号の帯域外の雑音を印加する印加部と、
前記印加部によって前記雑音が印加された前記信号に基づいて、前記信号における伝送路特性を補償する前記タップ係数を前記フィルタに設定する制御部と、
を備えることを特徴とする適応等化回路。

（付記２）前記フィルタはＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）フィルタであることを特徴とする付記１に記載の適応等化回路。

（付記３）前記入力された信号は、信号光を光電変換して得られた信号を、前記信号光のサンプリング周波数の非整数倍の周波数でサンプリングして得られたディジタルの信号であることを特徴とする付記１または２に記載の適応等化回路。

（付記４）前記制御部は、前記印加部によって前記雑音が印加された前記信号に対して前記フィルタ（以下、「第１フィルタ」と称する。）と同じフィルタリングを行う第２フィルタを有し、前記印加部によって前記雑音が印加された前記信号と、前記第２フィルタによって前記フィルタリングが行われた前記信号と、に基づいて前記タップ係数を前記第１フィルタに設定し、
前記第１フィルタは、前記印加部によって前記雑音が印加されていない前記信号に対して前記フィルタリングを行う、
ことを特徴とする付記１〜３のいずれか一つに記載の適応等化回路。

（付記５）前記制御部は、前記印加部によって前記雑音が印加された前記信号と、前記フィルタによって前記フィルタリングが行われた前記信号と、に基づいて前記タップ係数を前記フィルタに設定し、
前記フィルタは、前記印加部によって前記雑音が印加された前記信号に対して前記フィルタリングを行う、
ことを特徴とする付記１〜３のいずれか一つに記載の適応等化回路。

（付記６）前記印加部は、乱数列をフーリエ変換して得られた雑音から前記帯域外の雑音を抽出し、抽出した前記雑音を逆フーリエ変換して得られた雑音を前記信号に対して印加することを特徴とする付記１〜５のいずれか一つに記載の適応等化回路。

（付記７）前記印加部は、生成した雑音の振幅の正負を前記信号の１サンプルごとに反転させ、振幅の正負を反転させた前記雑音を前記信号の複数サンプルごとに変調することにより得られた雑音を前記信号に対して印加することを特徴とする付記１〜５のいずれか一つに記載の適応等化回路。

（付記８）前記印加部は、乱数列をハイパスフィルタに通して得られた雑音を前記信号に対して印加することを特徴とする付記１〜５のいずれか一つに記載の適応等化回路。

（付記９）信号光を光電変換して得られた信号を、前記信号光のサンプリング周波数の非整数倍の周波数でサンプリングして得られたディジタルの信号に対して、設定されたタップ係数に基づくフィルタリングを行うフィルタと、
前記信号に対して前記信号の帯域外の雑音を印加する印加部と、
前記印加部によって前記雑音が印加された前記信号に基づいて、前記信号における伝送路特性を補償する前記タップ係数を前記フィルタに設定する制御部と、
を備えることを特徴とする光受信器。

ｔ１〜ｔ１１ フラクショナルサンプルポイント
１００ 適応等化回路
１１０，６１０ バタフライＦＩＲフィルタ
１２０ フィルタ係数更新制御部
１３０ 雑音印加部
２００ 偏波回転
２１１ Ｘ偏波成分
２１２ Ｙ偏波成分
２２１，２２２ 偏光方向
３００ 偏波間ディレイ差
４００ 偏波間ロス差
５００ 光受信器
５０１ ディジタル回路
５１０ コヒーレント受光フロントエンド
５２０ 波形歪み補償器
５３０ 位相調整器
５４０ 復調／データ再生回路
６２１，６２２，６３１，６３２ 演算部
６４１〜６４４，８２１〜８２Ｎ 乗算部
６５１〜６５４，７２１，７２２ 加算部
７１１〜７１４ ＦＩＲフィルタ
８１１〜８１（Ｎ−１） 遅延部
９００ 信号波形
９０１〜９０９ シンボルポイント
１０１１〜１０１６ サンプリング結果
１０２１〜１０２３ ＦＩＲ処理
１０３１〜１０３３ 出力
１１０１〜１１０３ タップ係数
１１０４，１１０５ 端部
１２０１ 周波数ゲイン特性
１２０２ 帯域外領域
１８０１，２２０１，２２０３ 乱数生成部
１８０２ フーリエ変換部
１８０３ ハイパスフィルタ
１８０４ 逆フーリエ変換部
１８０５，２２０５ 印加部
１９０１，１９０２，２３０１，２３０２ 雑音波形
２００１，２００２，２４０１，２４０２ スペクトル
２２０２ 振幅反転部
２２０４ 変調処理部

Claims (7)

1. 入力された信号に対して、設定されたタップ係数に基づくフィルタリングを行うフィルタと、
   前記信号に対して前記信号の帯域外の雑音を印加する印加部と、
   前記印加部によって前記雑音が印加された前記信号に基づいて、前記信号における伝送路特性を補償する前記タップ係数を前記フィルタに設定する制御部と、
   を備えることを特徴とする適応等化回路。
2. 前記制御部は、前記印加部によって前記雑音が印加された前記信号に対して前記フィルタ（以下、「第１フィルタ」と称する。）と同じフィルタリングを行う第２フィルタを有し、前記印加部によって前記雑音が印加された前記信号と、前記第２フィルタによって前記フィルタリングが行われた前記信号と、に基づいて前記タップ係数を前記第１フィルタに設定し、
   前記第１フィルタは、前記印加部によって前記雑音が印加されていない前記信号に対して前記フィルタリングを行う、
   ことを特徴とする請求項１に記載の適応等化回路。
3. 前記制御部は、前記印加部によって前記雑音が印加された前記信号と、前記フィルタによって前記フィルタリングが行われた前記信号と、に基づいて前記タップ係数を前記フィルタに設定し、
   前記フィルタは、前記印加部によって前記雑音が印加された前記信号に対して前記フィルタリングを行う、
   ことを特徴とする請求項１に記載の適応等化回路。
4. 前記印加部は、乱数列をフーリエ変換して得られた雑音から前記帯域外の雑音を抽出し、抽出した前記雑音を逆フーリエ変換して得られた雑音を前記信号に対して印加することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の適応等化回路。
5. 前記印加部は、生成した雑音の振幅の正負を前記信号の１サンプルごとに反転させ、振幅の正負を反転させた前記雑音を前記信号の複数サンプルごとに変調することにより得られた雑音を前記信号に対して印加することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の適応等化回路。
6. 前記印加部は、乱数列をハイパスフィルタに通して得られた雑音を前記信号に対して印加することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の適応等化回路。
7. 信号光を光電変換して得られた信号を、前記信号光のサンプリング周波数の非整数倍の周波数でサンプリングして得られたディジタルの信号に対して、設定されたタップ係数に基づくフィルタリングを行うフィルタと、
   前記信号に対して前記信号の帯域外の雑音を印加する印加部と、
   前記印加部によって前記雑音が印加された前記信号に基づいて、前記信号における伝送路特性を補償する前記タップ係数を前記フィルタに設定する制御部と、
   を備えることを特徴とする光受信器。

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