JPS63100827A - 可変振幅等化器 - Google Patents
可変振幅等化器Info
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- JPS63100827A JPS63100827A JP24550886A JP24550886A JPS63100827A JP S63100827 A JPS63100827 A JP S63100827A JP 24550886 A JP24550886 A JP 24550886A JP 24550886 A JP24550886 A JP 24550886A JP S63100827 A JPS63100827 A JP S63100827A
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- Japan
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- circuit
- equalizer
- transistor
- cable
- variable
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 2
- 241000269821 Scombridae Species 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 description 1
- 235000020640 mackerel Nutrition 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
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- Networks Using Active Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、ケーブル等によって伝達されてきたデジタル
信号の振幅特性を補償する等化器にかかわり、特にその
等化特性がケーブル長に対応して自動的に可変とされる
ような可変振幅等化器に関するものである。
信号の振幅特性を補償する等化器にかかわり、特にその
等化特性がケーブル長に対応して自動的に可変とされる
ような可変振幅等化器に関するものである。
本発明の可変振幅等化器は、２個の能動素子である例え
ばトランジスタと、容量性のインピーダンス回路と、１
個の可変抵抗素子によって構成されており、高いクロッ
ク周期の伝送データに対しても安定した動作で波形の改
善を行なわせることができると共に、線路長が変化した
ときも、前記１個の可変抵抗素子にＡＧＣ出力をフィー
ドバックさせることによって等化特性を容易に可変する
ことができる。
ばトランジスタと、容量性のインピーダンス回路と、１
個の可変抵抗素子によって構成されており、高いクロッ
ク周期の伝送データに対しても安定した動作で波形の改
善を行なわせることができると共に、線路長が変化した
ときも、前記１個の可変抵抗素子にＡＧＣ出力をフィー
ドバックさせることによって等化特性を容易に可変する
ことができる。
画像データ等を長距離のケーブルなどによって伝送する
と、一般に振幅ひずみや遅延ひずみを発生する。従って
送信端のデジタルデータを誤ることなく再現するため受
信端でこれらのひずみ波形を補正するための等化器が必
要とされる。
と、一般に振幅ひずみや遅延ひずみを発生する。従って
送信端のデジタルデータを誤ることなく再現するため受
信端でこれらのひずみ波形を補正するための等化器が必
要とされる。
第５図は、伝送路が同軸ケーブルとされているときのケ
ーブル長Ｌ （Ｌ３ ＜Ｌ？＜Ｌ＋ ）に対する周波数
特性を示したもので、その減衰量ｒは一般に次式によっ
て近似される。
ーブル長Ｌ （Ｌ３ ＜Ｌ？＜Ｌ＋ ）に対する周波数
特性を示したもので、その減衰量ｒは一般に次式によっ
て近似される。
ｒ （ｆ） ＝ （ａコＴ＋ ｆ３ ｆ ） Ｘ Ｌ（
ｄＢ） ・・・・・１１）Ｌ：ケーブルの伝送長 α、β：定数 ｆ：伝送周波数 すなわち、ケーブル長りが長いほど、信号の高域成分の
減衰が大きくなり、例えば、クロック周期Ｔの単一パル
スを送信したときは、第６図に示すように、線路が長い
場合（Ｌ３）はパルス幅が広がった波形Ｓ３となる。
ｄＢ） ・・・・・１１）Ｌ：ケーブルの伝送長 α、β：定数 ｆ：伝送周波数 すなわち、ケーブル長りが長いほど、信号の高域成分の
減衰が大きくなり、例えば、クロック周期Ｔの単一パル
スを送信したときは、第６図に示すように、線路が長い
場合（Ｌ３）はパルス幅が広がった波形Ｓ３となる。
そこで、受信端に振幅等化器を設け、受信波形を８２に
示すような周期Ｔの整数倍の点でＯとなるような波形に
補正し、符号量干渉による誤り率の低減をはかるように
波形等化を行なっているがこのような固定の振幅等化器
を採用すると、伝送ケーブル長が短くなったときは（Ｌ
＋）波形３１ にみられるような受信波形となり、再び
符号量干渉によって誤り率が高くなる。
示すような周期Ｔの整数倍の点でＯとなるような波形に
補正し、符号量干渉による誤り率の低減をはかるように
波形等化を行なっているがこのような固定の振幅等化器
を採用すると、伝送ケーブル長が短くなったときは（Ｌ
＋）波形３１ にみられるような受信波形となり、再び
符号量干渉によって誤り率が高くなる。
したがって、従来、伝送路が一定せず、振幅ひずみが固
定化されない伝送系では可変振幅等化を使用することが
考えられている。 （Ｈ，Ｗ、Ｂｏｄｅ：Ｂ、Ｓ、Ｔ
、Ｊ、、１７．ｐｐ、２２９〜２４４ Ｖａｒｉａｂｌ
ｅ ｅｑｕａｌｉｚｅｒｓ）第７図はかかる可変振幅等
化器の概要を説明するもので、送信アンプＴＡから伝送
ケーブルＣを介して伝送された信号は受信アンプＲＡで
増幅され、第１の等止器ＥＱ（１）において伝送ケーブ
ルＣにおける波形歪が補正される。そして、さらに第２
の等止器ＥＱ（２）において伝送ケーブルＣの長さが変
化したときに発生する波形歪が補正されるものであるが
、この第２の等止器ＥＱ（２）はレベル検出器ＬＤの出
力によって、その等化特性が可変とされるようになされ
ている。
定化されない伝送系では可変振幅等化を使用することが
考えられている。 （Ｈ，Ｗ、Ｂｏｄｅ：Ｂ、Ｓ、Ｔ
、Ｊ、、１７．ｐｐ、２２９〜２４４ Ｖａｒｉａｂｌ
ｅ ｅｑｕａｌｉｚｅｒｓ）第７図はかかる可変振幅等
化器の概要を説明するもので、送信アンプＴＡから伝送
ケーブルＣを介して伝送された信号は受信アンプＲＡで
増幅され、第１の等止器ＥＱ（１）において伝送ケーブ
ルＣにおける波形歪が補正される。そして、さらに第２
の等止器ＥＱ（２）において伝送ケーブルＣの長さが変
化したときに発生する波形歪が補正されるものであるが
、この第２の等止器ＥＱ（２）はレベル検出器ＬＤの出
力によって、その等化特性が可変とされるようになされ
ている。
したがって、このような受信端末を備えている機器では
、伝送ケーブルＣの線路長りが所定の範囲でその長さが
異なるものを使用するときでも、線路長りを中心に±Δ
Ｌの範囲で、伝送信号の振幅等化を行うことができ、受
信端末器の汎用性が向上する。
、伝送ケーブルＣの線路長りが所定の範囲でその長さが
異なるものを使用するときでも、線路長りを中心に±Δ
Ｌの範囲で、伝送信号の振幅等化を行うことができ、受
信端末器の汎用性が向上する。
第８図（Ｌ）は可変等化特性を示す第２の等止器ＥＱ（
２）の回路例を示したもので、Ｚｗｌは第１の時定数回
路、２ｗ２は第２の時定数回路である。
２）の回路例を示したもので、Ｚｗｌは第１の時定数回
路、２ｗ２は第２の時定数回路である。
第１の時定数回路Ｚｗｌは容量性とされており、トラン
ジスタＴのコレクタ側に接続されているため高域側の周
波数を抑圧するフィルタとして動作し、第２の時定数回
路Ｚ ｔｔ、ａ ２はトランジスタＴのエミッタ側にｖ
ｉ続されているため、出力Ｓ ｏｕｔに対して高域側の
周波数を持ち上げるようなフィルタ特性を持つことにな
る。したがって、これらの時定数回路Ｚｗｌ、Ｚｗ２に
直列に接続されている可変抵抗ｒｌ、ｒ；）の抵抗値を
逆方向に変化させると、入力端子Ｓｉｎの信号の高域特
性のみを変化させることができ、受信波形を前記第６図
の波形Ｓ２に示すような符号量干渉の少ない波形に等化
することができる。
ジスタＴのコレクタ側に接続されているため高域側の周
波数を抑圧するフィルタとして動作し、第２の時定数回
路Ｚ ｔｔ、ａ ２はトランジスタＴのエミッタ側にｖ
ｉ続されているため、出力Ｓ ｏｕｔに対して高域側の
周波数を持ち上げるようなフィルタ特性を持つことにな
る。したがって、これらの時定数回路Ｚｗｌ、Ｚｗ２に
直列に接続されている可変抵抗ｒｌ、ｒ；）の抵抗値を
逆方向に変化させると、入力端子Ｓｉｎの信号の高域特
性のみを変化させることができ、受信波形を前記第６図
の波形Ｓ２に示すような符号量干渉の少ない波形に等化
することができる。
又、第８図（ｂ）は可変振幅等化特性を示す第２の等止
器の回路例を示したもので、入力端子Ｓｉｎに接続され
ているトランジスタＴＩ のエミー。
器の回路例を示したもので、入力端子Ｓｉｎに接続され
ているトランジスタＴＩ のエミー。
りに容量性の時定数回路Ｚｗｌと、可変抵抗器ｒの直列
回路を接続し、その接続点の信号を第２のトランジスタ
Ｔ２に入力すると共に、そのエミッタ側に誘導性の時定
数回路Ｚｗ２＝Ｒｏ２／Ｚｗ１を接続したものである。
回路を接続し、その接続点の信号を第２のトランジスタ
Ｔ２に入力すると共に、そのエミッタ側に誘導性の時定
数回路Ｚｗ２＝Ｒｏ２／Ｚｗ１を接続したものである。
第８図（ａ）の回路例は、時定数回路Ｚ−１゜２ｗ２の
双方とも容量性となっているため、実際の回路構成とし
ては実現し易いが、ケーブル長に対応して等化特性を可
変とする場合に、互いに逆比例するような２ （ｍｌの
可変抵抗素子ｒｌ、ｒ２が必要になり、その制御回路が
複雑になるという問題がある。
双方とも容量性となっているため、実際の回路構成とし
ては実現し易いが、ケーブル長に対応して等化特性を可
変とする場合に、互いに逆比例するような２ （ｍｌの
可変抵抗素子ｒｌ、ｒ２が必要になり、その制御回路が
複雑になるという問題がある。
又、第８図（ｂ）の回路例では、可変抵抗素子ｒが１個
であり、その制御回路が簡単になるが、第１の時定数回
路Ｚｗｌに対して、第２の時定数回路Ｚ鰺２はインピー
ダンス値Ｚ−が逆回路（ｉｎｖｅｒｓｅ Ｎｅｔｗｏｒ
ｋ ）によッテ形成されることが必要になり誘導性のコ
イルが使用される。そのため、実際の回路構成が困難に
なるとともに、伝送信号の周波数が高い場合は、この時
定数を構成するコイルのＬ成分が寄生容量と共振して、
安定な等化器を形成し難いという問題がある。
であり、その制御回路が簡単になるが、第１の時定数回
路Ｚｗｌに対して、第２の時定数回路Ｚ鰺２はインピー
ダンス値Ｚ−が逆回路（ｉｎｖｅｒｓｅ Ｎｅｔｗｏｒ
ｋ ）によッテ形成されることが必要になり誘導性のコ
イルが使用される。そのため、実際の回路構成が困難に
なるとともに、伝送信号の周波数が高い場合は、この時
定数を構成するコイルのＬ成分が寄生容量と共振して、
安定な等化器を形成し難いという問題がある。
本発明の可変振幅等化器は、かかる問題点を解消するこ
とを目的としてなされたもので、ケーブル等によって伝
送されてきた信号が入力されている第１．第２のトラン
ジスタと、この第１のトランジスタのエミッタに接続さ
れたケーブルの伝送特性の補償用の第１のインピーダン
ス回路と、第２のトランジスタのコレクタに接続されて
いる前記第１のインピーダンス回路と同値の第２のイン
ピーダンス回路を設け、前記第１のトランジスタから出
力される信号を可変抵抗素子を介して前記第２のトラン
ジスタの出力に供給するようにしたものである。
とを目的としてなされたもので、ケーブル等によって伝
送されてきた信号が入力されている第１．第２のトラン
ジスタと、この第１のトランジスタのエミッタに接続さ
れたケーブルの伝送特性の補償用の第１のインピーダン
ス回路と、第２のトランジスタのコレクタに接続されて
いる前記第１のインピーダンス回路と同値の第２のイン
ピーダンス回路を設け、前記第１のトランジスタから出
力される信号を可変抵抗素子を介して前記第２のトラン
ジスタの出力に供給するようにしたものである。
可変抵抗素子の抵抗値をケーブルの受信端における信号
レベル（ＡＧＣ電圧）によって制御すると、等化器の周
波数特性がケーブル長に対応して変化し、ケーブル長が
変化したときでも所定の範囲で波形歪がナイキストの第
１基準を満たすような最適の波形となるような可変振幅
等化器とすることができる。
レベル（ＡＧＣ電圧）によって制御すると、等化器の周
波数特性がケーブル長に対応して変化し、ケーブル長が
変化したときでも所定の範囲で波形歪がナイキストの第
１基準を満たすような最適の波形となるような可変振幅
等化器とすることができる。
第１図は本発明の可変振幅等化器の一実施例を示す回路
であり、ケーブルによって伝送されてきたデジタル信号
は入力端Ｓｉｎから第１のトランジスタＱ＋、及び第２
のトランジスタＱ２のベース電極に供給される。
であり、ケーブルによって伝送されてきたデジタル信号
は入力端Ｓｉｎから第１のトランジスタＱ＋、及び第２
のトランジスタＱ２のベース電極に供給される。
第１のトランジスタＱ＋ のエミッタ電極には、ケーブ
ルの伝送特性を補償するインピーダンス回路Ｚｌが接続
され、第２のトランジスタＱ２ （７）コレクタには第
２のインピーダンス回路Ｚ２が接続されている。そして
、第１のトランジスタＣｈ のコレクタにインピーダン
ス変換回路を構成する第゛３のトランジスタＱ３が接続
され、その出力は可変抵抗素子を形成する、例えばＰＩ
ＮダイオードＤを介して前記第２のトランジスタＱ２の
出力端に接続される。
ルの伝送特性を補償するインピーダンス回路Ｚｌが接続
され、第２のトランジスタＱ２ （７）コレクタには第
２のインピーダンス回路Ｚ２が接続されている。そして
、第１のトランジスタＣｈ のコレクタにインピーダン
ス変換回路を構成する第゛３のトランジスタＱ３が接続
され、その出力は可変抵抗素子を形成する、例えばＰＩ
ＮダイオードＤを介して前記第２のトランジスタＱ２の
出力端に接続される。
なお、抵抗Ｒｅはコレクタ抵抗、Ｒｅ、Ｒ１はエミッタ
抵抗、Ｃはカップリングコンデンサ、Ｒ２はＰＩＮダイ
オードＤにバイアス電流を供給してその抵抗値を可変と
するものであり、バイアス電流は前述したように伝送さ
れてきた信号波形の平均レベル信号（ＡＧＣ電圧）に対
応したものである。
抵抗、Ｃはカップリングコンデンサ、Ｒ２はＰＩＮダイ
オードＤにバイアス電流を供給してその抵抗値を可変と
するものであり、バイアス電流は前述したように伝送さ
れてきた信号波形の平均レベル信号（ＡＧＣ電圧）に対
応したものである。
インピーダンス回路Ｚｌ、Ｚ２は、例えば第２図に示す
ようにケーブルの伝送特性（振幅）を補償するものであ
って、ケーブル長りの伝送特性が、例えば第３図に示す
ような場合は、その周波数特性Ａと近似する周波数特性
Ｂを有するインピーダンス回路が使用され、通常は、２
〜３段のＣＲ時定数回路によって具体化されている。
ようにケーブルの伝送特性（振幅）を補償するものであ
って、ケーブル長りの伝送特性が、例えば第３図に示す
ような場合は、その周波数特性Ａと近似する周波数特性
Ｂを有するインピーダンス回路が使用され、通常は、２
〜３段のＣＲ時定数回路によって具体化されている。
なお、ＰＩＮダイオードは前述した第７図に示すように
、レベル検出器ＬＤから出力される受信波形の平均レベ
ル値によってケーブル長に対応する信号を検出し、この
検出信号によって抵抗値が変化するようにしである。
、レベル検出器ＬＤから出力される受信波形の平均レベ
ル値によってケーブル長に対応する信号を検出し、この
検出信号によって抵抗値が変化するようにしである。
本発明の可変等化回路は上述したように構成されている
ため、その伝達特性Ｔは と゛なる。
ため、その伝達特性Ｔは と゛なる。
夕のゲインを示す、（但し、Ｒ＝ＰＩＮダイオードの抵
抗、Ｒ２））Ｒ＞＞ Ｒ１とする）示す。
抗、Ｒ２））Ｒ＞＞ Ｒ１とする）示す。
この第（２）式において、ＲＣ＝ｌ（ｅ ＝ｌ（ｏ。
Ｒ／Ｒｏ ＝ｘ 、Ｚ＋ ＝Ｚ２ ＝Ｚとすると、と
なり、さらに、Ｚ／Ｒｏ＝ｅ−ψ０とすると、とするこ
とができる。
なり、さらに、Ｚ／Ｒｏ＝ｅ−ψ０とすると、とするこ
とができる。
（ｅ−ψ０はケーブルの伝送振幅特性を示す関数）
上記第（４）式をさらに対数表示とすると共に、級数展
開すると、 （但し、ｇ ｗ ＝誤差項：Ｏとする）すなわち、前記
可変抵抗素子Ｈの抵抗値をＯ−■の範囲で変化させると
、この可変振幅等化器の伝達特性は＋ψ―から−ψＵの
範囲で変化する。
開すると、 （但し、ｇ ｗ ＝誤差項：Ｏとする）すなわち、前記
可変抵抗素子Ｈの抵抗値をＯ−■の範囲で変化させると
、この可変振幅等化器の伝達特性は＋ψ―から−ψＵの
範囲で変化する。
本発明の可変振幅等化器は、１個の可変抵抗素子Ｈの値
をＯ−■の間で変化させると第４図（ａ）に示すように
、ｘ＝１のとき利得が１、Ｘ＝■のときψ−１ｘ＝０の
とき−ψ−となる等化特性を示す。
をＯ−■の間で変化させると第４図（ａ）に示すように
、ｘ＝１のとき利得が１、Ｘ＝■のときψ−１ｘ＝０の
とき−ψ−となる等化特性を示す。
したがって、ψΦが前記したケーブルの振幅減衰特性を
示す、第（１）式と関連して ψ−＝ （α”ｒ−コ已Ｓ−＋ β ′ ω） Ｘ
Ｌｓａｘ（ｎＰ）・・・・・・（６） に近似するようなインピーダンスＺｌ（Ｚ２）の値に設
定するとＬ±Ｌｓａｘの間で波形特性を改善する可変振
幅等化器とすることができる。
示す、第（１）式と関連して ψ−＝ （α”ｒ−コ已Ｓ−＋ β ′ ω） Ｘ
Ｌｓａｘ（ｎＰ）・・・・・・（６） に近似するようなインピーダンスＺｌ（Ｚ２）の値に設
定するとＬ±Ｌｓａｘの間で波形特性を改善する可変振
幅等化器とすることができる。
すなわち、第４図（ｂ）に示すように、第１の固定等化
器に線路長りの振幅等化を行わせ、第２の等化器として
上述した可変振幅等化器を使用することによって、さら
に、Ｌ＋Ｌａａｘ、及びＬ Ｌｍａｘの間のケーブル
長が接続されたときでも、受信端の波形を自動的に理想
の波形（Ｓ２）に等化させることができるようになる。
器に線路長りの振幅等化を行わせ、第２の等化器として
上述した可変振幅等化器を使用することによって、さら
に、Ｌ＋Ｌａａｘ、及びＬ Ｌｍａｘの間のケーブル
長が接続されたときでも、受信端の波形を自動的に理想
の波形（Ｓ２）に等化させることができるようになる。
この場合、本発明の可変振幅等化器は、可変抵抗素子が
１個であるから、その制御回路が簡易化されインピーダ
ンス回路（２１，Ｚ２）がＣＲ素子からなる時定数回路
によって構成されるため、ＩＣ化が容易であり、かつ、
高いクロック周波数のデータに対しても安定に動作させ
ることができる。
１個であるから、その制御回路が簡易化されインピーダ
ンス回路（２１，Ｚ２）がＣＲ素子からなる時定数回路
によって構成されるため、ＩＣ化が容易であり、かつ、
高いクロック周波数のデータに対しても安定に動作させ
ることができる。
なお、可変抵抗素子としてＰＩＮダイオードＤを使用し
たが、電子的に制御されるものであれば他の可変抵抗デ
バイスも使用することができる。
たが、電子的に制御されるものであれば他の可変抵抗デ
バイスも使用することができる。
以上説明したように、本発明の可変振幅等化器は、ＣＲ
の時定数回路からなるインピーダンス回路と、１個の可
変抵抗素子によって±ψ・の可変振幅等化器が構成され
るため全体の回路のＩＣ化が容易であると共に、可変抵
抗素子が１個であるからその制御回路が簡単になり、高
域の周波数においても安定に動作させることができると
いう効果がある。
の時定数回路からなるインピーダンス回路と、１個の可
変抵抗素子によって±ψ・の可変振幅等化器が構成され
るため全体の回路のＩＣ化が容易であると共に、可変抵
抗素子が１個であるからその制御回路が簡単になり、高
域の周波数においても安定に動作させることができると
いう効果がある。
第１図は本発明の−・実施例を示す回路図、第２図はイ
ンピーダンス回路の具体例を示す回路図、第３図はイン
ピーダンス回路の特性図、第４図（ａ）、（ｂ）は本発
明の可変等化特性を示すグラフ、第５図はケーブルの伝
送特性図、第６図は受信波形図、第７図はケーブルによ
るデータ伝送系の振幅等化の説明図、第８図（ａ）、（
ｂ）は従来の可変振幅等化器の回路図である。 図中、Ｚｌ、Ｚ２はインピーダンス回路、ＤはＰＩＮダ
イオードを示す。 本発明漬可斐４に鴨各花Ｎ騒 第１図 ２°（υ） ケーブルのイ云送奸・江ｌ 第５図 々苑゛及千し］ 第６図 （Ｇ） 木、発明／）可変連化 第２ インご一ダンス凹絡め茅チ・１１０ （ｂ） 、乍予）江５七丁クラブ −図
ンピーダンス回路の具体例を示す回路図、第３図はイン
ピーダンス回路の特性図、第４図（ａ）、（ｂ）は本発
明の可変等化特性を示すグラフ、第５図はケーブルの伝
送特性図、第６図は受信波形図、第７図はケーブルによ
るデータ伝送系の振幅等化の説明図、第８図（ａ）、（
ｂ）は従来の可変振幅等化器の回路図である。 図中、Ｚｌ、Ｚ２はインピーダンス回路、ＤはＰＩＮダ
イオードを示す。 本発明漬可斐４に鴨各花Ｎ騒 第１図 ２°（υ） ケーブルのイ云送奸・江ｌ 第５図 々苑゛及千し］ 第６図 （Ｇ） 木、発明／）可変連化 第２ インご一ダンス凹絡め茅チ・１１０ （ｂ） 、乍予）江５七丁クラブ −図
Claims (1)
- 信号が入力されている第１、第２のトランジスタと、前
記第１のトランジスタのエミッタに接続されている第１
の容量性のインピーダンス回路と、前記第２のトランジ
スタのコレクタに接続され、前記インピーダンス回路と
同値の第２のインピーダンス回路とを備え、前記第１の
トランジスタの出力を受信信号のレベルによって抵抗値
が変化する可変抵抗素子を介して前記第２のトランジス
タの出力に供給するようにしたことを特徴とする可変振
幅等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24550886A JPH082034B2 (ja) | 1986-10-17 | 1986-10-17 | 可変振幅等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24550886A JPH082034B2 (ja) | 1986-10-17 | 1986-10-17 | 可変振幅等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63100827A true JPS63100827A (ja) | 1988-05-02 |
| JPH082034B2 JPH082034B2 (ja) | 1996-01-10 |
Family
ID=17134719
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24550886A Expired - Fee Related JPH082034B2 (ja) | 1986-10-17 | 1986-10-17 | 可変振幅等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH082034B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8794896B2 (en) | 2005-12-14 | 2014-08-05 | Tokyo Electron Limited | Vacuum processing apparatus and zonal airflow generating unit |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010116468A1 (ja) * | 2009-03-30 | 2010-10-14 | Ｎｅｃディスプレイソリューションズ株式会社 | 信号波形補正装置、信号波形補正方法 |
-
1986
- 1986-10-17 JP JP24550886A patent/JPH082034B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8794896B2 (en) | 2005-12-14 | 2014-08-05 | Tokyo Electron Limited | Vacuum processing apparatus and zonal airflow generating unit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH082034B2 (ja) | 1996-01-10 |
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