JPS63100826A - 可変振幅等化器 - Google Patents
可変振幅等化器Info
- Publication number
- JPS63100826A JPS63100826A JP24550786A JP24550786A JPS63100826A JP S63100826 A JPS63100826 A JP S63100826A JP 24550786 A JP24550786 A JP 24550786A JP 24550786 A JP24550786 A JP 24550786A JP S63100826 A JPS63100826 A JP S63100826A
- Authority
- JP
- Japan
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- circuit
- equalizer
- variable
- impedance circuit
- cable
- Prior art date
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- Granted
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 21
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、ケーブル等によって伝達されてきたデジタル
信号の振幅特性を補償する等化器にかかわり、特にその
等化特性がケーブル長に対応して自動的に可変とされる
ような可変振幅等化器に関するものである。
信号の振幅特性を補償する等化器にかかわり、特にその
等化特性がケーブル長に対応して自動的に可変とされる
ような可変振幅等化器に関するものである。
本発明の可変振幅等化器は、２個の能動素子である例え
ばトランジスタと、容量性のインピーダンス回路と、１
個の可変抵抗素子と、加算回路によって構成されており
、高いクロック周期の伝送データに対しても安定した動
作で波形の改善を行なわせることができると共に、線路
長が変化したときも、前記１個の可変抵抗素子にＡＧＣ
出力をフィードバックさせることによって等化特性を容
易に可変することができる。
ばトランジスタと、容量性のインピーダンス回路と、１
個の可変抵抗素子と、加算回路によって構成されており
、高いクロック周期の伝送データに対しても安定した動
作で波形の改善を行なわせることができると共に、線路
長が変化したときも、前記１個の可変抵抗素子にＡＧＣ
出力をフィードバックさせることによって等化特性を容
易に可変することができる。
画像データ等を長距離のケーブルなどによって伝送する
と、一般に振幅ひずみや遅延ひずみを発生する。従って
送信端のデジタルデータを誤ることなく再現するため受
信端でこれらのひずみ波形を補正するための等化器が必
要とされる。
と、一般に振幅ひずみや遅延ひずみを発生する。従って
送信端のデジタルデータを誤ることなく再現するため受
信端でこれらのひずみ波形を補正するための等化器が必
要とされる。
第５図は、伝送路が同軸ケーブルとされているときのケ
ーブル長Ｌ （Ｌ３ ＜Ｌ２ ＜Ｌｌ ）に対する周波
数特性を示したもので、その減衰量ｒは一般に次式によ
って近似される。
ーブル長Ｌ （Ｌ３ ＜Ｌ２ ＜Ｌｌ ）に対する周波
数特性を示したもので、その減衰量ｒは一般に次式によ
って近似される。
ｒ （ｆ） ＝ （ａＦ］′＋ βｆ ） Ｘ Ｌ（ｄ
Ｂ） ・・・・・１１）Ｌ：ケーブルの伝送長 α、β：定数 ｆ：伝送周波数 すなわち、ケーブル長りが長いほど、信号の高域成分の
減衰が大きくなり、例えば、クロック周期Ｔの単一パル
スを送信したときは、第６図に示すように、線路が長い
場合（Ｌ３）はパルス幅が広がった波形Ｓ３となる。
Ｂ） ・・・・・１１）Ｌ：ケーブルの伝送長 α、β：定数 ｆ：伝送周波数 すなわち、ケーブル長りが長いほど、信号の高域成分の
減衰が大きくなり、例えば、クロック周期Ｔの単一パル
スを送信したときは、第６図に示すように、線路が長い
場合（Ｌ３）はパルス幅が広がった波形Ｓ３となる。
そこで、受信端に振幅等化器を設け、受信波形を３２に
示すような周期Ｔの整数倍の点でＯとなるような波形に
補正し、符号量干渉による誤り率の低減をはかるように
波形等化を行なっているがこのような固定の振幅等化器
を採用すると、伝送ケーブル長が短くなったときは（Ｌ
ｌ）波形Ｓ１にみられるような受信波形となり、再び符
号量干渉によって誤り率が高くなる。
示すような周期Ｔの整数倍の点でＯとなるような波形に
補正し、符号量干渉による誤り率の低減をはかるように
波形等化を行なっているがこのような固定の振幅等化器
を採用すると、伝送ケーブル長が短くなったときは（Ｌ
ｌ）波形Ｓ１にみられるような受信波形となり、再び符
号量干渉によって誤り率が高くなる。
したがって、従来、伝送路が一定せず、振幅ひずみが固
定化されない伝送系では可変振幅等化を使用することが
考えられている。（）１．Ｗ、Ｂｏｄｅ：Ｂ、Ｓ、Ｔ、
Ｊ、、１７．ｐｐ、２２９〜２４４ Ｖａｒｉａｂｌｅ
ｅｑｕａｌｉｚｅｒｓ）第７図はかかる可変振幅等化
器の概要を説明するもので、送信アンプＴＡから伝送ケ
ーブルＣを介して伝送された信号は受信アンプＲＡで増
幅され、第１の等止器ＥＱ（１）において伝送ケーブル
Ｃにおける波形歪が補正される。そして、さらに第２の
等止器ＥＱ（２）において伝送ケーブルＣの長さが変化
したときに発生する波形歪が補正されるものであるが、
この第２の等止器ＥＱ（２）はレベル検出器ＬＤの出力
によって、その等化特性が可変とされるようになされて
いる。
定化されない伝送系では可変振幅等化を使用することが
考えられている。（）１．Ｗ、Ｂｏｄｅ：Ｂ、Ｓ、Ｔ、
Ｊ、、１７．ｐｐ、２２９〜２４４ Ｖａｒｉａｂｌｅ
ｅｑｕａｌｉｚｅｒｓ）第７図はかかる可変振幅等化
器の概要を説明するもので、送信アンプＴＡから伝送ケ
ーブルＣを介して伝送された信号は受信アンプＲＡで増
幅され、第１の等止器ＥＱ（１）において伝送ケーブル
Ｃにおける波形歪が補正される。そして、さらに第２の
等止器ＥＱ（２）において伝送ケーブルＣの長さが変化
したときに発生する波形歪が補正されるものであるが、
この第２の等止器ＥＱ（２）はレベル検出器ＬＤの出力
によって、その等化特性が可変とされるようになされて
いる。
したがって、このような受信端末を備えている機器では
、伝送ケーブルＣの線路長りが所定の範囲でその長さが
異なるものを使用するときでも、線路長りを中心に±Δ
Ｌの範囲で、伝送信号の振幅等化を行うことができ、受
信端末器の汎用性が向上する。
、伝送ケーブルＣの線路長りが所定の範囲でその長さが
異なるものを使用するときでも、線路長りを中心に±Δ
Ｌの範囲で、伝送信号の振幅等化を行うことができ、受
信端末器の汎用性が向上する。
第８図（＆）は可変等化特性を示す第２の等止器ＥＱ（
２）の回路例を示したもので、Ｚｗｌは第１の時定数回
路、２ｗ２は第２の時定数回路である。
２）の回路例を示したもので、Ｚｗｌは第１の時定数回
路、２ｗ２は第２の時定数回路である。
第１の時定数回路Ｚｗｌは容量性とされており、トラン
ジスタＴのコレクタ側に接続されているため高域側の周
波数を抑圧するフィルタとして動作し、第２の時定数回
路Ｚｗ２はトランジスタＴのエミッタ側に接続されてい
るため、出力Ｓ ｏｕｔに対して高域側の周波数を持ち
上げるようなフィルタ特性を持つことになる。したがっ
て、これらの時定数回路Ｚ・ｌ、２ｗ２に直列に接続さ
れている可変抵抗ｒｌ、ｒ２の抵抗値を逆方向に変化さ
せると、入力端子Ｓｉｎの信号の高域特性のみを変化さ
せることができ、受信波形を前記第６図の波形Ｓ２に示
すような符号量干渉の少ない波形に等化することができ
る。
ジスタＴのコレクタ側に接続されているため高域側の周
波数を抑圧するフィルタとして動作し、第２の時定数回
路Ｚｗ２はトランジスタＴのエミッタ側に接続されてい
るため、出力Ｓ ｏｕｔに対して高域側の周波数を持ち
上げるようなフィルタ特性を持つことになる。したがっ
て、これらの時定数回路Ｚ・ｌ、２ｗ２に直列に接続さ
れている可変抵抗ｒｌ、ｒ２の抵抗値を逆方向に変化さ
せると、入力端子Ｓｉｎの信号の高域特性のみを変化さ
せることができ、受信波形を前記第６図の波形Ｓ２に示
すような符号量干渉の少ない波形に等化することができ
る。
又、第８図（ｂ）は可変振幅等化特性を示す第２の等止
器の回路例を示したもので、入力端子Ｓｉｎに接＆ｔさ
れているトランジスタＴ１のエミッタに容量性の時定数
回路Ｚｗｌと、可変抵抗器ｒの直列回路を接続し、その
接続点の信号を第２のトランジスタＴ２に入力すると共
に、そのエミッタ側に誘導性の時定数回路Ｚｗ ２ ＝
Ｒｏ２／ Ｚｗ １を接続したものである。
器の回路例を示したもので、入力端子Ｓｉｎに接＆ｔさ
れているトランジスタＴ１のエミッタに容量性の時定数
回路Ｚｗｌと、可変抵抗器ｒの直列回路を接続し、その
接続点の信号を第２のトランジスタＴ２に入力すると共
に、そのエミッタ側に誘導性の時定数回路Ｚｗ ２ ＝
Ｒｏ２／ Ｚｗ １を接続したものである。
第８図（ａ）の回路例は、時定数回路Ｚ−１゜２ｗ２の
双方とも容量性となっているため、実際の回路構成とし
ては実現し易いが、ケーブル長に対応して等化特性を可
変とする場合に、互いに逆比例するような２個の可変抵
抗素子ｒｌ、ｒ７が必要になり、その制御回路が複雑に
なるという問題がある。
双方とも容量性となっているため、実際の回路構成とし
ては実現し易いが、ケーブル長に対応して等化特性を可
変とする場合に、互いに逆比例するような２個の可変抵
抗素子ｒｌ、ｒ７が必要になり、その制御回路が複雑に
なるという問題がある。
又、第８図（ｂ）の回路例では、可変抵抗素子ｒが１個
であり、その制御回路が簡単になるが、第１の時定数回
路Ｚｗｌに対して、第２の時定数回路Ｚ ｔｔａ ２は
インピーダンス値Ｚ−が逆回路（ｉｎｖｅｒｓｅ Ｎｅ
ｔｗｏｒｋ ）によッテ形成されることが必要になり誘
導性のコイルが使用される。そのため、実際の回路構成
が困難になるとともに、伝送信号の周波数が高い場合は
、この時定数を構成するコイルのＬ成分が寄生容量と共
振して、安定な等化器を形成し難いという問題がある。
であり、その制御回路が簡単になるが、第１の時定数回
路Ｚｗｌに対して、第２の時定数回路Ｚ ｔｔａ ２は
インピーダンス値Ｚ−が逆回路（ｉｎｖｅｒｓｅ Ｎｅ
ｔｗｏｒｋ ）によッテ形成されることが必要になり誘
導性のコイルが使用される。そのため、実際の回路構成
が困難になるとともに、伝送信号の周波数が高い場合は
、この時定数を構成するコイルのＬ成分が寄生容量と共
振して、安定な等化器を形成し難いという問題がある。
本発明の可変振幅等化器は、かかる問題点を解消するこ
とを目的としてなされたもので、信号が入力されている
ベース電極と、ケーブルの伝送特性を補償するためのイ
ンピーダンス回路と可変抵抗素子がエミッタ電極に接続
されている第１のトランジスタと；前記可変インピーダ
ンス回路の端子電圧がベース電極に入力され、そのコレ
クタに容量性のインピーダンス回路が接続されている第
２のトランジスタと；前記第１．及び第２のトランジス
タの出力を加算する加算回路によって可変型の振幅等化
器を構成したものである。
とを目的としてなされたもので、信号が入力されている
ベース電極と、ケーブルの伝送特性を補償するためのイ
ンピーダンス回路と可変抵抗素子がエミッタ電極に接続
されている第１のトランジスタと；前記可変インピーダ
ンス回路の端子電圧がベース電極に入力され、そのコレ
クタに容量性のインピーダンス回路が接続されている第
２のトランジスタと；前記第１．及び第２のトランジス
タの出力を加算する加算回路によって可変型の振幅等化
器を構成したものである。
第１のトランジスタのエミッタ側に接続されている可変
抵抗素子の抵抗値を、ケーブルの受信端における信号レ
ベル（ＡＧＣ出力）によって制御すると、等化器の周波
数特性がケーブル長に対応して変化し、常に波形歪がナ
イキストの第１基準を満たすような最適の波形等化を行
わせることができるようになる。
抵抗素子の抵抗値を、ケーブルの受信端における信号レ
ベル（ＡＧＣ出力）によって制御すると、等化器の周波
数特性がケーブル長に対応して変化し、常に波形歪がナ
イキストの第１基準を満たすような最適の波形等化を行
わせることができるようになる。
第１図は本発明の可変振幅等化器の一実施例を示す回路
であり、ケーブルによって伝送されてきたデジタル信号
は入力端Ｓｉｎから第１のトランジスタＱ１のベース電
極に接続される。
であり、ケーブルによって伝送されてきたデジタル信号
は入力端Ｓｉｎから第１のトランジスタＱ１のベース電
極に接続される。
第１のトランジスタＱｌのエミッタ電極には、ケーブル
の伝送特性を補償するインピーダンス回路Ｚ１ と、可
変抵抗素子Ｒの直列回路′が接続され、その接続点の電
圧は、第２のトランジスタＱ２のベース電極に入力され
ている。この第２のトランジスタＱ２のコレクタには前
記インピータンス回路Ｚ１ と同値のインピーダンス回
路Ｚ２が接続されている。そしてこの第１．第２のトラ
ンジスタＱｌ、Ｑ２の出力はトランジスタＱ３ 、Ｑａ
からなる加算回路ＡＤＤに入力され、この加算回路ＡＤ
Ｄによって振幅等化された信号が出力端Ｓ ｏｕｔに出
力される。
の伝送特性を補償するインピーダンス回路Ｚ１ と、可
変抵抗素子Ｒの直列回路′が接続され、その接続点の電
圧は、第２のトランジスタＱ２のベース電極に入力され
ている。この第２のトランジスタＱ２のコレクタには前
記インピータンス回路Ｚ１ と同値のインピーダンス回
路Ｚ２が接続されている。そしてこの第１．第２のトラ
ンジスタＱｌ、Ｑ２の出力はトランジスタＱ３ 、Ｑａ
からなる加算回路ＡＤＤに入力され、この加算回路ＡＤ
Ｄによって振幅等化された信号が出力端Ｓ ｏｕｔに出
力される。
インピーダンス回路ｚｌ、ｚ２は、例えば第２図に示す
ようにケーブルの伝送特性（振幅）を補償するものであ
って、ケーブル長りの伝送特性が、例えば第３図に示す
ような場合は、その周波数特性Ａと近似する周波数特性
Ｂを有するインピーダンス回路が使用され、通常は、２
〜３段のＣＲ時定数回路によって具体化されている。
ようにケーブルの伝送特性（振幅）を補償するものであ
って、ケーブル長りの伝送特性が、例えば第３図に示す
ような場合は、その周波数特性Ａと近似する周波数特性
Ｂを有するインピーダンス回路が使用され、通常は、２
〜３段のＣＲ時定数回路によって具体化されている。
又、可変抵抗素子Ｒは、例えば、ＰＩＮダイオードにバ
イアス電流を流したときに得られる抵抗変化を利用する
ものであって、前述した第７図に示すように、レベル検
出器ＬＤから出力される受信波形の平均レベル値によっ
てケーブル長に対応する信号を検出し、この検出信号に
よって抵抗値が変化するようにしである。
イアス電流を流したときに得られる抵抗変化を利用する
ものであって、前述した第７図に示すように、レベル検
出器ＬＤから出力される受信波形の平均レベル値によっ
てケーブル長に対応する信号を検出し、この検出信号に
よって抵抗値が変化するようにしである。
本発明の可変等化回路は上述したように構成されている
ため、その伝達特性Ｔは で与えられる。
ため、その伝達特性Ｔは で与えられる。
りＱ２の出力点■のゲインを示す。
この第（２）式において
Ｒｅ ＝Ｒｅ ＝Ｒｏ 、Ｒ＝ｘＲｏ 、Ｚｌ ＝
Ｚ２ ＝Ｚとおくと、 となり、 さらに、Ｚ ／ Ｒｏ＝ ｅ−ψ０とすると、とするこ
とができる。
Ｚ２ ＝Ｚとおくと、 となり、 さらに、Ｚ ／ Ｒｏ＝ ｅ−ψ０とすると、とするこ
とができる。
（ｅ−ψ０はケーブルの伝送振幅特性を示す関数）
上記第（４）式をさらに対数表示とすると共に、級数展
開すると、 （但し、ｇ ｕ ＝誤差項：Ｏとする）すなわち、前記
可変抵抗素子Ｈの抵抗値をＯ−■の範囲で変化させると
、この可変振幅等化器の伝達特性は＋ψ−から−ψ−の
範囲で変化する。
開すると、 （但し、ｇ ｕ ＝誤差項：Ｏとする）すなわち、前記
可変抵抗素子Ｈの抵抗値をＯ−■の範囲で変化させると
、この可変振幅等化器の伝達特性は＋ψ−から−ψ−の
範囲で変化する。
本発明の可変振幅等化器は、１個の可変抵抗素子Ｈの値
をＯ−■の間で変化させると第４図（ａ）に示すように
、ｘ＝１のとき利得が１、Ｘ＝（１）のときψ−１ｘ＝
０のとき−ψ＠となる等化特性を示す。
をＯ−■の間で変化させると第４図（ａ）に示すように
、ｘ＝１のとき利得が１、Ｘ＝（１）のときψ−１ｘ＝
０のとき−ψ＠となる等化特性を示す。
したがって、ψ−が前記したケーブルの振幅減衰特性を
示す、第（１）式と関連して ψ―＝（α′Ｆ丁＋β′ω） Ｘ Ｌｓａｘ（ｒｌＰ）
・・・・・・（８） に近似するようなインピーダンスＺｌ（Ｚ２）の値に設
定するとＬ±Ｌ １１６Ｘの間で波形特性を改善する可
変振幅等化器とすることができる。
示す、第（１）式と関連して ψ―＝（α′Ｆ丁＋β′ω） Ｘ Ｌｓａｘ（ｒｌＰ）
・・・・・・（８） に近似するようなインピーダンスＺｌ（Ｚ２）の値に設
定するとＬ±Ｌ １１６Ｘの間で波形特性を改善する可
変振幅等化器とすることができる。
すなわち、第４図（ｂ）に示すように、第１の固定等化
器に線路長りの振幅等化を行わせ、第２の等化器として
上述した可変振幅等化器を使用することによって、さら
に＋ Ｌ＋Ｌｓａｘ 、及びＬ−Ｌｍａｘの間のケーブ
ル長が接続されたときでも、受信端の波形を自動的に理
想の波形（Ｓ２）に等化させることができるようになる
。
器に線路長りの振幅等化を行わせ、第２の等化器として
上述した可変振幅等化器を使用することによって、さら
に＋ Ｌ＋Ｌｓａｘ 、及びＬ−Ｌｍａｘの間のケーブ
ル長が接続されたときでも、受信端の波形を自動的に理
想の波形（Ｓ２）に等化させることができるようになる
。
この場合、本発明の可変振幅等化器は、可変抵抗素子が
１個であるから、その制御回路が簡易化されインピーダ
ンス回路（Ｚ！、Ｚ２）がＣＲ素子からなる時定数回路
によって構成されるため、ＩＣ化が容易であり、かつ、
高いクロック周波数のデータに対しても安定に動作させ
ることができる。
１個であるから、その制御回路が簡易化されインピーダ
ンス回路（Ｚ！、Ｚ２）がＣＲ素子からなる時定数回路
によって構成されるため、ＩＣ化が容易であり、かつ、
高いクロック周波数のデータに対しても安定に動作させ
ることができる。
なお、加算回路ＡＤＤはトランジスタＱ３ 、Ｑａによ
る回路構成に変えて、他の加算回路を使用することもで
きることはいうまでもない。
る回路構成に変えて、他の加算回路を使用することもで
きることはいうまでもない。
以上説明したように、本発明の可変振幅等化器は、ＣＲ
の時定数回路からなるインピーダンス回路と、１個の可
変抵抗素子によって±ψ−の可変振幅等化器が構成され
るため全体の回路のＩＣ化が容易であると共に、可変抵
抗素子が１個であるからその制御回路が簡単になり、高
域の周波数においても安定に動作させることができると
いう効果がある。
の時定数回路からなるインピーダンス回路と、１個の可
変抵抗素子によって±ψ−の可変振幅等化器が構成され
るため全体の回路のＩＣ化が容易であると共に、可変抵
抗素子が１個であるからその制御回路が簡単になり、高
域の周波数においても安定に動作させることができると
いう効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図はイン
ピーダンス回路の具体例を示す回路図、第３図はインピ
ーダンス回路の特性図、第４図（ａ）、（ｂ）は本発明
の可変等化特性を示すグラフ、第５図はケーブルの伝送
特性図、第６図は受信波形図、第７図はケーブルによる
データ伝送系の振幅等化の説明図、第８図（ａ）、（ｂ
）は従来の可変振幅等化器の回路図である。 図中、Ｚｌ、Ｚ２はインピーダンス回路、Ｒは可変抵抗
素子、ＡＤＤは加算回路を示す。 第２図 イ云上メＬ月ＩＪＩ≧４ｆ− ヶー７゛ルのイ云逮Ａ手・江図 第５図 かｔ＞ｐｔ−形圓 第６図 （ａ） 、ズト、訝ギジリ］グフ１１ゴ〔１シイ〔第・ インヒ゛−り゛ンス圧Ｉ湿の”ｆ ・ｌ’Ｌ Ｉ２１（
ｂ） 、脣狂を示すグラフ ４図
ピーダンス回路の具体例を示す回路図、第３図はインピ
ーダンス回路の特性図、第４図（ａ）、（ｂ）は本発明
の可変等化特性を示すグラフ、第５図はケーブルの伝送
特性図、第６図は受信波形図、第７図はケーブルによる
データ伝送系の振幅等化の説明図、第８図（ａ）、（ｂ
）は従来の可変振幅等化器の回路図である。 図中、Ｚｌ、Ｚ２はインピーダンス回路、Ｒは可変抵抗
素子、ＡＤＤは加算回路を示す。 第２図 イ云上メＬ月ＩＪＩ≧４ｆ− ヶー７゛ルのイ云逮Ａ手・江図 第５図 かｔ＞ｐｔ−形圓 第６図 （ａ） 、ズト、訝ギジリ］グフ１１ゴ〔１シイ〔第・ インヒ゛−り゛ンス圧Ｉ湿の”ｆ ・ｌ’Ｌ Ｉ２１（
ｂ） 、脣狂を示すグラフ ４図
Claims (1)
- 信号が入力されているベース電極と；ケーブルの伝達特
性を補償するための容量性のインピーダンス回路と可変
抵抗素子の直列回路がエミッタ電極に接続されている第
１のトランジスタと；前記直列回路の接続点にベース電
極が接続され、前記インピーダンス回路と同一のインピ
ーダンス回路がコレクタに接続されている第２のトラン
ジスタと；前記第１及び第２のトランジスタによって増
幅された信号を加算する加算回路を備えていることを特
徴とする可変振幅等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24550786A JPH082033B2 (ja) | 1986-10-17 | 1986-10-17 | 可変振幅等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24550786A JPH082033B2 (ja) | 1986-10-17 | 1986-10-17 | 可変振幅等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63100826A true JPS63100826A (ja) | 1988-05-02 |
| JPH082033B2 JPH082033B2 (ja) | 1996-01-10 |
Family
ID=17134702
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24550786A Expired - Fee Related JPH082033B2 (ja) | 1986-10-17 | 1986-10-17 | 可変振幅等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH082033B2 (ja) |
-
1986
- 1986-10-17 JP JP24550786A patent/JPH082033B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH082033B2 (ja) | 1996-01-10 |
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