JPH082033B2 - 可変振幅等化器 - Google Patents
可変振幅等化器Info
- Publication number
- JPH082033B2 JPH082033B2 JP24550786A JP24550786A JPH082033B2 JP H082033 B2 JPH082033 B2 JP H082033B2 JP 24550786 A JP24550786 A JP 24550786A JP 24550786 A JP24550786 A JP 24550786A JP H082033 B2 JPH082033 B2 JP H082033B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- variable
- impedance
- cable
- equalizer
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- Networks Using Active Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ケーブル等によって伝達されてきたデジタ
ル信号の振幅特性を補償する等化器にかかわり、特にそ
の等化特性がケーブル長に対応して自動的に可変とされ
るような可変振幅等化器に関するものである。
ル信号の振幅特性を補償する等化器にかかわり、特にそ
の等化特性がケーブル長に対応して自動的に可変とされ
るような可変振幅等化器に関するものである。
本発明の可変振幅等化器は、２個の能動素子である例
えばトランジスタと、容量性のインピーダンス回路と、
１個の可変抵抗素子と、加算回路によって構成されてお
り、高いクロック周期の伝送データに対しても安定した
動作で波形の改善を行なわせることができると共に、線
路長が変化したときも、前記１個の可変抵抗素子にAGC
出力をフィードバックさせることによって等化特性を容
易に可変することができる。
えばトランジスタと、容量性のインピーダンス回路と、
１個の可変抵抗素子と、加算回路によって構成されてお
り、高いクロック周期の伝送データに対しても安定した
動作で波形の改善を行なわせることができると共に、線
路長が変化したときも、前記１個の可変抵抗素子にAGC
出力をフィードバックさせることによって等化特性を容
易に可変することができる。
〔従来の技術〕 画像データ等を長距離のケーブルなどによって伝送す
ると、一般に振幅ひずみや遅延ひずみを発生する。従っ
て送信端のデジタルデータを誤ることなく再現するため
受信端でこれらのひずみ波形を補正するための等化器が
必要とされる。
ると、一般に振幅ひずみや遅延ひずみを発生する。従っ
て送信端のデジタルデータを誤ることなく再現するため
受信端でこれらのひずみ波形を補正するための等化器が
必要とされる。
第５図は、伝送路が同軸ケーブルとされているときの
ケーブル長Ｌ（L3＜L2＜L1）に対する周波性特性を示し
たもので、その減衰量Γは一般に次式によって近似され
る。
ケーブル長Ｌ（L3＜L2＜L1）に対する周波性特性を示し
たもので、その減衰量Γは一般に次式によって近似され
る。
L:ケーブルの伝送長 α，β：定数 f:伝送周波数 すなわち、ケーブル長Ｌが長いほど、信号の高域成分
の減衰が大きくなり、例えば、クロック周期Ｔの単一パ
ルスを送信したときは、第６図に示すように、線路が長
い場合（L3）はパルス幅が広がった波形S3となる。
の減衰が大きくなり、例えば、クロック周期Ｔの単一パ
ルスを送信したときは、第６図に示すように、線路が長
い場合（L3）はパルス幅が広がった波形S3となる。
そこで、受信端に振幅等化器を設け、受信波形をS2に
示すような周期Ｔの整数倍の点で０となるような波形に
補正し、符号間干渉による誤り率の低減をはかるように
波形等化を行なっているがこのような固定の振幅等化器
を採用すると、伝送ケーブル長が短くなったとき（L1）
は第６図の波形（S1）にみられるような受信波形とな
り、再び符号間干渉によって誤り率が高くなる。
示すような周期Ｔの整数倍の点で０となるような波形に
補正し、符号間干渉による誤り率の低減をはかるように
波形等化を行なっているがこのような固定の振幅等化器
を採用すると、伝送ケーブル長が短くなったとき（L1）
は第６図の波形（S1）にみられるような受信波形とな
り、再び符号間干渉によって誤り率が高くなる。
したがって、従来、伝送路が一定せず、振幅ひずみが
固定化されない伝送系では可変振幅等化を使用すること
が考えられている。（H.W.Bode:B.S.T.J.,17、pp.229〜
244 Variable equalizers） 第７図はかかる可変振幅等化器の概要を説明するもの
で、送信アンプTAから伝送ケーブルＣを介して伝送され
た信号は受信アンプRAで増幅され、第１の等化器EQ
（１）において伝送ケーブルＣにおける波形歪が補正さ
れる。そして、さらに第２の等化器EQ（２）において伝
送ケーブルＣの長さが変化したときに発生する波形歪が
補正されるものであるが、この第２の等化器EQ（２）は
レベル検出器LDの出力によって、その等化特性が可変と
されるようになされている。
固定化されない伝送系では可変振幅等化を使用すること
が考えられている。（H.W.Bode:B.S.T.J.,17、pp.229〜
244 Variable equalizers） 第７図はかかる可変振幅等化器の概要を説明するもの
で、送信アンプTAから伝送ケーブルＣを介して伝送され
た信号は受信アンプRAで増幅され、第１の等化器EQ
（１）において伝送ケーブルＣにおける波形歪が補正さ
れる。そして、さらに第２の等化器EQ（２）において伝
送ケーブルＣの長さが変化したときに発生する波形歪が
補正されるものであるが、この第２の等化器EQ（２）は
レベル検出器LDの出力によって、その等化特性が可変と
されるようになされている。
したがって、このような受信端末を備えている機器で
は、伝送ケーブルＣの線路長Ｌが所定の範囲でその長さ
が異なるものを使用するときでも、線路長Ｌを中心に±
ΔＬの範囲で、伝送信号の振幅等化を行うことができ、
受信端末器の汎用性が向上する。
は、伝送ケーブルＣの線路長Ｌが所定の範囲でその長さ
が異なるものを使用するときでも、線路長Ｌを中心に±
ΔＬの範囲で、伝送信号の振幅等化を行うことができ、
受信端末器の汎用性が向上する。
第８図（ａ）は可変等化特性を示す第２の等化器EQ
（２）の回路例を示したもので、Ｚ（ω）１は第１の時
定数回路、Ｚ（ω）２は第２の時定数回路である。
（２）の回路例を示したもので、Ｚ（ω）１は第１の時
定数回路、Ｚ（ω）２は第２の時定数回路である。
第１の時定数回路Ｚ（ω）１は容量性とされており、
トランジスタＴのコレクタ側に接続されているため高域
側の周波数を抑圧するフィルタとして動作し、第２の時
定数回路Ｚ（ω）２はトランジスタＴのエミッタ側に接
続されているため、出力Soutに対して高域側の周波数を
持ち上げるようなフィルム特性を持つことになる。した
がって、これらの時定数回路Ｚ（ω）1,Z（ω）２に直
列に接続されている可変抵抗r1,r2の抵抗値を逆方向に
変化させると、入力端子Sinの信号の高域特性のみを変
化させることができ、受信波形を前記第６図の波形S2に
示すような符号間干渉の少ない波形に等化することがで
きる。
トランジスタＴのコレクタ側に接続されているため高域
側の周波数を抑圧するフィルタとして動作し、第２の時
定数回路Ｚ（ω）２はトランジスタＴのエミッタ側に接
続されているため、出力Soutに対して高域側の周波数を
持ち上げるようなフィルム特性を持つことになる。した
がって、これらの時定数回路Ｚ（ω）1,Z（ω）２に直
列に接続されている可変抵抗r1,r2の抵抗値を逆方向に
変化させると、入力端子Sinの信号の高域特性のみを変
化させることができ、受信波形を前記第６図の波形S2に
示すような符号間干渉の少ない波形に等化することがで
きる。
又、第８図（ｂ）は可変振幅等化特性を示す第２の等
化器の回路例を示したもので、入力端子Sinに接続され
ているトランジスタT1のエミッタに容量性の時定数回路
Ｚ（ω）１と、可変抵抗器ｒの直列回路を接続し、その
接続点の信号を第２のトランジスタT2に入力すると共
に、そのエミッタ側に誘導性の時定数回路Ｚ（ω）２＝
R0 2/Z（ω）１を接続したものである。
化器の回路例を示したもので、入力端子Sinに接続され
ているトランジスタT1のエミッタに容量性の時定数回路
Ｚ（ω）１と、可変抵抗器ｒの直列回路を接続し、その
接続点の信号を第２のトランジスタT2に入力すると共
に、そのエミッタ側に誘導性の時定数回路Ｚ（ω）２＝
R0 2/Z（ω）１を接続したものである。
第８図（ａ）の回路例は、時定数回路Ｚ（ω）1,Z
（ω）２の双方とも容量性となっているため、実際の回
路構成としては実現し易いが、ケーブル長に対応して等
化特性を可変とする場合に、互いに逆比例するような２
個の可変抵抗素子r1,r2が必要になり、その制御回路が
複雑になるという問題がある。
（ω）２の双方とも容量性となっているため、実際の回
路構成としては実現し易いが、ケーブル長に対応して等
化特性を可変とする場合に、互いに逆比例するような２
個の可変抵抗素子r1,r2が必要になり、その制御回路が
複雑になるという問題がある。
又、第８図（ｂ）の回路例では、可変抵抗素子ｒが１
個であり、その制御回路が簡単になるが、第１の時定数
回路Ｚ（ω）１に対して、第２の時定数回路Ｚ（ω）２
はインピーダンス値Ｚ（ω）が逆回路（inverse Networ
k）によって形成されることが必要になり誘導性のコイ
ルが使用される。そのため、実際の回路構成が困難にな
るとともに、伝送信号の周波数が高い場合は、この時定
数を構成するコイルのＬ成分が寄生容量と共振して、安
定な等化器を形成し難いという問題がある。
個であり、その制御回路が簡単になるが、第１の時定数
回路Ｚ（ω）１に対して、第２の時定数回路Ｚ（ω）２
はインピーダンス値Ｚ（ω）が逆回路（inverse Networ
k）によって形成されることが必要になり誘導性のコイ
ルが使用される。そのため、実際の回路構成が困難にな
るとともに、伝送信号の周波数が高い場合は、この時定
数を構成するコイルのＬ成分が寄生容量と共振して、安
定な等化器を形成し難いという問題がある。
本発明の可変振幅等化器は、かかる問題点を解消する
ことを目的としてなされたもので、信号が入力されてい
るベース電極と、ケーブルの伝送特性を補償するための
インピーダンス回路と可変抵抗素子がエミッタ電極に接
続されている第１のトランジスタと；前記可変インピー
ダンス回路の端子電圧がベース電極に入力され、そのコ
レクタに容量性のインピーダンス回路が接続されている
第２のトランジスタと；前記第1,及び第２のトランジス
タの出力を加算する加算回路によって可変型の振幅等化
器を構成したものである。
ことを目的としてなされたもので、信号が入力されてい
るベース電極と、ケーブルの伝送特性を補償するための
インピーダンス回路と可変抵抗素子がエミッタ電極に接
続されている第１のトランジスタと；前記可変インピー
ダンス回路の端子電圧がベース電極に入力され、そのコ
レクタに容量性のインピーダンス回路が接続されている
第２のトランジスタと；前記第1,及び第２のトランジス
タの出力を加算する加算回路によって可変型の振幅等化
器を構成したものである。
第１のトランジスタのエミッタ側に接続されている可
変抵抗素子の抵抗値を、ケーブルの受信端において信号
レベル（AGC出力）によって制御すると、等化器の周波
数特性がケーブル長に対応して変化し、常に波形歪がナ
イキストの第１基準を満たすような最適の波形等化を行
わせることができるようになる。
変抵抗素子の抵抗値を、ケーブルの受信端において信号
レベル（AGC出力）によって制御すると、等化器の周波
数特性がケーブル長に対応して変化し、常に波形歪がナ
イキストの第１基準を満たすような最適の波形等化を行
わせることができるようになる。
第１図は本発明の可変振幅等化器の一実施例を示す回
路であり、ケーブルによって伝送されてきたデジタル信
号は入力端Sinから第１のトランジスタQ1のベース電極
に接続される。
路であり、ケーブルによって伝送されてきたデジタル信
号は入力端Sinから第１のトランジスタQ1のベース電極
に接続される。
第１のトランジスタQ1のエミッタ電極には、ケーブル
の伝送特性を補償するインピーダンス回路Z1と、可変抵
抗素子Ｒの直列回路が接続され、その接続点の電圧は、
第２のトランジスタQ2のベース電極に入力されている。
この第２のトランジスタQ2のコレクタには前記インピー
ダンス回路Z1と同値のインピーダンス回路Z2が接続され
ている。そしてこの第1,第２のトランジスタQ1,Q2の出
力はトランジスタQ3,Q4からなる加算回路ADDに入力さ
れ、この加算回路ADDによって振幅等化された信号が出
力端Soutに出力される。
の伝送特性を補償するインピーダンス回路Z1と、可変抵
抗素子Ｒの直列回路が接続され、その接続点の電圧は、
第２のトランジスタQ2のベース電極に入力されている。
この第２のトランジスタQ2のコレクタには前記インピー
ダンス回路Z1と同値のインピーダンス回路Z2が接続され
ている。そしてこの第1,第２のトランジスタQ1,Q2の出
力はトランジスタQ3,Q4からなる加算回路ADDに入力さ
れ、この加算回路ADDによって振幅等化された信号が出
力端Soutに出力される。
インピーダンス回路Z1,Z2は、例えば第２図に示すよ
うにケーブルの伝送特性（振幅）を補償するものであっ
て、ケーブル長Ｌの伝送特性が、例えば第３図に示すよ
うな場合は、その周波数特性Ａと近似する周波数特性Ｂ
を有するインピーダンス回路が使用され、通常は、２〜
３段のCR時定数回路によって具体化されている。
うにケーブルの伝送特性（振幅）を補償するものであっ
て、ケーブル長Ｌの伝送特性が、例えば第３図に示すよ
うな場合は、その周波数特性Ａと近似する周波数特性Ｂ
を有するインピーダンス回路が使用され、通常は、２〜
３段のCR時定数回路によって具体化されている。
又、可変抵抗素子Ｒは、例えば、PINダイオードにバ
イアス電流を流したときに得られる抵抗変化を利用する
ものであって、前述した第７図に示すように、レベル検
出器LDから出力される受信波形の平均レベル値によって
ケーブル長に対応する信号を検出し、この検出信号によ
って抵抗値が変化するようにしてある。
イアス電流を流したときに得られる抵抗変化を利用する
ものであって、前述した第７図に示すように、レベル検
出器LDから出力される受信波形の平均レベル値によって
ケーブル長に対応する信号を検出し、この検出信号によ
って抵抗値が変化するようにしてある。
本発明の可変等化回路は上述したように構成されてい
るため、その伝達特性Ｔは で与えられる。
るため、その伝達特性Ｔは で与えられる。
ここで、 トランジスタQ1の出力端のゲインであり、 トランジスタQ2の出力点のゲインを示す。
この第（２）式において Rc＝Re＝R0,R＝xR0,Z1＝Z2＝Ｚとおくと、 となり、 さらに、Z/R0＝ｅ−Ψ（ω）とすると、 とすることができる。
（ｅ−Ψ（ω）はケーブルの伝送振幅特性を示す関数） 上記第（４）式をさらに対数表示とすると共に、級数
展開すると、 （但し、ｇ（ω）＝誤差項≒０とする） として表わすことができ、 を０〜∞すなわち、前記可変抵抗素子Ｒの抵抗値を０〜
∞の範囲で変化させると、この可変振幅等化器の伝達特
性は＋Ψ（ω）から−Ψ（ω）の範囲で変化する。
展開すると、 （但し、ｇ（ω）＝誤差項≒０とする） として表わすことができ、 を０〜∞すなわち、前記可変抵抗素子Ｒの抵抗値を０〜
∞の範囲で変化させると、この可変振幅等化器の伝達特
性は＋Ψ（ω）から−Ψ（ω）の範囲で変化する。
本発明の可変振幅等化器は、１個の可変抵抗素子Ｒの
値を０〜∞の間で変化させると第４図（ａ）に示すよう
に、ｘ＝１のとき利得が１、ｘ＝∞のときΨ（ω）、ｘ
＝０のとき−Ψ（ω）となる等化特性を示す。
値を０〜∞の間で変化させると第４図（ａ）に示すよう
に、ｘ＝１のとき利得が１、ｘ＝∞のときΨ（ω）、ｘ
＝０のとき−Ψ（ω）となる等化特性を示す。
したがって、Ψ（ω）が前記したケーブルの振幅減衰
特性を示す、第（１）式と関連して に近似するようなインピーダンスZ1（Z2）の値に設定す
るとＬ±Lmaxの間で波形特性を改善する可変振幅等化器
とすることができる。
特性を示す、第（１）式と関連して に近似するようなインピーダンスZ1（Z2）の値に設定す
るとＬ±Lmaxの間で波形特性を改善する可変振幅等化器
とすることができる。
すなわち、第４図（ｂ）に示すように、第１の固定等
化器に線路長Ｌの振幅等化を行わせ、第２の等化器とし
て上述した可変振幅等化器を使用することによって、さ
らに、Ｌ＋Lmax、及びＬ−Lmaxの間のケーブル長が接続
されたときでも、受信端の波形を自動的に理想の波形
（S2）に等化させることができるようになる。
化器に線路長Ｌの振幅等化を行わせ、第２の等化器とし
て上述した可変振幅等化器を使用することによって、さ
らに、Ｌ＋Lmax、及びＬ−Lmaxの間のケーブル長が接続
されたときでも、受信端の波形を自動的に理想の波形
（S2）に等化させることができるようになる。
この場合、本発明の可変振幅等化器は、可変抵抗素子
が１個であるから、その制御回路が簡易化されインピー
ダンス回路（Z1,Z2）がCR素子からなる時定数回路によ
って構成されるため、IC化が容易であり、かつ、高いク
ロック周波数のデータに対しても安定に動作させること
ができる。
が１個であるから、その制御回路が簡易化されインピー
ダンス回路（Z1,Z2）がCR素子からなる時定数回路によ
って構成されるため、IC化が容易であり、かつ、高いク
ロック周波数のデータに対しても安定に動作させること
ができる。
なお、加算回路ADDはトランジスタQ3,Q4による回路構
成に変えて、他の加算回路を使用することもできること
はいうまでもない。
成に変えて、他の加算回路を使用することもできること
はいうまでもない。
以上説明したように、本発明の可変振幅等化器は、CR
の時定数回路からなるインピーダンス回路と、１個の可
変抵抗素子によって±Ψ（ω）の可変振幅等化器が構成
されるため全体の回路のIC化が容易であると共に、可変
抵抗素子が１個であるからその制御回路が簡単になり、
高域の周波数においても安定に動作させることができる
という効果がある。
の時定数回路からなるインピーダンス回路と、１個の可
変抵抗素子によって±Ψ（ω）の可変振幅等化器が構成
されるため全体の回路のIC化が容易であると共に、可変
抵抗素子が１個であるからその制御回路が簡単になり、
高域の周波数においても安定に動作させることができる
という効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図はイン
ピーダンス回路の具体例を示す回路図、第３図はインピ
ーダンス回路の特性図、第４図（ａ），（ｂ）は本発明
の可変等化特性を示すグラフ、第５図はケーブルの伝送
特性図、第６図は受信波形図、第７図はケーブルによる
データ伝送系の振幅等化の説明図、第８図（ａ），
（ｂ）は従来の可変振幅等化器の回路図である。 図中、Z1,Z2はインピーダンス回路、Ｒは可変抵抗素
子、ADDは加算回路を示す。
ピーダンス回路の具体例を示す回路図、第３図はインピ
ーダンス回路の特性図、第４図（ａ），（ｂ）は本発明
の可変等化特性を示すグラフ、第５図はケーブルの伝送
特性図、第６図は受信波形図、第７図はケーブルによる
データ伝送系の振幅等化の説明図、第８図（ａ），
（ｂ）は従来の可変振幅等化器の回路図である。 図中、Z1,Z2はインピーダンス回路、Ｒは可変抵抗素
子、ADDは加算回路を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】受信信号が入力されているベース電極と、
ケーブルの伝達特性を補償するための容量性のインピー
ダンス回路と可変抵抗素子の直列回路が接続されている
エミッタ電極を有する第１のトランジスタ（Q1）と； 前記直列回路の接続点にベース電極が接続され、前記イ
ンピーダンス回路の値と同じインピーダンス値を有する
インピーダンス回路がコレクタに接続されている第２の
トランジスタ（Q2）と； 前記第１、及び第２のトランジスタの出力信号を加算し
て出力する加算回路（ADD）とを備え 前記可変抵抗素子が受信信号の平均レベルに対応する値
でその抵抗値が変化するように構成されていることを特
徴とする可変振幅等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24550786A JPH082033B2 (ja) | 1986-10-17 | 1986-10-17 | 可変振幅等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24550786A JPH082033B2 (ja) | 1986-10-17 | 1986-10-17 | 可変振幅等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63100826A JPS63100826A (ja) | 1988-05-02 |
| JPH082033B2 true JPH082033B2 (ja) | 1996-01-10 |
Family
ID=17134702
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24550786A Expired - Fee Related JPH082033B2 (ja) | 1986-10-17 | 1986-10-17 | 可変振幅等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH082033B2 (ja) |
-
1986
- 1986-10-17 JP JP24550786A patent/JPH082033B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63100826A (ja) | 1988-05-02 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |