JPH01274670A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、直流電源から交流電源を得るためのインバー
タ装置に関するものであり、さらに詳しくは、直流電源
に接続された２つのスイッチング素子の駆動用電源電圧
を直流電源から得るようにしたインバータ装置における
始動時の特性改善に関するものである。

［従来の技術］ 第１３図は従来のインバータ装置の回路図である。直流
電源Ｖの両端には、一対のスイッチング素子Ｑ　Ｉ、　
Ｑ　２の直列回路が接続されている。スイッチング素子
Ｑ、、Ｑ、は例えば電力用のＭＯＳ）ランジスタにて構
成される。各スイッチング素子Ｑ　＋　＋Ｑ２はドライ
ブ回路１．２の出力Ｖ　Ｉ、　Ｖ　２によりそれぞれオ
ン／オフ駆動される。一方のスイッチング素子Ｑ１の両
端には、負荷回路Ｚが接続されている。負荷回路Ｚとし
ては、例えばインダクタンス素子Ｌ０とコンデンサＣ０
のＬＣ共振回路を含む放電灯点灯装置が接続される。

スイッチング素子Ｑ、の両端に接続された抵抗Ｒ１，コ
ンデン″＋ｒ０．１の直列回路は上側回路の電源回路で
あり、直流電源■の両端に接続された抵抗Ｒ２，コンデ
ンサＣ２の直列回路は下側回路の電源回路である。各コ
ンデンサＣ＋　、　Ｃｚには、電圧規制用のツェナダイ
オードＺＤ、、ＺＤ、がそれぞれ並列接続されている。

コンデンサＣ２にて給電される発振回路３は、高レベル
と低レベルとに交番する２つの信号ｖＡ、ｖＢを出力し
ている。信号ＶＢはドライブ回路２に入力され、信号ｖ
Ａは信号伝達回路を介して、ドライブ回路１に入力され
る。

信号伝達回路は、トランジスタＴｒ＋〜Ｔｒ４及び抵抗
Ｒ３，Ｒ４よりなり、トランス等の絶縁素子を用いない
で信号伝達を行っている。信号伝達回路のトランジスタ
Ｔｒｌは抵抗Ｒ１を直列に接続されて、コンデンサＣ６
の両端に接続されている。トランジスタＴｒ＋のベース
・エミッタ間には、カレントミラー回路４を構成するよ
うにトランジスタＴｒ、が接続されている。トランジス
タＴｒ、のベースは、トランジスタＴｒ＝のコレクタに
接続されている。トランジスタＴｒｓにはカレントミラ
ー回路５を構成するようにトランジスタＴｒ４が接続さ
れている。カレントミラー回路４．５を構成するトラン
ジスタＴｒ、、Ｔｒ、及びＴ　ｒ　３　、　Ｔ　ｒ　４
としては、通常同じ特性のトランジスタが用いられ、そ
れらの電流利得ｈｆｅが非常に高いとすると、カレント
ミラー回路を構成する一方のトランジスタに流れる電流
は他方のトランジスタに流れる電流と同じになると考え
ることができる。つまり、カレントミラー回路５の出力
電流ＩＡは、予め定められた定電流ＩＡ’と同じになり
、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧ｖＱ２が時間的に大
きく変化しても、それに関係なく、一定の電流をトラン
ジスタＴｒｌに流すことができる。このとき、トランジ
スタＴｒｚに流れる電流と同じ電流がトランジスタＴｒ
＋にも流れて、抵抗Ｒ５に電流Ｉ３（ζＩＡ）が流れ、
抵抗Ｒ１に電圧■、が生じて、ドライブ回路１に高レベ
ルの信号が入力される。信号ｖＡが低レベルのときには
、ドライブ回路１に低レベルの信号が入力される。

第１４図は第１３図回路の動作波形図である。

時刻ｔ０で信号ＶＡ（第１４図（ａ））が高レベルにな
ると、カレントミラー回路５のトランジスタＴｒ、に電
流ＩＡ’が流れ、これと同じ電流ＩＡ（第１４図（Ｃ）
）がトランジスタＴｒ、に流れる。この電流ＩＡがカレ
ントミラー回路４のトランジスタＴｒ２に流れて、これ
と同じ電流がトランジスタＴｒ＋に流れる。これによっ
て、抵抗Ｒ１に電圧が印加され、電圧Ｖ。

（第１４図（ｄ））が高レベルとなって、ドライブ回路
１の出力Ｖ　＋　（第１４図（ｇ））により、スイッチ
ング素子Ｑ、がオンする０時刻ｔ、で信号ｖＡが低レベ
ルになると、電流ＩＡが停止し、ドライブ回路１の入出
力電圧Ｖ、、Ｖ、が低レベルとなるので、スイッチング
素子Ｑ１がオフする。

次に、時刻ｔ２で信号Ｖｅ（第１４図（ｂ））が高レベ
ルになると、ドライブ回路２の出力ｖ２（第１４図（ｆ
））が高レベルとなって、スイッチング素子Ｑ２がオン
する。このとき、信号ｖＡは低レベルであるので、トラ
ンジスタＴｒ＝、Ｔｒ４よりなるカレントミラー回路５
には電流ＩＡが流れない、このため、カレントミラー回
路４のトランジスタＴ　ｒ　、はオフし、電圧Ｖ、は低
レベルとなって、ドライブ回路１の出力Ｖ、が低レベル
となり、スイッチング素子Ｑ１はオフとなる０時刻ｔ、
で信号ＶＢが低レベルになると、ドライブ回路２の出力
Ｖ２が低レベルとなり、スイッチング素子Ｑ２はオフと
なる。

以下、同様の動作を繰り返し、負荷回路Ｚには交番する
電圧が供給される。

この従来例では、定電流信号ＩＡをカレントミラー回路
４，５を介して伝達しているので、ベースドライブ用の
トランスや、フォトカブラ等の絶縁素子を用いないで、
下側の発振回路３から、上側の電位の異なるドライブ回
路１ヘトライブ信号を伝達することができ、ＩＣ化に適
した方式と言える。

［発明が解決しようとする課題］ 上述の従来例において、下側回路の電源供給用のコンデ
ンサＣ２は直流電源■から抵抗Ｒ２を通じて給電され、
ツェナーダイオードＺＤ２により常にほぼ一定電圧を保
つが、上側回路の電源供給用のコンデンサＣ１は下側ス
イッチング素子Ｑ２がオンしている期間ｔ、〜ｔ、にの
み充電される。つまり、コンデンサＣＩの電圧ＶＣ１は
スイッチング素子Ｑ２がオンしている期間には上昇し、
スイッチング素子Ｑ１がオンする期間には下降する。イ
ンバータ装置が動作し始めるときには、コンデンサＣ２
は抵抗Ｒ２を通じて常に電流が供給されているから、そ
の電圧■ｃ２は速やかに上昇するが、コンデンサＣ７は
スイッチング素子Ｑ２のオン・オフ動作に伴って次第に
その電圧ＶＣ，が上昇して行く、この始動過程において
、ドライブ回路１の出力Ｖ、が高レベルのときには、コ
ンデンサＣ１はスイッチング素子Ｑ、ヘエネルギーを供
給しており、ドライブ回路１の出力■、は第１４１１ｆ
ｆｉ（ｇ）のように低下して行くことになる。負荷回路
２が共振回路を含む場合、駆動信号ｖＡ、ｖＢの周波数
を負荷回路２の固有振動周波数よりも高く設定して動作
を安定させているので、時刻ｔ、でスイッチング素子Ｑ
、がオフしたときには負荷回路Ｚに流れていた電流が流
れ続けようとし、スイッチング素子Ｑ１の電圧ｖＱ２が
反転してスイッチング素子Ｑ２の逆方向へ電流が流れる
。このため、時刻ｔ、からスイッチング素子Ｑ２がオン
している時刻ｔ３までコンデンサＣ１の電圧ｖｃ、は上
昇し、時刻ｔ、でスイッチング素子Ｑ２がオフし、電圧
■Ｑ２が反転してスイッチング素子Ｑ、に逆電流が流れ
る。このとき、ドライブ回路１はスイッチング素子Ｑ、
へ駆動電圧を供給しないので、エネルギー消費はほとん
どなく、コンデンサＣ１の電圧ｖｃ１は余り低下せず、
時刻ｔ４でドライブ回路１の出力ｖ１は高レベルとなる
ので、スイッチング素子Ｑ、ヘエネルギーを供給し、再
び低下し始める。

したがって、スイッチング素子Ｑ２へは安定した電圧が
供給されるが、スイッチング素子Ｑ、については、その
電源供給用のコンデンサＣＩの電圧ｖｃ、がスイッチン
グ素子Ｑ２のオン・オフ動作に伴って断続的に上昇する
ことになるので、スイッチング素子Ｑ、への電圧供給は
安定しない、また、このコンデンサＣ１の電圧ｖｃ１が
段階的に上昇して行く場合に、ドライブ回路１の出力Ｖ
、も第１４図（ｇ）に示すように、段階的に上昇して行
く。

スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、のオン・オフ動作によって
負荷回路Ｚにエネルギーが供給されるのであるが、スイ
ッチング素子Ｑ、、Ｑ、の両方が動作しているときは、
直流電源Ｖによって負荷回路２には定常電流が流れよう
とし、スイッチング時のロスを除けば、スイッチング素
子Ｑ、、Ｑ２のストレスは、オン電圧により発生するこ
とが多い、スイッチング素子Ｑ２については、最初から
十分な駆動電圧を加えることができるので、オン電圧ｖ
Ｑ２を低く抑えることができるが、スイッチング素子Ｑ
１は駆動電圧が最初は小さく且つ安定していないため、
オン電圧ＶＱＩは同図（ｋ）に示すように、時刻ｔ０〜
ｔ、の間において、高くなってしまう、このようなスイ
ッチング素子Ｑ、のオン電圧Ｖｇｌの上昇は、スイッチ
ング素子Ｑ、の温度上昇の原因となり、負荷回路Ｚに大
電流を供給したい場合には特にストレスが大きくなり、
スイッチング素子Ｑ、の劣化や破壊の原因となっていた
。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、始動時においても安定した駆動
信号をスイッチング素子に供給し、スイッチング素子の
劣化の少ない信頼性の高いインバータ装置を提供するこ
とにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図に示すように、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ、
、Ｑ、の直列回路を直流電源Ｖに接続し、第１のスイッ
チング素子Ｑ１の駆動用電源電圧ｖｃｌが第２のスイッ
チング素子Ｑ２のオン時に充電されるようにしたインバ
ータ装置において、第１のスイッチング素子Ｑ、の駆動
用電源電圧ＶｃＩが十分に上昇するまでは、第１のスイ
ッチング素子Ｑ１をオフ状態、第２のスイッチング素子
Ｑ２をオン状態とする制御回路を設けたことを特徴とす
るものである。

［作用］ 本発明にあっては、このように、第１のスイッチング素
子Ｑ、の駆動用電源電圧ｖｃＩが十分に上昇するまでは
、第１のスイッチング素子Ｑ、をオフ状態、第２のスイ
ッチング素子Ｑ２をオン状態とする制御回路を設けたの
で、インバータ装置を始動する際に、第１及び第２のス
イッチング素子Ｑ　１．　Ｑ　２の駆動用電源電圧を共
に十分に高い電圧とすることができ、したがって、各ス
イッチング素子Ｑ、、Ｑ、のオン電圧を低くして、損失
を低減することができるものである。

［実施例１］ 第１図は本発明の第１実施例の回路図である。

以下、その回路構成について説明する。コンデンサＣ２
の両端には、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３の直列回路が接
続されている。抵抗Ｒ６とコンデンサＣ３の接続点は、
ＡＮＤ回路Ｇ＋の一方の入力に接続されると共に、ＮＡ
ＮＤ回路Ｇ２の一方の入力番こ接続されている。ＡＮＤ
回路Ｇ１の他方の入力には、発振回路３の信号ｖＡが入
力されており、ＡＮＤ回路Ｇ１の出力ＶＣ１が抵抗Ｒ４
を介してカレントミラー回路５のトランジスタＴｒ、、
Ｔｒ、に入力されている。ＮＡＮＤ回路Ｇ２の他方の入
力には、発振回路３の信号Ｖ、がＮＯＴ回路Ｇ３を介し
て入力されており、ＮＡＮＤ回路Ｇ２の出力Ｖａｔが抵
抗Ｒｓを介してドライブ回路２に入力されている。その
他の回路構成については、従来例と同様であるので、対
応する部分には同一の符号を付して重複する説明は省略
する。

第２図は本実施例の動作波形図である。以下、本実施例
の動作について説明する０本実施例の回路は、上側回路
の電源電圧Ｖｃ１が十分な電圧に達するまでは、スイッ
チング素子Ｑ２をオン状態、スイッチング素子Ｑ、をオ
フ状態に保持するものである。抵抗Ｒ６とコンデンサＣ
３よりなる時定数回路の電圧Ｖｃ３がＡＮＤ回路Ｇ＋及
びＮＡＮＤ回路Ｇ、のスレショルド電圧ｖｔｈに達する
時間は、コンデンサＣ１の電圧ＶｃＩがスイッチング素
子Ｑ２のオンにより通常の電源電圧となる時間よりも長
く設定されるか、或いは同じ程度に設定されている。

時刻ｔｏで発振回路３の出力信号ｖＡは高レベルとなる
が、時定数回路におけるコンデンサＣコの電圧ｖｃ、は
低レベルであり、ＡＮＤ回路Ｇ１の出力ＶＣ＋は低レベ
ル、ＮＡＮＤ回路Ｇ２の出力ｖｃ２は高レベルとなり、
ドライブ回路１の出力Ｖ、が低レベル、ドライブ回路２
の出力ｖ２が高レベルとなって、スイッチング素子Ｑ、
がオフ状態、スイッチング素子Ｑ２がオン状態となり、
この状態を続ける０時刻ｔ、で信号ＶＢが高レベルとな
っても同じ状態を続ける。

次に、時刻ｔ、でコンデンサＣｓの充電電圧ｖＣコが高
まり、ＡＮＤ回路Ｇ、及びＮＡＮＤ回路Ｇ２の一方の入
力が高レベルとなり、信号ｖＡがそのままＡＮＤ回路Ｇ
、の出力Ｖｃ１となり、信号Ｖ、がそのままＮＡＮＤ回
路Ｇ２の出力ＶＧ２となる状態に変化する。このとき、
信号ＶＢが高レベルのため、時刻ｔ４までスイッチング
素子Ｑ２はオンし続ける。

そして、時刻ｔ、でスイッチング素子Ｑ２がオフし、時
刻ｔｓでスイッチング素子Ｑ１がオンとなる。このとき
、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は十分に上昇しているた
め、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱＩは低いオン
電圧となり、したがって、スイッチング素子Ｑ１のスト
レスは低減されることになる。

［実施例２］ 第３図は本発明の第２実施例の回路図であり、第４図は
その動作波形図である０本実施例では、コンデンサＣＩ
の電圧ｖｃ、の上昇を実際に検出し、検出された電圧ｖ
ｃ、が低い場合には、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態
、スイッチング素子Ｑ２をオン状態に維持するものであ
る。このために、コンデンサＣ１の両端には、抵抗Ｒ１
を介してフォトカプラＰＣの発光素子が接続されている
。フォトカプラＰＣの受光素子は抵抗Ｒ６を介してコン
デンサＣ２の両端に接続されている。フォトカプラＰＣ
の受光素子と抵抗Ｒ６との接続点はＮＯＴ回路回路の入
力に接続され、このＮＯＴ回路Ｇ４の出力ＶＧ４がＡＮ
Ｄ回路Ｇ、及びＮＡＮＤ回路Ｇ２の一方の入力とされて
いる。その他の構成については実施例１と同様である。

以下、本実施例の動作について説明する。第４図に示す
ように、時刻ｔ０で信号ｖＡが高レベルとなるが、コン
デンサＣ１の電圧■ｃ１が低いため、抵抗Ｒ１とフォト
カプラＰＣに流れる電流は少なく、フォトカプラＰＣの
出力側の電圧ｖＲ６は高いレベルにある。このため、Ｎ
ＯＴ回路Ｇ４の出力ＶＣ４が低レベルとなり、ＡＮＤ回
路Ｇ１の出力ＶＣＩは低レベル、ＮＡＮＤ回路Ｇ２の出
力ＶＣ２は高レベルとなっている。この状態は、フォト
カプラＰＣの出力側の電圧ｖＲ６がＮＯＴ回路回路のス
レショルド電圧ｖｔｈよりも低くなるまで続くものであ
り、時刻ｔ２で信号７日が高レベルとなっても、この状
態を続ける。

次に、時刻１．でフォトカプラＰＣの出力側の電圧ｖＲ
ｓがＮＯＴ回路Ｇ４のスレショルド電圧ｖｔｈを下回っ
たとすると、ＮＯＴ回路Ｇ４の出力ＶＣ４が高レベルに
変化する。このときより、ＡＮＤ回路Ｇ、の出力ＶＣＩ
、ＮＡＮＤ回路Ｇ２の出力ＶＣ２はそれぞれ信号ｖＡ、
信号ＶＢと同様の信号となり、スイッチング素子Ｑ　ｌ
、　Ｑ−が発振回路３がらの信号ｖＡ、ｖＢにより駆動
される０時刻ｔ、より信号ＶＢが高レベルであるので、
スイッチング素子Ｑ２がオンし、スイッチング素子Ｑ１
がオフしている。

時刻ｔ、で信号ＶＢが低レベルとなり、スイッチング素
子Ｑ２がオフして、スイッチング素子Ｑ、の両端電圧Ｖ
Ｑ２は負荷回路２の作用により高レベルとなる６時刻ｔ
５で信号ｖＡが高レベルとなり、ドライブ回路１の入出
力電圧Ｖ　ｓ　、　Ｖ　ｒが高レベルとなるが、このと
きには、コンデンサｃ１の電圧ｖｃ。

が十分に高い電圧となっているため、スイッチング素子
Ｑ、の両端電圧ｖＱ１は低いオン電圧とすることができ
るものである。

［実施例３］ 第５図は本発明の第３実施例の回路図であり、第６図は
その動作波形図である０本実施例では、実施例２と同様
に、コンデンサＣ３の電圧ｖｃ、を実際に検出し、コン
デンサＣ１の電圧ｖｃｌが十分な電圧に上昇するまでは
、スイッチング素子Ｑ。

をオフ状態、スイッチング素子Ｑ２をオン状態とするも
のであるが、実施例２と異なるところは、検出信号の伝
達手段をフォトカプラＰＣによる絶縁タイプの信号伝達
手段ではなく、抵抗Ｒ６〜Ｒ。

とトランジスタＴｒｓ〜Ｔｒ；による非絶縁タイプの信
号伝達手段に変えたことである。

以下、本実施例の動作について説明する０時刻ｔ０で信
号ｖＡが高レベルとなるが、コンデンサＣ１の電圧ｖｃ
１が低いため、トランジスタＴｒｙに流れる電流■７及
び・トランジスタＴｒｓに流れる電流Ｉ。

が低い値となる。したがって、抵抗Ｒ８の電圧Ｖ。

がトランジスタＴｒｓがオンさせるのに十分な電圧に達
していないため、トランジスタＴｒｓがオフとなり、ト
ランジスタＴｒｓのコレクタ電位が上昇し、ＮＯＴ回路
回路の出力Ｖｃ４は低レベルとなっている。このため、
ＡＮＤ回路Ｇ１の出力Ｖｃ、は低レベル、ＮＡＮＤ回路
Ｇ２の出力ＶＣ２は高レベルとなって、ドライブ回路１
の入出力電圧Ｖ、、Ｖ、が低レベル、ドライブ回路２の
出力電圧Ｖ、が高レベルとなって、スイッチング素子Ｑ
１がオフ状態、スイッチング素子（Ｌがオン状態となる
。故に、コンデンサＣ１の電圧ｖｃ１は速やかに上昇し
て行く０時刻ｔ２で信号ＶＢが高レベルとなるが、この
状態は変化しない。

次に、時刻ｔ、でコンデンサＣ１の電圧ｖｃ、が十分に
上昇し、トランジスタＴｒγ、Ｔｒｓに流れる電流Ｉ？
、１．も大きくなり、抵抗Ｒ１の電圧■、がトランジス
タＴｒ５をオンさせるのに十分な電圧に達し、トランジ
スタＴｒｌがオンする。このため、トランジスタＴｒ５
のコレクタ電位が下がり、ＮＯＴ回路回路の出力ＶＣ４
が高レベルとなるので、ＡＮＤ回路Ｇ、の出力ＶＣ＋、
ＮＡＮＤ回路Ｇ回路比力■ｃ２はそれぞれ信号ｖＡ、ｖ
Ｂと同じになり、ＡＮＤ回路Ｇ１の出力Ｖｃｌは低レベ
ル、ＮＡＮＤ回路Ｇ２の出力ｖｃｔは高レベルの状態を
続ける０時刻ｔ、で信号ＶＢが低レベルになると、スイ
ッチング素子Ｑ２はオフし、負荷回路Ｚの作用によりス
イッチング素子Ｑ２の両端電圧ｖＱ２は上昇する０時刻
ｔ、で信号ｖＡが高レベルになると、ＡＮＤ回路Ｇ１の
出力ＶＣＩ、ドライブ回路１の入出力電圧Ｖ、、Ｖｔが
高レベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオンする。

このときには、コンデンサＣ３の電圧■ｃ、は十分に高
い電圧となっているため、スイッチング素子Ｑ１の両端
電圧ｖＱｌは十分に低いオン電圧となる。

［実施例４］ 第７図は本発明の第４実施例の回路図であり、第８図は
その動作波形図である０本実施例にあっては、コンデン
サＣＩの電圧ｖｃ１を上昇させるために、コンデンサＣ
１の充電をスイッチング素子Ｑ２のオンによることなく
、他のスイッチング素子により行うものである。このた
めに、スイッチング素子Ｑ２の両端に、抵抗Ｒ９を介し
てトランジスタＴｒ、を接続している。このトランジス
タＴｒ。

のベースには、抵抗Ｒ，とコンデンサＣ５よりなる時定
数回路におけるコンデンサＣ５の電圧を電圧検出回路Ｇ
、にて検出し、ＮＯＴ回路Ｇ７で反転した電圧ｖｃ、が
抵抗Ｒ３゜を介して印加されている。

電圧検出回路Ｇ、の出力■ｃ６は、ＡＮＤ回路回路。

Ｇｓの一方の入力に接続されており、ＡＮＤ回路回路、
０％の他方の入力には、発振回路３の信号ｖＡ。

Ｖ、がそれぞれ入力されている。ＡＮＤ回路Ｇ１゜Ｇ、
の出力Ｖ　Ｇ＋　、　Ｖ　Ｃ１はそれぞれスイッチング
素子Ｑ、、Ｑ２の駆動信号となっている。

以下、本実施例の動作について説明する０時刻ｔ０で信
号ｖＡが高レベルとなるが、時定数回路のコンデンサＣ
３の電圧■ｃ、が低いため、電圧検出回路Ｇ、の出力Ｖ
ｃ、は低レベルとなり、ＡＮＤ回路回路＋　、　Ｇ　ｓ
の出力”　Ｇ　ｌ　＋　Ｖ　Ｃｓが低レベルとなって、
スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、は共にオフしている。

このとき、ＮＯＴ回路回路の出力ＶＧ１は高レベルとな
り、トランジスタＴｒｓはオン状態となっている。この
ため、抵抗Ｒ１とＲ１を通じてコンデンサＣ３が充電さ
れ、その電圧ｖｃ、が速やかに上昇していく０時刻ｔ２
で信号ＶＢが高レベルとなるが、この状態は変化しない
。

次に、時刻ｔａでコンデンサＣコの電圧ｖｃ３が電圧検
出回路Ｇ６のスレショルド電圧ｖｔｈよりも高くなり、
電圧検出回路Ｇ、の出力ＶＧｓが高レベルとなる。この
ときまでにコンデンサＣＩの電圧ＶＣ＋が十分上昇でき
るように、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２の時定数を適当な
値に選定しておく、電圧検出回路Ｇ６の出力ＶａＳが高
レベルとなることにより、ＡＮＤ回路Ｇ１の出力ＶＣＩ
とＡＮＤ回路回路の出力ｖＧ、はそれぞれ信号Ｖ＾、ｖ
日と同様となり、スイッチング素子Ｑ　３．　Ｑ　＊が
動作できるようになり、スイッチング素子Ｑ、がオフ状
態、スイッチング素子Ｑ２がオン状態となる。同時に、
ＮＯＴ回路回路の出力ＶＧ１は低レベルとなり、トラン
ジスタＴｒ、がオフ状態となる。この時刻ｔ、までは、
スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、がオフ状態であるので、ス
イッチング素子Ｑ　＊　、　Ｑ　１の両端電圧Ｖ　、、
　、　Ｖ　、、は、直流電源ＶからコンデンサＣＩの電
圧ｖｃ、を減じた電圧を、抵抗Ｒ６とＲ９で分圧した電
圧となり、第８図（ｋ）、（４）に示すように変化する
０時刻ｔ４でスイッチング素子Ｑ２はオフ状態となり、
その両端電圧ｖＱ２が高レベルとなり、スイッチング素
子Ｑ、の両端電圧ｖＱＩは低レベルとなる。このときに
は、負荷回路２の作用によりスイッチング素子Ｑ、に逆
電流が流れるため、スイッチング素子Ｑ。

の両端電圧ｖＱｌはマイナスとなる０時刻ｔｓでは信号
ｖＡが高レベルとなり、ＡＮＤ回路回路の出力Ｖ＋ＣＩ
、ドライブ回路１の入出力電圧Ｖ、、Ｖ、が高レベルと
なって、スイッチング素子Ｑ１がオンする。このときに
は、コンデンサＣＩの電圧Ｖｃ＋が十分に高くなってい
るため、スイッチング素子Ｑ、の両端電圧ｖＱ１は十分
に低いオン電圧となり、電力損失が少なくなる。

なお、トランジスタＴｒ、と抵抗Ｒ１によるコンデンサ
ＣＩの充電手段の代わりに、第９図に示すように、トラ
ンジスタＴｒ、、Ｔｒ、よりなるカレントミラー回路７
を用いるものとすれば、抵抗Ｒ１゜によって調整された
一定の電流をトランジスタＴｒ。

に流すことができるため、抵抗Ｒ１による電圧分担の役
割をトランジスタＴｒｓに担わせることができる。また
、トランジスタＴｒ＠、Ｔｒ、はバイポーラトランジス
タに限らず、ＦＥＴ等であっても良い。

第１０図はドライブ回路１．２の回路例を示す。

図中、電源端子Ｖｃｃとアース端子ＧＮＤの間には、コ
ンデンサＣ３又はＣ２による電源電圧が供給される。こ
のドライブ回路においては、電源端子Ｖｃｃとアース端
子ＧＮＤの間に、抵抗Ｒ１＋とトランジスタＱコの直列
回路、抵抗ＲＣｔとトランジスタＱ４の直列回路、及び
トランジスタＱ　ｓ　、　Ｑ　＝よりなる相補動作型エ
ミッタフォロワ回路が接続されており、入力端子Ａにベ
ースを接続されたトランジスタＱ、のコレクタ出力は、
トランジスタＱ、のベースに接続され、トランジスタＱ
、のコレクタ出力は、トランジスタＱ　＝　、　Ｑ　ｓ
よりなる相補動作型エミッタフォロワにより低インピー
ダンス化されて、出力端子Ｂに出力される。このドライ
ブ回路は入力端子Ａが高レベルであるときに、トランジ
スタＱ、がオン、トランジスタＱ４がオフ、トランジス
タＱ％がオン、トランジスタＱ６がオフとなって、出力
端子Ｂが高レベルとなるものであり、入力端子Ａが低レ
ベルであるときには、出力端子Ｂは低レベルとなる。

第１１図は発振回路３の回路例を示す、この回路は、タ
イマー回路８よりなる無安定マルチバイブレータとＴフ
リップフロップＦＦよりなる分周回路とから成り立って
いる。タイマー回路８は、汎用のタイマーＩＣ（ＮＥＣ
！μＰＤ１５５５５）で構成されている。この汎用タイ
マーＩＣは、周知のように、トリガ端子（２番端子）が
（１／３）Ｖｃｃ以下になると、トリガされて出力端子
（３番端子）が高レベルとなり、放電端子（７番端子）
は高インピーダンスとなる。また、スレショルド端子（
６番端子）が（２／　３　）Ｖｅｃになると出力端子（
３番端子）が低レベルとなり、放電端子（７番端子）も
低レベルとなる。電源電圧Ｖｃｃは、抵抗ＲＩ３及び可
変抵抗ＶＲとコンデンサＣ４の直列回路に印加されてお
り、抵抗ＲＩ３と可変抵抗ＶＲとの接続点は放電端子（
７番端子）に接続され、可変抵抗ＶＲとコンデンサＣ４
との接続点はトリガ端子（２番端子）とスレショルド端
子（６番端子）に接続されている。

これによって、出力端子（３番端子）からは、矩形波の
発振出力が得られるものであり、その発振周波数は、抵
抗ＲＩ３及び可変抵抗ＶＲとコンデンサＣ１の時定数に
よって決まり、デユーティファクターは、抵抗ＲＩ３と
可変抵抗ＶＲの比率で決まる。

第１１図の回路では、可変抵抗ＶＲの抵抗値を抵抗Ｒ１
３の抵抗値よりもかなり小さく設定して、高レベルの期
間が長く、低レベルの期間が短い発振出力が得られるよ
うにしている。

この無安定マルチバイブレータの発振出力は。

分周回路により分周される０分周回路は、Ｔフリップフ
ロップＦＦを備えており、その出力Ｑ、ＱはＡＮＤゲー
）　Ｇ　＋　＋　、　Ｇ　ｌｚの一方の入力にそれぞれ
接続されている。また、トリガ入力Ｔには、前述の無安
定マルチバイブレータの発振出力が接続されている。ト
リガ入力Ｔが低レベルから高レベルに立ち上がる度に、
ＴフリップフロップＦＦの出力は反転し、出力Ｑ、Ｑか
らは無安定マルチバイブレータの発振出力を２分の１に
分周したデユーティファクター５０％の矩形波が得られ
る。一方、無安定マルチバイブレータの発振出力は、Ａ
ＮＤゲートＧ、、、Ｇ、、の他方の入力に接続されてい
る。

各ＡＮＤゲートＧ、、、Ｇ、１の出力は、それぞれ、ス
イッチング素子Ｑ　３．　Ｑ　！の駆動信号ＶＡ＋Ｖａ
となる。したがって、この駆動信号は、一方が高レベル
で他方が低レベルである第１の期間と、一方が低レベル
で他方が高レベルである第２の期間とが交番する信号と
なり、第１の期間と第２の期間との間に、両方の出力が
共に低レベルである第３の期間が存在する。この第３の
期間は、スイッチング素子Ｑ　、Ｑ　２が共にオンにな
らないようにするためのデッドオフタイムであり、オン
状態のトランジスタのキャリア蓄積時間等を考慮した短
い時間で良く、第１１図の回路では、無安定マルチバイ
ブレータの発振出力が低レベルである期間によって決定
されている。

また、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、としては、例えば、
第１２図（ａ）に示すように、バイポーラトランジスタ
にダイオードを逆並列接続した回路や、第１２図（ｂ）
に示すように、内部に寄生ダイオードを有するパワーＭ
ＯＳＦＥＴ等を用いることができる。

［発明の効果］ 以上詳述したように、本発明にあっては、第１及び第２
のスイッチング素子の直列回路を直流電源に接続し、第
１のスイッチング素子の駆動用電源電圧が第２のスイッ
チング素子のオン時に充電されるようにしたインバータ
装置において、第１のスイッチング素子の駆動用電源電
圧が十分に上昇するまでは、第１のスイッチング素子を
オフ状態、第２のスイッチング素子をオン状態とするよ
うにしたから、第１のスイッチング素子の駆動用電源電
圧が素早く上昇し、第１のスイッチング素子のスイッチ
ング動作が完全に行われるため、電力損失の少ない信頼
性の高いインバータ装置を提供できるという効果がある
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同上の
動作波形図、第３図は本発明の第２実施例の回路図、第
４図は同上の動作波形図、第５図は本発明の第３実施例
の回路図、第６図は同上の動作波形図、第７図は本発明
の第４実施例の回路図、第８図は同上の動作波形図、第
９図は同上の変形例の要部回路図、第１０図は本発明の
第１乃至第４実施例に用いるドライブ回路の具体回路図
、第１１図は本発明の第１乃至第４実施例に用いる発振
回路の具体回路図、第１２図（ａ）、（ｂ）は本発明の
第１乃至第４実施例に用いるスイッチング素子の具体例
を示す回路図、第１３図は従来例の回路図、第１４図は
同上の動作波形図である。 Ｑ、、Ｑ、はスイッチング素子、■は直流電源、Ｃ３は
コンデンサである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１及び第２のスイッチング素子の直列回路を直
   流電源に接続し、第１のスイッチング素子の駆動用電源
   電圧が第２のスイッチング素子のオン時に充電されるよ
   うにしたインバータ装置において、第１のスイッチング
   素子の駆動用電源電圧が十分に上昇するまでは、第１の
   スイッチング素子をオフ状態、第２のスイッチング素子
   をオン状態とする制御回路を設けたことを特徴とするイ
   ンバータ装置。