JPH0126279B2 - - Google Patents
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- JPH0126279B2 JPH0126279B2 JP57196206A JP19620682A JPH0126279B2 JP H0126279 B2 JPH0126279 B2 JP H0126279B2 JP 57196206 A JP57196206 A JP 57196206A JP 19620682 A JP19620682 A JP 19620682A JP H0126279 B2 JPH0126279 B2 JP H0126279B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- drive
- motor
- circuit
- pulse
- signal
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Links
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000005036 potential barrier Methods 0.000 description 4
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 230000008094 contradictory effect Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/03—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors
- H02P7/04—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors by means of a H-bridge circuit
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ロボツトあるいは工作機械等におい
て、可動部材を位置決めするための、直流サーボ
モータ駆動装置の駆動回路において、特にパルス
巾変調駆動回路に関するものである。
て、可動部材を位置決めするための、直流サーボ
モータ駆動装置の駆動回路において、特にパルス
巾変調駆動回路に関するものである。
一般に、直流サーボモータのパルス巾変調駆動
回路は第１図に示す回路であり、第１図の回路図
と第２図の動作説明図及び第３図のフライホイー
ル電流図によつて、その動作を説明する。
回路は第１図に示す回路であり、第１図の回路図
と第２図の動作説明図及び第３図のフライホイー
ル電流図によつて、その動作を説明する。
第１図において、１は三角波発振器でありＡは
駆動指令信号である。抵抗２〜７はパルス巾変調
を行なうための抵抗であり、駆動指令Ａが零電位
の時、電圧比較器９，８の出力である正転駆動信
号Ｂと、逆転駆動信号Ｃのパルス巾は、非常に小
さい値で一致し、正転駆動信号Ｂによつて駆動さ
れるトランジスタスイツチ１１，１２による直流
モータ１８の正転駆動電流と、逆転駆動信号Ｃに
よつて駆動されるトランジスタスイツチ１０，１
３による逆転駆動電流がバランスして、直流サー
ボモータ１８が、回転しない様に、抵抗２，４，
５，７の値を決める、その値は次の計算式によつ
て計算される。ここで、抵抗２〜７の値をそれぞ
れR2〜R7とし三角波発振器１の正の最大値を
VTP、負の最大値を−VTM、正電源電圧をVP、負
電源電圧を−VMとしてある。
駆動指令信号である。抵抗２〜７はパルス巾変調
を行なうための抵抗であり、駆動指令Ａが零電位
の時、電圧比較器９，８の出力である正転駆動信
号Ｂと、逆転駆動信号Ｃのパルス巾は、非常に小
さい値で一致し、正転駆動信号Ｂによつて駆動さ
れるトランジスタスイツチ１１，１２による直流
モータ１８の正転駆動電流と、逆転駆動信号Ｃに
よつて駆動されるトランジスタスイツチ１０，１
３による逆転駆動電流がバランスして、直流サー
ボモータ１８が、回転しない様に、抵抗２，４，
５，７の値を決める、その値は次の計算式によつ
て計算される。ここで、抵抗２〜７の値をそれぞ
れR2〜R7とし三角波発振器１の正の最大値を
VTP、負の最大値を−VTM、正電源電圧をVP、負
電源電圧を−VMとしてある。
VP／R2＝VM／R5＜VTM／R4＝VTP／R7
一般的には、VP＝VM・VTM＝VTPとするので、
VP／R2＜VTM／R4
R2＝R5
R4＝R7
R3、R6の値は、最大駆動指令電圧VAの時、
tmaxが与えられたとすると、Ｔを三角波発振器
１の周期、また、VP＝VM、VTM＝VTPとして VA／R3＝VM／R5＋VTM（２／Ｔtmax−１）／R7 R3＝R6 で与えられる。
tmaxが与えられたとすると、Ｔを三角波発振器
１の周期、また、VP＝VM、VTM＝VTPとして VA／R3＝VM／R5＋VTM（２／Ｔtmax−１）／R7 R3＝R6 で与えられる。
前記の如くして、正転駆動パルス信号Ｂ、逆転
駆動パルス信号Ｃのパルス巾変調を行ない、トラ
ンジスタスイツチ１０〜１３を動作させて、駆動
指令Ａに応じた電流を、直流サーボモータ１８に
流している。
駆動パルス信号Ｃのパルス巾変調を行ない、トラ
ンジスタスイツチ１０〜１３を動作させて、駆動
指令Ａに応じた電流を、直流サーボモータ１８に
流している。
しかしながら、以上の如き従来の方式において
はモータの電機子インダクタンス及びモータに直
列に挿入したインダクタンスの効果によつて、モ
ータに流れるフライホイール電流を有効に活用す
る事ができず、モータ電流のリツプルが大きい
事、スイツチングロスが大きい事という二つの大
きな問題点を有する事になつてしまつている。こ
れをモータの等価回路を含んだフライホイール電
流図である第３図によつて説明する。
はモータの電機子インダクタンス及びモータに直
列に挿入したインダクタンスの効果によつて、モ
ータに流れるフライホイール電流を有効に活用す
る事ができず、モータ電流のリツプルが大きい
事、スイツチングロスが大きい事という二つの大
きな問題点を有する事になつてしまつている。こ
れをモータの等価回路を含んだフライホイール電
流図である第３図によつて説明する。
駆動電源１９からトランジスタスイツチ１０、
モータ１８、トランジスタスイツチ１３を通つて
流れる電源による駆動電流は実線にて表わしてあ
り、トランジスタスイツチ１０，１３を閉路して
流れる駆動電流である。この状態からトランジス
タスイツチ１０，１３を開路すると、フライホイ
ール電流は点線で表わした様にモータ１８からダ
イオード１５、電源１９、ダイオード１６を通る
電流である。モータ１８は、等価回路として抵抗
２０、インダクタンス２１、電源２２で表わして
あるが、抵抗２０はモータ電機子抵抗、インダク
タンス２１は電機子インダクタンス、電源２２は
ロータの回転によつて生ずる誘起電圧を表わして
いる。従つてフライホイール電流路には誘起電圧
と電源電圧の２つの電位障壁があり、このうち誘
起電圧を越して流れる電流と誘起電圧の積は、モ
ータの機械エネルギーに変換されるものである。
電源電圧を越して流れる電流と電源電圧の積は電
源エネルギーに変換されるか、電源でエネルギー
損失になるかである。このうち電源電圧の方が誘
起電圧よりも高い。このフライホイール電流路に
存在する電位障壁によつてフライホイール電流
は、極めて速く減衰するため、駆動指令に対する
レスポンスが速いという利点を有するものの、モ
ータ電流の波形率が悪くなり、モータの効率が落
ちる事になる。さらにモータ電機子のインダクタ
ンスに蓄積したエネルギーを、電源エネルギにも
変換、あるいは損失させてしまうため、スイツチ
ング損失を含めた総合的なエネルギー効率を低下
させてしまう欠点もある。
モータ１８、トランジスタスイツチ１３を通つて
流れる電源による駆動電流は実線にて表わしてあ
り、トランジスタスイツチ１０，１３を閉路して
流れる駆動電流である。この状態からトランジス
タスイツチ１０，１３を開路すると、フライホイ
ール電流は点線で表わした様にモータ１８からダ
イオード１５、電源１９、ダイオード１６を通る
電流である。モータ１８は、等価回路として抵抗
２０、インダクタンス２１、電源２２で表わして
あるが、抵抗２０はモータ電機子抵抗、インダク
タンス２１は電機子インダクタンス、電源２２は
ロータの回転によつて生ずる誘起電圧を表わして
いる。従つてフライホイール電流路には誘起電圧
と電源電圧の２つの電位障壁があり、このうち誘
起電圧を越して流れる電流と誘起電圧の積は、モ
ータの機械エネルギーに変換されるものである。
電源電圧を越して流れる電流と電源電圧の積は電
源エネルギーに変換されるか、電源でエネルギー
損失になるかである。このうち電源電圧の方が誘
起電圧よりも高い。このフライホイール電流路に
存在する電位障壁によつてフライホイール電流
は、極めて速く減衰するため、駆動指令に対する
レスポンスが速いという利点を有するものの、モ
ータ電流の波形率が悪くなり、モータの効率が落
ちる事になる。さらにモータ電機子のインダクタ
ンスに蓄積したエネルギーを、電源エネルギにも
変換、あるいは損失させてしまうため、スイツチ
ング損失を含めた総合的なエネルギー効率を低下
させてしまう欠点もある。
本発明は、かかる従来の回路のレスポンスの速
応性を維持しつつ、上記欠点を解決するものであ
り、その目的は、パルス巾変調駆動回路におい
て、駆動波形率の改善と、非駆動状態に入つた
時、あるいは駆動極性が変化した時の速やかな電
流の減衰の一般的に相反する両特性を可能ならし
むる高性能の駆動回路を、極めて安価な回路によ
つて達成する事である。さらに、本発明の他の目
的は、非駆動時において、モータに電流が流れな
いようにして、キヤリア周波数による騒音をなく
す事である。
応性を維持しつつ、上記欠点を解決するものであ
り、その目的は、パルス巾変調駆動回路におい
て、駆動波形率の改善と、非駆動状態に入つた
時、あるいは駆動極性が変化した時の速やかな電
流の減衰の一般的に相反する両特性を可能ならし
むる高性能の駆動回路を、極めて安価な回路によ
つて達成する事である。さらに、本発明の他の目
的は、非駆動時において、モータに電流が流れな
いようにして、キヤリア周波数による騒音をなく
す事である。
以下、本発明の一実施例である第４図の回路
図、第５図の動作説明図、第６図のフライホイー
ル電流図から、その有用性を説明する。
図、第５図の動作説明図、第６図のフライホイー
ル電流図から、その有用性を説明する。
第４図の回路図において、正転駆動パルス信号
Ｂおよび、逆転駆動パルス信号Ｃを得る所まで
は、従来の方式を表わす第１図と全く同じであ
る。前記信号Ｂ，Ｃによつてセツト及びリセツト
される２つのオアゲート２０，２１から成るＦ・
Ｆ・を設け、この２つの出力信号を正転信号Ｄ、
逆転信号Ｅとし、各々トランジスタスイツチ１２
及び１３を駆動する。前記信号Ｄ、Ｅは各々遅延
回路２２，２３に接続され、その遅延回路の出力
のうち、信号Ｄの遅延出力と信号Ｂ、信号Ｅの遅
延出力と信号Ｃを各々アンドし、それぞれの出力
正逆転駆動パルス信号Ｆ、Ｇによつて、トランジ
スタスイツチ１１，１０を駆動する。遅延回路と
アンド回路を設ける理由は、方向信号が切換わる
瞬間に、駆動信号も閉路しようとしているため、
スイツチングの遅れにより、トランジスタスイツ
チ１０及び１２、あるいはトランジスタスイツチ
１１及び１３が同時に閉路して起る、トランジス
タスイツチの損傷を防ぐためと、キヤリア周波数
電流による停止時の騒音をなくすためである。前
記の如く回路を構成する事によつて駆動電流路は
第５図と同様であるが、方向信号が切換らない間
（即ち同一方向に連続して駆動する必要のある間
は）、第６図における点線に表わされている電流
路をフライホイール電流が流れる様になる。この
電流路には、電位障壁は誘起電圧による電位障壁
が存在するだけであり、従つてフライホイール電
流は従来の回路に比較すると減衰時間が長くな
り、しかもその電位障壁は機械エネルギーに変換
される有効な成分であるため、本来の駆動の目的
に沿つたもので損失にはならない。従つて、従来
の回路に比較して波形率が改善される。しかもそ
れは誘起電圧の低い時、即ち低速の時著るしい。
また電機子のインダクタンスに蓄積されたエネル
ギーを非常に有効にモータ駆動に使用されるため
スイツチング効率が向上する。
Ｂおよび、逆転駆動パルス信号Ｃを得る所まで
は、従来の方式を表わす第１図と全く同じであ
る。前記信号Ｂ，Ｃによつてセツト及びリセツト
される２つのオアゲート２０，２１から成るＦ・
Ｆ・を設け、この２つの出力信号を正転信号Ｄ、
逆転信号Ｅとし、各々トランジスタスイツチ１２
及び１３を駆動する。前記信号Ｄ、Ｅは各々遅延
回路２２，２３に接続され、その遅延回路の出力
のうち、信号Ｄの遅延出力と信号Ｂ、信号Ｅの遅
延出力と信号Ｃを各々アンドし、それぞれの出力
正逆転駆動パルス信号Ｆ、Ｇによつて、トランジ
スタスイツチ１１，１０を駆動する。遅延回路と
アンド回路を設ける理由は、方向信号が切換わる
瞬間に、駆動信号も閉路しようとしているため、
スイツチングの遅れにより、トランジスタスイツ
チ１０及び１２、あるいはトランジスタスイツチ
１１及び１３が同時に閉路して起る、トランジス
タスイツチの損傷を防ぐためと、キヤリア周波数
電流による停止時の騒音をなくすためである。前
記の如く回路を構成する事によつて駆動電流路は
第５図と同様であるが、方向信号が切換らない間
（即ち同一方向に連続して駆動する必要のある間
は）、第６図における点線に表わされている電流
路をフライホイール電流が流れる様になる。この
電流路には、電位障壁は誘起電圧による電位障壁
が存在するだけであり、従つてフライホイール電
流は従来の回路に比較すると減衰時間が長くな
り、しかもその電位障壁は機械エネルギーに変換
される有効な成分であるため、本来の駆動の目的
に沿つたもので損失にはならない。従つて、従来
の回路に比較して波形率が改善される。しかもそ
れは誘起電圧の低い時、即ち低速の時著るしい。
また電機子のインダクタンスに蓄積されたエネル
ギーを非常に有効にモータ駆動に使用されるため
スイツチング効率が向上する。
さらに駆動指令Ａの極性が変化する時は、それ
までの駆動電流を速やかに減衰させ、反対極性の
電流を流す必要があるわけであるが、この時、ト
ランジスタスイツチ１３が開路するため、フライ
ホイール電流は、第３図と同様に流れる事にな
り、速やかに減衰する。従つて必要時の速応性は
充分に維持されている。また、第４図の如くく、
駆動極性を決定するFFが、ノアゲート２個によ
り構成されている事により、前段、電圧比較器が
誤動作して、正転駆動パルス信号Ｂ、逆転駆動パ
ルス信号Ｃの両方がアクテイブになつても、正、
逆転信号Ｄ、Ｅともノンアクテイブになり、フエ
イルセーフ回路になる。従来の回路においては、
この様な時、トランジスタスイツチ１０から１２
へ、１１から１３へ大電流が流れ、トランジスタ
スイツチを損傷は避ける事ができなかつた。
までの駆動電流を速やかに減衰させ、反対極性の
電流を流す必要があるわけであるが、この時、ト
ランジスタスイツチ１３が開路するため、フライ
ホイール電流は、第３図と同様に流れる事にな
り、速やかに減衰する。従つて必要時の速応性は
充分に維持されている。また、第４図の如くく、
駆動極性を決定するFFが、ノアゲート２個によ
り構成されている事により、前段、電圧比較器が
誤動作して、正転駆動パルス信号Ｂ、逆転駆動パ
ルス信号Ｃの両方がアクテイブになつても、正、
逆転信号Ｄ、Ｅともノンアクテイブになり、フエ
イルセーフ回路になる。従来の回路においては、
この様な時、トランジスタスイツチ１０から１２
へ、１１から１３へ大電流が流れ、トランジスタ
スイツチを損傷は避ける事ができなかつた。
以上の如く、本発明により波形率が良くエネル
ギー効率の高い直流サーボモータ駆動回路が可能
であり、その技術的有用性は顕著である。
ギー効率の高い直流サーボモータ駆動回路が可能
であり、その技術的有用性は顕著である。
第１図は、従来のパルス巾変調駆動回路、第２
図はその動作説明図、第３図はそのフライホイー
ル電流図である。第４図は、本発明の一実施例で
あるパルス巾変調駆動回路であり、第５図はその
動作説明図、第６図はそのフライホイール電流図
である。 図中、１は三角波発振器、２〜７は抵抗器、
８，９は電圧比較器、１０〜１３はトランジスタ
スイツチ、１４〜１７はダイオード、１８は直流
サーボモータ、１９はモータ駆動用電源、２０，
２１はノアゲート、２２，２３は遅延回路、２
４，２５はアンド回路であり、Ａは駆動指令信
号、Ｂは正転駆動信号、Ｃは逆転駆動信号、Ｄは
正転信号、Ｅは逆転信号、Ｆは正転駆動パルス信
号、Ｇは逆転駆動パルス信号である。
図はその動作説明図、第３図はそのフライホイー
ル電流図である。第４図は、本発明の一実施例で
あるパルス巾変調駆動回路であり、第５図はその
動作説明図、第６図はそのフライホイール電流図
である。 図中、１は三角波発振器、２〜７は抵抗器、
８，９は電圧比較器、１０〜１３はトランジスタ
スイツチ、１４〜１７はダイオード、１８は直流
サーボモータ、１９はモータ駆動用電源、２０，
２１はノアゲート、２２，２３は遅延回路、２
４，２５はアンド回路であり、Ａは駆動指令信
号、Ｂは正転駆動信号、Ｃは逆転駆動信号、Ｄは
正転信号、Ｅは逆転信号、Ｆは正転駆動パルス信
号、Ｇは逆転駆動パルス信号である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 三角波発振器、及び２個の電圧比較器によ
り、刻々と変化するアナログ駆動指令に対応し
て、駆動方向、駆動強度をパルス幅変調して正方
向駆動パルス、逆方向駆動パルスを作り出し、前
記変調パルス信号によつてトランジスタブリツジ
回路をスイツチさせてモータを可逆駆動する直流
サーボモータ駆動回路において、前記正方向駆動
パルスがセツト端子に入力され前記逆方向駆動パ
ルスがリセツト端子に入力されるフリツプフロツ
プと、前記フリツプフロツプのセツト時の出力を
正方向信号、リセツト時の出力を逆方向信号と
し、前記正・逆方向信号を前記アナログ駆動指令
が零レベルの時の前記正・逆方向駆動パルスのパ
ルス幅以上の時間だけ遅延する２つの遅延回路
と、前記正方向駆動パルスと前記正方向信号遅延
回路出力が入力され論理積を出力する第１のアン
ド回路と、前記逆方向駆動パルスと前記逆方向信
号遅延回路出力が入力され論理積を出力する第２
のアンド回路と、前記トランジスタブリツジ回路
に接続された前記モータの２つの端子各々と駆動
電源の２つの極各々を前記モータを流れる駆動電
流とは逆の極性に接続する４つのダイオードとを
有し、前記正・逆方向信号によつて、前記駆動電
源の一方の極に接続された前記トランジスタブリ
ツジ回路の一対のトランジスタスイツチを各々駆
動し、前記第１及び第２のアンド回路の出力によ
つて前記駆動電源の他方の極に接続された前記ト
ランジスタブリツジ回路の他の一対のトランジス
タスイツチを、各々前記第１のアンド回路の出力
と前記正方向信号、前記第２のアンド回路の出力
と前記逆方向信号が前記モータをたすきがけ状に
駆動する様接続するとともに、同一方向に回転中
で前記モータに駆動電流が流れていない時は前記
モータの端子間に前記駆動電源を経由しない閉回
路を形成し、また回転方向が変化した直後で前記
モータに駆動電流が流れていない時は前記モータ
の端子間に前記駆動電源を経由する閉回路を形成
する様構成されたことを特徴とするパルス幅変調
直流サーボモータ駆動回路。 ２ 前記フリツプフロツプは２個のノアゲートあ
るいはナンドゲートで構成される特許請求の範囲
第１項記載のパルス幅変調直流サーボモータ駆動
回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57196206A JPS5986498A (ja) | 1982-11-09 | 1982-11-09 | パルス幅変調直流サ−ボモ−タ駆動回路 |
| US06/547,879 US4514666A (en) | 1982-11-09 | 1983-11-02 | Pulse width modulation d.c. servo motor driving circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57196206A JPS5986498A (ja) | 1982-11-09 | 1982-11-09 | パルス幅変調直流サ−ボモ−タ駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5986498A JPS5986498A (ja) | 1984-05-18 |
| JPH0126279B2 true JPH0126279B2 (ja) | 1989-05-23 |
Family
ID=16353957
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57196206A Granted JPS5986498A (ja) | 1982-11-09 | 1982-11-09 | パルス幅変調直流サ−ボモ−タ駆動回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4514666A (ja) |
| JP (1) | JPS5986498A (ja) |
Families Citing this family (32)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4575662A (en) * | 1984-11-26 | 1986-03-11 | General Motors Corporation | Vehicle power window control circuit |
| US4602451A (en) * | 1985-03-25 | 1986-07-29 | Perez Rulu F | Bait activator device |
| EP0441459A1 (en) * | 1985-07-02 | 1991-08-14 | Pioneer Electronic Corporation | Pulse-width modulation drive circuit |
| US4823056A (en) * | 1985-07-02 | 1989-04-18 | Pioneer Electronic Corporation | Pulse-width modulation drive circuit |
| EP0437300A1 (en) * | 1985-07-02 | 1991-07-17 | Pioneer Electronic Corporation | Pulse-width modulation drive circuit |
| DE3524267A1 (de) * | 1985-07-06 | 1987-01-08 | Bosch Gmbh Robert | Steuerschaltung fuer einen elektromotor |
| US4660671A (en) * | 1985-10-23 | 1987-04-28 | Trw Inc. | Electric steering gear |
| US4710686A (en) * | 1986-08-04 | 1987-12-01 | Guzik Technical Enterprises | Method and apparatus for control of current in a motor winding |
| US4755728A (en) * | 1986-09-16 | 1988-07-05 | Itsuki Ban | Single-phase semiconductor electric motor and fan using the same |
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| JPH0724471B2 (ja) * | 1986-10-21 | 1995-03-15 | シャープ株式会社 | ４象限チヨツパの制御装置 |
| US4800324A (en) * | 1986-11-19 | 1989-01-24 | Steel Casting Engineering, Ltd. | Brush motor amplifier with overspeed protection |
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