JPH01253874A - 自動等化回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、ディジタル磁気記録再生装置などの振幅方向
の歪が主な変動である系におけるディジタル信号の受信
・再生時の自動等化回路に関するものである。

従来の技術 従来より自動等化のアルゴリズムが種々提案されており
、その中に尖頭値歪を評価基準としたものがある。しか
しながらそのいずれにおいても等化後の信号と量子化又
は識別後の信号との誤差を得、この誤差信号と量子化又
は識別後の信号振幅との相関をトランスバーサルフィル
ターの各タップ毎にとっている。

発明が解決しようとする課題 デジタルＶＴＲにおいて、テープヘッド系の特性のなか
で最も大きな変動の要因は、トラッキングずれによる再
生レベルとテニプヘッドコンタクトの変化による周波数
Ｗ性の変化が一般的である。

一方、従来の適応形自動等化では前述のごとくトランス
バーサルフィルターの各タップ毎に相［−とらなければ
ならないなど非常に複雑な回路が必要になるという問題
があった。

本発明はかかる点に鑑み簡単な回路構成で適応形自動等
化を実現する自動等化回路を提供せんとするものである
。

課題を解決するだめの手段 本発明ｉｄ、再生信号に対する増幅度が制御信号により
制御される利得可変手段と、再生信号に対する周波数特
性が制御信号により制御される周波数特性可変手段と、
前記利得可変手段と前記周波数特性可変手段とを介して
加えられた再生信号を量子化するゼロクロス検出手段と
、前記ゼロクロス検出手段の前後における高周波領域の
信号エネルギーの差を検出する高域誤差検出手段と、同
ゼロクロス検出手段の前後における低周波領域の信号エ
ネルギーの差を検出する低域誤差検出手段と。

前記高域誤差検出手段と低域誤差検出手段との出力によ
υ前記利得可変手段と周波数特性可変手段とを制御する
等化特性制御手段とで自動等化回路とを備えた構成とな
っている。

作用 本発明は上記構成により、ゼロクロス検出手段の入力出
力間における高周波領域及び低周波領域の誤差がそれぞ
れ高域誤差検出手段及び低域誤差検出手段により検出さ
れ、この２周波領域の誤差により利得可変手段と周波数
特性可変手段とが制御されることにより、等化後の信号
は振幅及び周波数スペクトラムともゼロクロス検出手段
出力信号とほぼ等しくなるように自動的に等価されるこ
とになる。

実施例 以下本発明の第１の実施例について説明する。

本実施例は、系の特性変動が主に周波数−振幅特性及び
ゲインが時間的にゆっくりと変化する場合に、適応形の
自動等化を簡単な構成で実現することを目的としたもの
である。又本実施例はスクランブルＮＲＺ信号を記録再
生するディジタルＶＴＲにおける適応形自動等化回路部
である。第１図は本実施例の構成を示すブロック図であ
り、１．８はそれぞれ入・出力端子である。入力端子１
からの入力信号はアナログ乗算器である利得可変手段２
を介して周波数特性可変手段３に加えられている。周波
数特性可変手段３は遅延線を使用したコサインイコライ
ザーであり、その量は直流電圧によって制御可能にした
ものであり、クロック周波数の価の周波数点が一定とな
るタイプのものである。次に周波数特性可変手段３の出
力信号はゼロクロス検出手段４において２値化される。

高域誤差検出手段６はタロツク周波数のＡ以上にお・け
る等化後のエネルギースペクトラムの目標値からのずれ
を検出するものであり、その構成は第２図の如くである
。なお第１図及び第２図のム〜Ｄは、エネルギースペク
トラム図である第４図のム、Ｂのスペクトラムに対応し
ている。スクランブルＮＲＺのエネルギースペクトラム
は第４図Ｂの如くであり、ロールオフ率０．６程度の等
化を行なった場合、同図Ｃのようになる。通常再生デー
タに誤りが少ない場合、ゼロクロス検出手段４から出力
される信号のエネルギースペクトラムはは）！２録前の
原信号に近い形の第４図Ｂの如くであり、この信号を第
２図のローパスフィルタ（以後ＬＰＦと称す）１３に加
え１等化後の目標とするエネルギースペクトラム分布と
なる第４図Ｃの如くとする。次に等死後の信号は遅延線
（以後ＤＬと称す）１４を介して時間を合せた後に差動
増幅器１６に加えている。ここで等死後の信号を低域成
分と高域成分とに分け、第４図Ａの如くそれぞれＰＢｅ
とＰＢｈとし、ゼロクロス検出手段の出力信号も同様に
低域成分と高域成分とに分け、第４図Ｂの如くそれぞれ
ＱｅとＱｈとし７、ＬＰＦ１３を介した後はそれぞれＱ
ｅ′とＱｈ′としだとき、差動増幅器１６の出力信号Ｈ
（＋１’＋Ｑｈ′）−（ＰＢ　ｅ＋ＰＢｈ）となる。次
にハイパスフィルタ（以後ＨＰＦと称す）１６はカット
オフ周波数をクロックのＡとしたもので、この出力信号
は先の差動増幅器１５の出力信号より低域成分を除去し
たものであり第４図りの如＜　（Ｑｈ’−ＰＢｈ　）と
なる。

次に同期検波器１７で同期検波することにより等死後の
高域エネルギースペクトラムの目標値に対する差の大き
さと方向が得られる。なお・積分器１８は十分な時間の
積分を行なうことにより正確な誤差信号とするためのも
のである。又低域誤差検出手段６ば、高域誤差検出手段
６のＨＰＦ１６を。

クロック周波数のＡをカットオフ周波数とするＬＰＦに
置き換えただけのものであり、そのＬＰＦを通過する信
号は第４図Ｅの如＜（Ｑｅ’−ＰＢｅ）となる。従って
低域誤差検出手段６の出力は等死後の低域エネルギース
ペクトラムの目標値に対する差の大きさと方向を示すも
のとなる。このようにして得られる誤差電圧と等死後の
エネルギーレベルとは第６図の如き関係となる。

次にこのようにして得られた高域誤差検出手段５及び低
域誤差検出手段６の各出力信号を元に等化特性制御手段
了は利得可変手段２と周波数特性可変手段３を制御する
。この特性制御手段７は第３図の如き構成であり、２３
，２４，２６．２７はそれぞれ緩衝増幅器であり、２６
は極性反転用の差動増幅器であり、抵抗Ｒ１とＲ２は等
しく。

又抵抗Ｒ３、Ｒ４，Ｒ６、Ｒ６も同一の値としている、
高域誤差検出手段６の出力をａｈ、低域誤差検出手段６
の出力をｅｅとしそれぞれ端子２１゜２２に加えたとき
利得制御信号出力端子２８９周波数特性制御信号出力端
子２９にはそれぞれＡ（ｅｅ＋ａｈ）、Ｂ（ｅｈ−Ｂｅ
　）が出力される。

なおＡ、Ｂは系の増幅度であり、利得制御信号出力端子
２８及び周波数特性制御信号出力端子２９の出力信号は
それぞれ利得制御手段２と周波数特性可変手段３とに加
えられている。

以上の如き本実施例によれば、コサインイコライザーを
電圧で制御して周波数特性を可変することによって近似
できる範囲の周波数特性と比較的広範囲の増幅度とを自
動的に最適化する適応形自動等化が比較的容易な回路構
成で実現できるという効果がある。

次に第２の実施例について説明する。本実施例は第１の
実施例の高域誤差検出手段と低域誤差検出手段とをより
簡素化し、より簡単な回路構成を実現することを目的と
するものである。そのため本実施例では第１の実施例の
高域誤差検出手段５と低域誤差検出手段６とを、第６図
に示す構成としたものであり、以下この構成について第
６図とともに説明する。端子３１よりゼロクロス検出手
段４の出力信号を加え、第１の実施例と同様。

ＬＰＦ３３で目標とする等死後のエネルギースペクトラ
ムと等しくしている。これを仮りに目標信号とし７周波
数特性可変手段３の出力信号をＤＬ１４で第１の実施例
と同様に遅延させたものを等化後信号としたとき１本実
施例は、カットオフ周波数カクロックのＡの一次のロー
パスフィルター４５を介した目標信号とカットオフ周波
数が前記一次のＬＰＦ１３と等しい一次のハイパヌフィ
ルター４６を介した等化後信号とを加算する低域置換器
３６と、この低域置換器３６の出力信号を前記目標信号
より減算する第１の減算器３６と、この減算器３６の出
力を同期検波する同期検波器３９と、この同期検波器３
９の出力信号を積分する積分器４１により高域誤差検出
手段５を構成するとともに、低域置換器３６の出力信号
から前記等化後信号を減算する第２の減算器３７と、こ
の減算器出力信号を同期検波するだめの第２の同期検波
器４０と、この第２の同期検波器４０の出力信号を積分
する第２の積分器４２とにより低域誤差検出手段６を構
成したことを特徴とするものである。

なお４７は加算器であり、ＬＰＦ４５　、ＨＰＦ４８　
。

加算器４アは一体化して第７図の如く抵抗Ｒｏと容量Ｃ
８とで構成しても何んら問題ない。

以上の如き本実施例の構成において、目標信号の高域成
分をＱｈ、同じく低域成分をＱｅとし、等化後信号の高
域成分をＰＢｈ、同じく低域成分をＰＢｅとしたとき、
低域置換器３５の出力信号は（Ｑｅ十ＰＢｈ）となり、
高域誤差検出手段６トシテノ出力Ｈ（Ｑｅ＋Ｑｈ　）−
（ＱＬＩ−ｐＢｈ）＝（Ｑｈ−ＰＢｈ）となり、低域誤
差検出手段６トシテノ出力も同５（Ｑ　ｅ＋ＰＢｈ　）
−（ＰＢ　ｅ＋ＰＢｈ　）＝Ｃ９４−ＰＢ　ｅ）となり
第１の実施例と同様の誤差信号が得られる。なお−ＤＬ
３８は同期検波用の時間合せのための遅延線である。父
上記以外は第１の実施例と同様であり説明を省略する。

以上に述べた本実施例の構成によれば回路構成をより簡
素化できるという効果がある。

以下第３の実施例について説明する。本実施例は第１及
び第２の実施例の応答速度改善を簡単な回路構成で実現
することを目的としている。本実施例は第８図の如く、
同期検波器の出力電圧を電流に変換する電圧−１ｆ流変
換回路６１を介してコンデンサー〇＋ｏを充電するチャ
ージボンデ回路で高域誤差検出手段及び低域誤差検出手
段の積分器を構成したもので、他は第２の実施例と同様
である。

以上の構成によれば、誤差のないとき又はその周波数領
域のエネルギー成分が無いときには誤差電圧は保持され
ることになり、誤差信号に対する応答を多少速くしても
安定に動作する。

以上の如く本実施例によれば簡単な回路構成で比較的応
答の速い、適応形自動等化が可能となる。

発明の効果 以上のように本発明によれば、トランスバーサルフィル
ターの各タップ毎に相関をとったりする複雑な回路を必
要とせず、単に２周波数領域におけるレベル差を検出す
ることにより、簡単な回路構成で適応形の自動等化が可
能になると−う効果があシ、その実用効果は大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例における自動等化回路の
ブロック図、第２図は同実施例の高域誤差検出手段のブ
ロック図、第３図は同実施例の等化特性制御手段の１０
ツク図、第４図は説明のためのエネルギースペクトラム
図、第６図は高域誤差検出手段及び低域誤差検出手段の
説明のための入出力特性図、第６図は第２実施例の高域
誤差検出手段及び低域誤差検出手段のブＯツク図、第７
図は同実施例の低域置換器の一例を示す回路図、第８図
は第３の実施例の積分器のブロック図である。 １・・・・・・入力端子、２・・・・利得可変手段、３
・・・・・周波数特性可変手段、４・・・・・・ゼロク
ロス検出手段、６・・・・・高域誤差検出手段、６・・
・・・低域誤差検出手段、７・・・・等化特性制御手段
、８・・・・出力端子、１３・・・・・・ＬＰＦ、１４
・・・・ＤＬ、１６・・・・・差動増幅器、１６・・・
・・・ＨＰＦ、１７・・・・・・同期検波器、１８・・
・・・・積分器、１９・・・・・・ＤＬ、２３，２４，
２６゜２７・・・・・・緩衝増幅器、２６・・・・・・
差動増幅器、３３・・・・・ＬＰＦ、３４．３８・・・
・・・ＤＬ、３６・・・・・・低域置換器、３８．３７
・・・・・・減算器、３９．４０・・・・・・同期検波
器、４１．４２・・・・・・積分器、　４６・・・・・
・ＬＰＦ、４ｅ・・・・・・ＨＰＦ、４７・・・・・・
加算器、６１・・・・電圧−電流変換器、５２・・・・
・緩衝増幅器。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 第２図 第４図 第５図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）再生信号に対する増幅度が制御信号により制御さ
   れる利得可変手段と、再生信号に対する周波数特性が制
   御信号により制御される周波数特性可変手段と、前記利
   得可変手段と前記周波数特性可変手段とを介して加えら
   れた再生信号を量子化するゼロクロス検出手段と、前記
   ゼロクロス検出手段の入力出力間における高周波領域の
   信号エネルギーの差を検出する高域誤差検出手段と、前
   記ゼロクロス検出手段の入力出力間における低周波領域
   の信号エネルギーの差を検出する低域誤差検出手段と、
   前記高域誤差検出手段と域領誤差検出手段との出力によ
   り前記利得可変手段と周波数特性可変手段とを制御する
   等化特性制御手段とを備えたことを特徴とする自動等化
   回路。
2. （２）一次のローパスフィルタを介した基準信号とカッ
   トオフ周波数の等しい一次のハイパスフィルタを介した
   ゼロクロス検出手段の入力である等化後の信号とを加算
   する低域置換器と、この低域置換器の出力信号を前記ゼ
   ロクロス検出手段の出力信号から減算する減算器と、こ
   の減算器の出力信号を同期検波する同期検波器と、この
   同期検波器の出力信号を積分する積分器とで高域誤差検
   出手段を構成し、前記低域置換器の出力信号から前記ゼ
   ロクロス検出手段の入力信号を減算する減算器と、この
   出力信号を同期検波する第２の同期検波器と、この出力
   信号を積分する第２の積分器とで低域誤差検出手段を構
   成したことを特徴とする請求項１記載の自動等化回路。
3. （３）同期検波器の出力電圧を電流に変換する電圧−電
   流変換回路を介してコンデンサに充電するチャージポン
   プ回路で高域誤差検出手段及び低域誤差検出手段の積分
   器を構成したことを特徴とする請求項１及び２項記載の
   自動等化回路。