JPH0122763B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 背景技術 本発明は、簡易で実現容易な構成で低受信Ｃ／
Ｎ（キヤリア電力対雑音電力比）におけるスレツ
シユホールド特性を改善し、広帯域なTV―FM
（テレビジヨン周波数変調）信号波等の復調信号
の雑音特性を改善する高感度のFM信号復調方式
に関する。

従来技術 従来から、周波数変調された信号を復調する最
も簡便な方法として周波数デイスクリミネータに
よる周波数復調方式がよく用いられている。この
場合のFM変調された入力信号のＣ／Ｎに対する
FM復調された復調信号のＳ／Ｎ（信号対雑音比）
は、Ｓ／Ｎ＝Ｃ／Ｎ・FI（FI；定数）と表わさ
れ、Ｓ／ＮはＣ／Ｎに比例する。一方、このＣ／
Ｎは復調時の雑音および信号の帯域幅を制限する
ために用いられる帯域通過波器の帯域幅Ｂで決
定される。通常この方式によれば、Ｃ／Ｎ＝
10dB程度まで前記の関係が保持され、それ以下
のＣ／ＮにおいてＳ／Ｎは急激に変化する。この
点がスレツシユホールド点である。帯域幅Ｂは一
般に最高変調周波数と周波数偏移で決まるカーソ
ン帯域幅に設定される。

一般にTV信号を伝送する通信、たとえば衛星
通信においては、しばしば信号の伝送にFM変調
方式が用いられる。この場合、通信回線は、衛星
の送信電力の制限、衛星通信伝搬路の安定性、衛
星の送信電力の安定性および地上受信設備の経済
性から、受信に際する動作点はスレツシユホール
ド付近に設定される点が多い。そのため、時には
環境状況の変動で受信入力が減少し、受信点はス
レツシユホールド以下の状態となり、TVモニタ
上の復調画はFM伝送特有のインパルス雑音によ
り著しく乱され、さらに復調画の得られない状態
にまで至る。

したがつて衛星受信に際して簡単な方法で、こ
のインパルス雑音の改善を行なうことはTV復調
画質の改善ひいては受信設備の経済性において非
常に重要な問題とされる。特に放送衛星受信等の
簡易衛星受信装置においては、簡単な構成による
スレツシユホールド特性の改善方法が極めて重要
な課題とされている。

スレツシユホールド特性を改善する一ツの方式
として本発明とも関連のあるFM帰還によるもの
がある。

第１図はFM帰還復調方式の構成を示す。

入力端子１からはFM信号が入力され、周波数
変換器２によつて周波数変換され、帯域通過波
器３を経て増幅器リミツタを含む周波数デイスク
リミネータ４に与えられ、出力端子８からはFM
復調電波信号が導出される。周波数デイスクリミ
ネータ４からの出力は、低域通過波器５を介し
て帰還増幅器を含む位相器６に与えられる。この
位相器６からの出力は、可変周波数発信器７に与
えられ、その出力は周波数変換器に与えられる。

FM信号は入力端子１より周波数変換器２で変
換されたのち、帯域通過波器３を通り、デイス
クリミネータ４により周波数検波される。デイス
クリミネータ４により復調されたベースバンド信
号の一部は低域通過波器５、増幅器を含む位相
器６などを通り、可変周波数発振器７に印加さ
れ、発振周波数を制御する。

低域通過波器５、位相器６などよりなるベー
スバンド帰還回路を開放すれば、この回路構成は
通常のデイスクリミネータ４のみによる周波数復
調方式と同じであり、この場合帯域通過波器３
の帯域幅Ｂは前述のようにFM信号の最高変調周
波数と周波数偏移で決まるカーソン帯域幅を必要
とする。

第１図のFM帰還復調回路において入力端子１
より入るFM信号の瞬時周波数変化に対応し、可
変周波数発振器７の発振周波数が制御され、周波
数変換器２の出力信号の周波数偏移が入力信号の
それに比べて圧縮される方向に作用するならば、
復調に要するカーソン帯域幅すなわち帯域通過
波器３の帯域幅はより狭くすることができる。す
なわち帰還を施さない場合に比べてデイスクリミ
ネータ４に至るFM信号のＣ／Ｎが改善されるた
め、スレツシユホールド特性が改善される。

ところで周知のように本発明に係わるTV（カ
ラー映像）信号は輝度信号とカラーサブキヤリア
成分から成り、そのベースバンド信号はいわゆる
NTSC方式の場合4.2MHzにまでおよぶ非常に広
帯域な信号である。また映像信号は、伝送する画
像（被写体）の種類により、ベースバンド信号の
周波数スペクトラムの大きさが著しく変化する。
特に画像の色の濃さ（飽和度）により、カラーサ
ブキヤリア成分の振幅は大幅に変化する。このよ
うなTV信号特有の性質により、従来の第１図の
方式でFM復調するには数々の困難な問題が生じ
る。

このようなベースバンド信号の広帯域性によ
り、デイスクリミネータ４の復調信号成分を位
相、振幅面において低域通過波器５、増幅器や
移調器６、可変周波数発振器７との接続回路、他
の付属回路から成る帰還回路を通して安定かつ忠
実に可変周波数発振器７に与え、可変周波数発振
器７の発振周波数を入力FM信号の周波数変化と
定められた関係で変化されることは非常に困難な
問題である。

特に、能動回路である可変周波数発振器７への
ベースバンド底帯域信号の供給はその制御信号の
忠実な印加のみならず、回路構成上、その安定性
に難しい問題を含む。FM信号の周波数偏移の大
きい変調周波数成分に対して可変周波数発振器７
の発振が正しく追従されないと、周波数変換器２
の出力信号は入力信号に比べてその周波数偏移が
大きくなり、それらのFM信号成分は帯域通過
波器３により削除される。その結果、デイスクリ
ミネータ４に入る信号のＣ／Ｎが減少し、スレツ
シユホールド以下の状態に落ち込むなどの逆効果
を生じる場合が多い。

目 的 本発明の目的は、このような問題点を解決し、
エンフアシスを適用したカラーテレビジヨン信号
などに特有の性質を利用し、TV（映像）で変調
された周波数変調信号の復調スレツシユホールド
特性を改善する簡易な一方法を提供することであ
る。

本発明を要約すると、可変移相器と帯域幅が変
化する通過型波器を用い、これらを通しデイス
クリミネータで復調された信号のうちカラーサブ
キヤリア信号成分を可変移相器に帰還させ、入力
FM信号のうちカラーキヤリア変調周波数成分の
周波数偏移を圧縮する。そして入力Ｃ／Ｎで制御
された帯域幅通過型波器の狭帯域特性により雑
音を除去し、信号のＣ／Ｎを改善した上、デイス
クリミネータに入力する。

好ましい実施例では、可変移相器と帯域幅可変
通過型波器はそれぞれ分離することもできる
が、また帯域幅可変・可変移相器として一体化す
ることもできる。

この復調器で得られたFM検波信号の周波数特
性は、カラーサブキヤリア周波数成分の振幅が低
下する。したがつて特別の伝送特性を持つ伝送特
性補償回路を通して復調信号を補償する。この復
調動作では、入力Ｃ／Ｎが大きいとき帯域幅可変
通過型波器の通過帯域幅は広くとられ、Ｃ／Ｎ
が減少するに従つて狭帯域化される。また、カラ
ーサブキヤリア周波数成分の可変移相器への帰還
は常時行なうか、または高Ｃ／Ｎにおいては停止
させる。さらには通常のFM信号の復調に用いら
れるカーソン帯域幅に近い帯域幅を持つ固定の通
過型波器をこれらの復調器の前段に用い、信号
の高Ｃ／Ｎ時において帯域幅可変通過型波器の
帯域幅を固定の波器のそれより十分広くし、こ
のＣ／Ｎにおいては固定通過型波器の帯域幅で
復調する。

エンフアシスを適用した映像信号の特質につい
て述べる。カラー映像信号としては、輝度信号と
カラー信号から成り、NTSCの場合約4.2MHzま
での周波数成分を含んでいる。そのうち主に輝度
信号エネルギーの多くは水平走査周波数
（15.75KHz）の倍数の低周波数領域に集中し、カ
ラー成分は3.58MHz近傍に集中している。この種
の映像信号がたとえばCCIR・REC_405-1で決めら
れたプリエンフアシス回路の適用を受けると、信
号の低域部分は約−10dBの高域周波数成分に対
しては約＋3dBの電力の重み付けが与えられる。
映像信号として最も飽和度の高い代表的なカラー
バー信号を見ると、信号の最大振幅140IREに対
して輝度信号の最大振幅77IRE，3.58MHzのカラ
ーサブキヤリア成分の振幅は88IREとなつてい
る。したがつてこの信号を前記のプリエンフアシ
ス回路による重み付けを行なうと、カラーサブキ
ヤリア成分の振幅は127IREとなり、源信号の最
大振幅140IREに近い振幅となる。したがつてプ
リエンフアシスが適用された映像信号で変調され
たFM信号の瞬時周波数偏移が最も大きく、狭帯
域波器の適用に関し問題になるのは概してこの
カラーサブキヤリア成分によるものと看做しても
よい。

実施例 第２図は本発明の一つの考え方に従う構成を示
す図である。

FM信号は入力端子１より入り、可変移相器
９、帯域幅可変通過型波器１０を通つたのち周
波数デイスクリミネータ４に入る。周波数デイス
クリミネータ４の検波出力は検波信号出力端子８
より取出される。一方この周波数デイスクリミネ
ータ４のベースバンド検波出力の一部はカラーサ
ブキヤリア成分を通過させるベースバンド波器
１１、位相調整器１２を通つたのち、可変移相器
９に与えられる。周波数デイスクリミネータ４か
らのＣ／Ｎ検出信号は帯域幅可変通過型波器９
に入力され、その帯域幅を制限する。第２図では
デイスクリミネータ４の雑音出力よりＣ／Ｎを検
出する場合を示しているが、他にＣ／Ｎ検出器を
設けたり、通常のAGC（自動利得制御回路）の制
御信号を用いてもよい。

可変移相器９へのカラーサブキヤリア制御信号
の印加は、入力端子１からのFM信号のカラーサ
ブキヤリア変調成分による周波数偏移が圧縮され
るように、いわば逆変調の状態となるように、そ
の位相、振幅が位相調整器１２により調整され
る。これにより可変移相器９のFM信号は入力に
比べて周波数偏移が減少し、信号周波数帯域幅が
狭くなる。しががつてＣ／Ｎの低い場合、狭帯域
化され帯域幅可変通過型波器により雑音成分が
除去され、Ｃ／Ｎが改善され、スレツシユホール
ド特性が改善される。

次に先の説明のごとくカラーサブキヤリア周波
数成分のみに着目し、本方式におけるＣ／Ｎの改
善効果すなわちスレツシユホールド改善効果につ
いてその要旨を示す。今、第２図において入力
FM信号を位相に注目し、次のように表わす。

Si＝Asin〔ωt＋asinpt〕 …(1) 可変移相器９の出力信号を固定位相項を省略し
て、 So＝Asin〔ωt＋bsinpt〕 …(2) とする。ωはFM信号の中心角周波数、ｐは変調
角周波数であり、入力Siの角周波数偏移ΔΩは、 ΔΩ＝ap …(3) 可変移相器出力Siの角周波数偏移Δωは、 Δω＝bp …(4) である。ここでａ，ｂは定数である。

次にデイスクリミネータ４の検波感度をK₀、
ベースバンド波器１１の増幅器等の利得をK₁、
位相調整器１２の位相をθとすれば、可変移相器
９に対する制御電圧e0は、 e0＝K₀・K₁・Δωcos（pt―θ） …(5) となる。一方可変移相器の位相量Φと制御電圧e₀
との関係を Φ＝K₂・e0 …(6) とすれば、 Φ＝Ｋ・Δωcos（pt―θ） …(7) Ｋ＝K₀・K₁・K₂ …(8) となる。このとき移相器の出力信号S₀の位相〔∠
So（θ）〕は ∠So（θ）＝ａ sinpt―ｋ cos（pt―θ） …(9) ｋ＝Ｋ・Δω …(10) となる。

θ＋π／２＝θ1 …(11) とすれば、 ∠So（θ）＝ａ sinpt＋ｋ sin （pt―θ1）＝Ｃ cos（pt―） …(12) Ｃ＝｛a²＋k²＋2ak cosθ1｝^1/2 …(13) ＝tan^-1―ａ―ｋ cosθ1／ｋ sinθ1 …(14) となる。

θ＝π／２〔θ1＝π〕 …(15) ならば、第６式の位相∠So（π／２）は、 ∠So（π／２）＝（ａ−ｋ）sin pt …(16) となる。このとき ｂ＝ａ−ｋ＝ａ−Ｋ・Δω …(17) となる。したがつて入力Siの角周波数偏移ΔΩ＝
apに対して可変移相器出力Soの角周波数偏移は、 Δω＝ΔΩ−Ｋ・PΔω …(18) となり、 Δω＝ΔΩ／１＋Ｋ・ｐ …(19) となる。すなわちこのような条件下においては可
変移相器の出力信号Soの角周波数偏移は、入力
信号１のそれに比べて１／（１＋Ｋ・ｐ）に圧縮
される。

次にデイスクリミネータ４における信号のスレ
ツシユホールド特性は復調に伴なう帯域通過波
器の帯域幅で決まる。カラーサブキヤリアの帰還
回路が無い通常の復調器の場合、復調に必要な帯
域通過波器の帯域幅Boとして通常の如くカー
ソン帯域幅を適用するものとすれば、 Bo＝２（ｐ＋ΔΩ） …(20) である。一方、デイスクリミネータ４に入る信号
のＣ／Ｎはこの帯域幅により決まり、雑音電力Ｎ
はこの帯域幅に比例する。これに対して帰還を施
した本発明では、FM信号の周波数偏移が圧縮さ
れるため復調に必要なカーソン帯域幅Bfは次の
ようになる。

Bf＝２（ｐ＋ΔΩ／１＋Ｋ・ｐ） …(21) したがつてスレツシユホールドレベルの改善度
ηは、 η＝Bo／Bf＝１＋（ΔΩ／ｐ）／１＋｛ΔΩ／ｐ（１
＋Ｋ・ｐ）…(22) となり、帰還量Ｋを大きくとることによりη＞１
となり、スレツシユホールド特性の改善が計られ
る。

ところで、信号の復調に際し、スレツシユホー
ルド特性の点から見れば、復調帯域幅はある程度
狭ければ狭いほど有利である。しかし復調（検
波）信号のDG，DP特性や他の波形歪み、また、
トランケンシヨン雑音などの点から見れば、復調
帯域幅は広い方がよい。特に入力Ｃ／Ｎが大き
く、復調された信号のＳ／Ｎが高い場合、これら
歪みやトランケンシヨン雑音の影響は、復調画像
において非常に目立つたものとなるため、高Ｃ／
Ｎ時における復調帯域幅の狭帯域化の大きな利点
はない。この対策として、本発明では帯域幅可変
通過型波器を用い、検出されたＣ／Ｎ信号によ
り帯域幅を制御する。すなわち、第２図の帯域幅
可変通過型波器１０は、高Ｃ／Ｎ時（たとえ
ば、入力信号のカーソン帯域幅で定義したＣ／
Ｎ）に広帯域特性をもたせ、Ｃ／Ｎが低下するに
従つて狭帯域化する。

本発明による方式においては、可変移相器及び
帯域幅可変通過型波器の利用が重要な役割を示
す。可変移相器として種々の方式があるが、その
一例を第３図に示す。

これは、ブリツジ法としてよく知られ、ｎは信
号入力端子、ｍは出力端子である。ｒは抵抗、Ｒ
は可変抵抗、Ｃは可変容量である。ここで、可変
抵抗または可変容量を変化させることにより、出
力信号位相は変化する。

帯域幅可変波器としても種々の形態が考えら
れるが、第４図にその一例を示す。第４図で、入
力抵抗は省略されているが、可変抵抗Rdを変化
させることにより、単峰伝送特性を持つ可変波
器の通過帯域幅は変化される。

ところで、本方式の特徴は前述のように、可変
位相器によるFM信号のカラーサブキヤリア変調
成分の周波数偏移の圧縮と帯域幅可変通過型波
器による雑音除去にある。しかるに映像信号（０
〜4.2MHz）のうちカラーサブキヤリア信号近傍
以外の信号成分に対してはそれらによるFM信号
の周波数偏移の圧縮を行なつていない。したがつ
てデイスクリミネータにより復調されたベースバ
ンド信号は、周波数特性において特異な特性を示
す。すなわち、当方式が適切に調整された状態に
おいて、ベースバンド信号の周波数特性は第５図
に示されているようにカラーサブキヤリア周波数
近傍で低下する。

可変移相器に対する帰還信号の位相が適切でな
いと、可変移相器の出力FM信号の周波数偏移
は、入力信号のそれに比べて増大し、復調ベース
バンド信号の周波数特性は、第５図と異なり帰還
周波数近傍で振幅が他の周波数に比べて持ち上が
ることもある。この場合、スレツシユホールド特
性を劣化させることにもなる。

第６図は、第２図の方式を簡略化したもので、
第２図における可変移相器９と帯域幅可変通過型
波器１０を分離せず、通過帯域幅可変機能を持
つ可変移相器で、これらを代用したものである。
また参照符１３は通過帯域幅可変機能を持つ可変
移相器を表わし、対応するその他の部分には第２
図と同一の参照符を付す。

第７図は、可変移相器１３の具体基本例を示し
ている。ここで、ｎはFM信号の入力端子、Ｃは
可変容量、Ｒは可変抵抗、Ｌはインンダクタンス
を示す。可変容量には、第６図の位相調整器１２
によりカラーサブキヤリア周波数成分が印加さ
れ、可変抵抗Ｒには、Ｃ／Ｎ検出器よりの制御信
号が印加される。

今、第７図において、入力電圧ein ein＝Esinωt …(23) とすれば、出力電圧ｅ outは、 Φ＝tan^-1（ωL−１／ωC）／Ｒ …(25) となる。書直せば、 となる。

第７図の角周波数に対する伝送特性は、第26式
より第８図の如くなる。すなわち、定められた
Ｌ，Ｃの値に対し、Ｒを変えることにより、帯域
幅可変通過特性を呈する。

一方、可変容量Ｃを変えることにより、入出力
電圧の位相差Φが変化する。Ｃと位相量Φの関係
を第９図に示す。したがつて、前述のごとく最適
な位相制御により、カラーサブキヤリア成分によ
るFM信号の周波数偏移が圧縮され、通過特性の
狭帯域化によつて雑音除去、すなわちデイスクリ
ミネータに入る信号のＣ／Ｎが改善され、フレツ
シユホールド特性が改善される。

しかしこの方式では、第26式から位相の変化に
より、可変移相量の出力信号は、振幅の変化（振
幅変調）が発生することがわかる。したがつて当
移相器の後段に用いるリミツタは、カラーサブキ
ヤリア変調周波数成分に対しても十分な振幅抑圧
効果をもたせることが必要である。ここでは直列
共振系を用いた一例を示したが、並列共振系を用
いても同様に類似の簡易構成が実現できる。

ところで本発明では、第５図で示したように特
定変調周波数偏移の圧縮により、FM検波信号は
周波数特性上、圧縮された周波数成分の振幅が低
下する。したがつてより良い特性を望むならば、
その周波数成分に対する補償回路を用いて、特性
改善を行なう必要がある。

第１０図は、特性補償回路１４の一例を示し、
本発明の実施例を示す第２図、第６図のデイスク
リミネータの出力側にＬ，Ｃ，Ｒよりなる並列共
振系を接続し、特定周波数の負荷インピーダンス
を高め、振幅特性を増加させ補償する。共振系の
共振周波数は、その特定周波数近傍に設定され
る。

第１０図の特性補償回路に、破線１５の可変抵
抗またはスイツチ回路を挿入し、当補償回路の付
加、除去、あるいは補償の度合調整を行なうこと
もできる。たとえば本発明における可変移相器へ
の、特定ベースバンド周波数成分の帰還の有無
を、Ｃ／Ｎまたは手動によつて連続的またはステ
ツプ状に制御する場合〔第２図の１６はスイツチ
または可変抵抗で帰還信号の制御を行なう〕、デ
イスクリミネータ出力の特性変化に対応させ、上
記可変抵抗（またはスイツチ回路）１５を、Ｃ／
Ｎまたは手動により制御すれば、より良い周波数
特性をもつFM検波信号が得られる。

第６図の簡易方式の場合、第７図の抵抗Ｒによ
る帯域幅の可変に対して、カラーサブキヤリアの
帰還量も変化し、デイスクリミネータ出力の検波
特性も変化する。この場合、同時にＣ／Ｎによつ
て、第１０図の可変抵抗１５を制御し、補償の度
合を制御することは、総合特性を改善する上で有
効に働く。

第１１図は、前述の本発明を拡張した他の一例
である。参照符１７で示す回路は、第２図、第６
図、第１０図等よりなるFM信号復調回路で、そ
の前段に入力FM信号に対するカーソン帯域幅近
傍の帯域幅をもつ固定の帯域通過波器１８を縦
続に接続したものである。当本式では第２図、第
６図の帯域幅可変通過型波器（または移相器）
の帯域幅を充分広くした場合、復調帯域幅の制限
を前段の波器１８により行なうことを特徴とす
る。

効 果 以上説明したように、本発明はエンフアシスを
適用したカラーTVFM変調信号の特徴に注目し、
主に可変移相器、帯域幅可変通過型波器を用い
て、特定のＣ／Ｎにおいて特定変調信号の帰還と
その周波数偏移の圧縮により、簡易で実現容易な
高感度FM信号復調方式を実現することができ
る。

したがつて特に放送衛星受信装置などスレツシ
ユホールドマージンが少なく、また簡易で低コス
ト性を重視するシステムにおいて当方式は極めて
有効な手段となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基礎となるFM帰還復調方式
のブロツク図、第２図は本発明の一実施例のブロ
ツク図、第３図は可変移相器９の具体的な構成を
示す電気回路図図、第４図は帯域幅可変波器１
１の具体的な構成を示す電気回路図、第５図は第
２図に示された実施例の特性を示すグラフ、第６
図は本発明の他の実施例のブロツク図、第７図は
可変移相器１３の具体的な構成を示す電気回路
図、第８図および第９図はその可変移相器１３の
特性を示すグラフ、第１０図は特性補償回路１４
の具体的特性を示す電気回路図、第１１図は本発
明の他の実施例のブロツク図である。 １…FM信号の入力端子、２…周波数変換器、
３…帯域通過波器、４…周波数デイスクリミネ
ータ、５…低域通過波器、６…移相器、７…可
変周波数発振器、８…FM検波信号出力端子、９
…可変移相器、１０…帯域幅可変通過型波器、
１１…ベースバンド波器（カラーサブキヤリア
通過型波器）、１２…位相調整器、１３…通過
帯域幅可変・可変移相器、１４…検波信号特性補
償回路、１５，１６…可変抵抗またはスイツチ、
１７…FM信号復調回路、１８…帯域通過波
器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 入力されるFM信号が与えられる可変移相器
   と、帯域幅可変通過型波器と、周波数デイスク
   リミネータと、Ｃ／Ｎ検出器とベースバンド信号
   のうち特定の周波数成分を通過させるベースバン
   ド波器と該周波数成分の位相及び振幅を変える
   位相調整器とを備え、入力されるFM信号を可変
   移相器と帯域幅可変通過型波器とデイスクリミ
   ネータとを通して検波し、デイスクリミネータ出
   力の一部をベースバンド波器と位相調整器とを
   通した後、可変移相器に帰還制御信号として入力
   し、前記Ｃ／Ｎ検出器の出力により帯域幅可変通
   過型波器の帯域幅を制御し、FM信号のカーソ
   ン帯域幅できまるＣ／Ｎが低下するに従い、Ｃ／
   Ｎ検出器の出力により帯域幅可変通過型波器の
   帯域幅を狭くする方向に制御し、前記の可変位相
   器に入力される特定のベースバンド帰還制御信号
   により、該周波数成分による入力FM信号の周波
   数偏移が圧縮される方向に可変移相器を制御し、
   デイスクリミネータにより検波された信号を取り
   出すことを特徴とする周波数変調信号の復調方
   式。