JPH0122764B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0122764B2 JPH0122764B2 JP13498383A JP13498383A JPH0122764B2 JP H0122764 B2 JPH0122764 B2 JP H0122764B2 JP 13498383 A JP13498383 A JP 13498383A JP 13498383 A JP13498383 A JP 13498383A JP H0122764 B2 JPH0122764 B2 JP H0122764B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- phase shifter
- variable phase
- variable
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 241000287107 Passer Species 0.000 description 1
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 1
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
- H03D3/005—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling a bandpass filter
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、簡単な構成で受信入力における広帯
域なTV―FM（テレビジヨン周波数変調）変調波
の復調信号の雑音特性を改善する高感度FM信号
復調方式に関するものである。
域なTV―FM（テレビジヨン周波数変調）変調波
の復調信号の雑音特性を改善する高感度FM信号
復調方式に関するものである。
背景技術
従来より、周波数変調された信号を復調する最
も簡単な方法として、LC回路又は遅延線を用い
たデイスクリミネータによる方式がよく用いられ
る。
も簡単な方法として、LC回路又は遅延線を用い
たデイスクリミネータによる方式がよく用いられ
る。
この場合、FM信号のＣ／Ｎ（キヤリア電力対
雑音電力比）に対するFM復調（検波）された信
号のＳ／Ｎ（信号対雑音比）は、Ｓ／Ｎ＝Ｃ／
Ｎ・Ｋ（Ｋ：定数）として表され、Ｓ／ＮはＣ／
Ｎに比例する。
雑音電力比）に対するFM復調（検波）された信
号のＳ／Ｎ（信号対雑音比）は、Ｓ／Ｎ＝Ｃ／
Ｎ・Ｋ（Ｋ：定数）として表され、Ｓ／ＮはＣ／
Ｎに比例する。
Ｃ／Ｎは、FM波の信号及び雑音帯域幅を決め
る帯域通過波器の帯域幅Ｂで決定され、通常、
帯域幅はカーソンルールよりＢ２（Δ＋h）
（ただしΔはFM変調波の周波数偏移幅、hは変
調波の最高変調周波数）とされる。
る帯域通過波器の帯域幅Ｂで決定され、通常、
帯域幅はカーソンルールよりＢ２（Δ＋h）
（ただしΔはFM変調波の周波数偏移幅、hは変
調波の最高変調周波数）とされる。
上記のＣ／Ｎ対Ｓ／Ｎの関係は、Ｃ／Ｎが約
10db程度まで直線的に変化するが、Ｃ／Ｎがそ
れ以下になると、Ｓ／ＮはFM復調特有のインパ
ルス雑音により急激に劣化する。この点がスレツ
シユホールド点と呼ばれる。
10db程度まで直線的に変化するが、Ｃ／Ｎがそ
れ以下になると、Ｓ／ＮはFM復調特有のインパ
ルス雑音により急激に劣化する。この点がスレツ
シユホールド点と呼ばれる。
一般にTV（映像）信号を伝達する通信、特に
衛生通信においては、しばしばその伝達にFM変
調方式が用いられる。衛星通信回線は、衛星の送
信電力の制限、衛星通信伝搬路の安定性、地上受
信設備の経済性から、受信に際する電力マージン
は極力制限され、受信動作点はスレツシユホール
ド付近に設定される場合が多い。
衛生通信においては、しばしばその伝達にFM変
調方式が用いられる。衛星通信回線は、衛星の送
信電力の制限、衛星通信伝搬路の安定性、地上受
信設備の経済性から、受信に際する電力マージン
は極力制限され、受信動作点はスレツシユホール
ド付近に設定される場合が多い。
従つて、環境状況の変動、受信設備の種々の劣
化により、ときには、受信点はスレツシユホール
ド以下になり、TVモニタ上の復調画質は著しく
劣化する場合がある。
化により、ときには、受信点はスレツシユホール
ド以下になり、TVモニタ上の復調画質は著しく
劣化する場合がある。
この問題は、特に小型アンテナを使う放送衛星
受信機にとつては重要で、簡易な方法でスレツシ
ユホールド特性が改善できれば極めて効果的であ
る。
受信機にとつては重要で、簡易な方法でスレツシ
ユホールド特性が改善できれば極めて効果的であ
る。
ところで復調器のスレツシユホールド特性を改
善するには、先の説明の如く、通常、復調用帯域
通過波器の帯域幅Ｂをできるだけ狭くし、Ｃ／
Ｎを高くとる方法がとられる。
善するには、先の説明の如く、通常、復調用帯域
通過波器の帯域幅Ｂをできるだけ狭くし、Ｃ／
Ｎを高くとる方法がとられる。
しかるに、FM変調波のスペクトルの広がり、
すなわち変調度の度合により、ただ単に復調帯域
幅Ｂを狭くすることはできず、逆効果をまねく場
合がある。特にFM変調指数が大きい場合、変調
信号のスペクトルが広がり、復調帯域幅の狭帯域
化は、雑音成分を減少させる以上に変調信号成分
を減少させ、結果的にはＣ／Ｎを劣化させ、スレ
ツシユホールド特性を悪化させることにもなる。
また、TV（映像）FM信号の周波数偏移の大きい
場合（画質）において、トランケンシヨン雑音を
発生させ、好ましくない結果をまねく。
すなわち変調度の度合により、ただ単に復調帯域
幅Ｂを狭くすることはできず、逆効果をまねく場
合がある。特にFM変調指数が大きい場合、変調
信号のスペクトルが広がり、復調帯域幅の狭帯域
化は、雑音成分を減少させる以上に変調信号成分
を減少させ、結果的にはＣ／Ｎを劣化させ、スレ
ツシユホールド特性を悪化させることにもなる。
また、TV（映像）FM信号の周波数偏移の大きい
場合（画質）において、トランケンシヨン雑音を
発生させ、好ましくない結果をまねく。
目 的
本発明は、Ｃ／Ｎ比を改善し、スレツシユホー
ルド特性を改善した高感度のFM信号の復調方式
を提供することを目的とする。
ルド特性を改善した高感度のFM信号の復調方式
を提供することを目的とする。
本発明の要約
本発明では、通常利用されるプリエンフアシス
を適用したカラーTV信号などでFM変調された
信号の特質に着眼し、復調の動作機構を工夫して
いる。すなわち、最も大きな周波数偏移を与える
カラーサブキヤリアによる変調成分に対し、可変
移相器により逆変調を与え、該成分の周波数偏移
を圧縮し、カーソン帯域幅より狭い狭帯域通過
波器を通すことにより、キヤリア電力対雑音電力
比（Ｃ／Ｎ）を改善し、スレツシユホールド特性
を改善する方式を実現する。
を適用したカラーTV信号などでFM変調された
信号の特質に着眼し、復調の動作機構を工夫して
いる。すなわち、最も大きな周波数偏移を与える
カラーサブキヤリアによる変調成分に対し、可変
移相器により逆変調を与え、該成分の周波数偏移
を圧縮し、カーソン帯域幅より狭い狭帯域通過
波器を通すことにより、キヤリア電力対雑音電力
比（Ｃ／Ｎ）を改善し、スレツシユホールド特性
を改善する方式を実現する。
特に、特定の周波数成分に注目した回路設計及
び受動可変移相器の適用により、安定でかつ設計
容易な復調回路が簡単に実現される。
び受動可変移相器の適用により、安定でかつ設計
容易な復調回路が簡単に実現される。
今、エンフアスを適用した映像信号を考えてみ
る。通常、カラー映像信号としては、輝度信号と
カラー信号からなり、NTSC方式の場合、約
4.2MHzまでの周波数成分を含んでいる。その内、
主に輝度信号は水平走査周波数（15.75KHz）の
倍数の低周波領域に集中し、カラー成分は3.58M
Hz近傍に集中している。この種の映像信号が、た
とえば、CCIR、REC ４０５―１で決められた
プリエンフアシス回路の適用を受けると信号の低
域部分は、約―10dBの高域周波数成分に対して
は、約３＋3dBの電力の重み付けが与えられる。
る。通常、カラー映像信号としては、輝度信号と
カラー信号からなり、NTSC方式の場合、約
4.2MHzまでの周波数成分を含んでいる。その内、
主に輝度信号は水平走査周波数（15.75KHz）の
倍数の低周波領域に集中し、カラー成分は3.58M
Hz近傍に集中している。この種の映像信号が、た
とえば、CCIR、REC ４０５―１で決められた
プリエンフアシス回路の適用を受けると信号の低
域部分は、約―10dBの高域周波数成分に対して
は、約３＋3dBの電力の重み付けが与えられる。
映像信号として、最も飽和度の高い代表的な標
準カラーバー信号をみると、信号の最大振幅140
IREに対して、輝度信号の最大振幅77IRE、
3.58MHzのカラーサブキヤリア成分の振幅は
88IREとなつている。従つて、この信号を前記の
プリエンフアシス回路による重み付けを行なう
と、カラーサブキヤリア成分の振幅は127IREと
なり、源信号の最大振幅140 IREに近い振幅とな
る。従つて、プリエンフアシスが適用された映像
信号で変調されたFM信号の瞬時周波数変化（偏
移）が最も大きくなり、通過帯域幅の狭帯域化に
伴うＣ／Ｎ変化に関し、問題になるのはこのカラ
ーサブキヤリア成分によるものとみなしてもよ
い。
準カラーバー信号をみると、信号の最大振幅140
IREに対して、輝度信号の最大振幅77IRE、
3.58MHzのカラーサブキヤリア成分の振幅は
88IREとなつている。従つて、この信号を前記の
プリエンフアシス回路による重み付けを行なう
と、カラーサブキヤリア成分の振幅は127IREと
なり、源信号の最大振幅140 IREに近い振幅とな
る。従つて、プリエンフアシスが適用された映像
信号で変調されたFM信号の瞬時周波数変化（偏
移）が最も大きくなり、通過帯域幅の狭帯域化に
伴うＣ／Ｎ変化に関し、問題になるのはこのカラ
ーサブキヤリア成分によるものとみなしてもよ
い。
実施例
第１図に本発明の一実施例の基本構成例を示
す。FM信号の入力端子１は、外部よりの電気信
号により制御される可変移相器２、狭帯域通過
波器３、リミツタや増幅器などより成る周波数デ
イスクリミネータ４、FM信号の復調（検波）出
力端子５、カラーサブキヤリア（NTSC方式の場
合3.58MHz）近傍の成分を通過させる帯域通過
波器６、該周波数成分に対する増幅器７、該成分
に対する位相調整器８などから成る。ここで、
FM信号は、入力端子１より入り、可変移相器
２、狭帯域通過波器３を通つた後、デイスクリ
ミネータ４で周波数復調される。復調されたベー
スバンド（映像）信号の一部は、特定周波数成分
（カラーサブキヤリア近傍の成分）を通過させる
帯域通過波器６、増幅器７などを通り、位相変
調器８で位相調整された後、可変移相器２に加え
られる。この制御信号により、可変移相器２の位
相が変化し、入力端子１より入るFM信号の位相
が変化される。この状態においてFM信号の復調
（検波）信号は復調出力端子５より取り出される。
なお、第１図の帯域通過波器６、増幅器７、位
相調整器８から成るサブキアリア成分の帰還回路
及び可変位相器２を取り除いた構成は、従来のデ
イスクリミネータによる周波数復調器と全く同じ
である。
す。FM信号の入力端子１は、外部よりの電気信
号により制御される可変移相器２、狭帯域通過
波器３、リミツタや増幅器などより成る周波数デ
イスクリミネータ４、FM信号の復調（検波）出
力端子５、カラーサブキヤリア（NTSC方式の場
合3.58MHz）近傍の成分を通過させる帯域通過
波器６、該周波数成分に対する増幅器７、該成分
に対する位相調整器８などから成る。ここで、
FM信号は、入力端子１より入り、可変移相器
２、狭帯域通過波器３を通つた後、デイスクリ
ミネータ４で周波数復調される。復調されたベー
スバンド（映像）信号の一部は、特定周波数成分
（カラーサブキヤリア近傍の成分）を通過させる
帯域通過波器６、増幅器７などを通り、位相変
調器８で位相調整された後、可変移相器２に加え
られる。この制御信号により、可変移相器２の位
相が変化し、入力端子１より入るFM信号の位相
が変化される。この状態においてFM信号の復調
（検波）信号は復調出力端子５より取り出される。
なお、第１図の帯域通過波器６、増幅器７、位
相調整器８から成るサブキアリア成分の帰還回路
及び可変位相器２を取り除いた構成は、従来のデ
イスクリミネータによる周波数復調器と全く同じ
である。
次に、TV（映像）信号でFM変調された信号の
内、前述の如く、大きな周波数偏移を与えるカラ
ーサブキヤリア成分のみに着目し、第１図の動作
を説明する。
内、前述の如く、大きな周波数偏移を与えるカラ
ーサブキヤリア成分のみに着目し、第１図の動作
を説明する。
今、入力FM信号を位相に注目し、
Si＝Asin〔ωt＋ａ sinpt〕 …(1)
とし、可変位相器Φの出力信号を
So＝Ａ sin〔ωt＋ｂ sinpt〕 …(2)
とする。ωはFM信号の中心角周波数、ｐは変調
角周波数（この場合、カラーサブキヤリア成分に
相当する）である。入力Siの角周波数偏移は、Δ
Ω＝ap、可変移相器出力Soの角周波数偏移は、
Δω＝bpである。
角周波数（この場合、カラーサブキヤリア成分に
相当する）である。入力Siの角周波数偏移は、Δ
Ω＝ap、可変移相器出力Soの角周波数偏移は、
Δω＝bpである。
デイスクリミネータの感度をKo、カラーサブ
キヤリア通過波器及び増幅器の利得をK1、位
相調整器の位相をθとすれば、可変位相器に対す
る制御電圧e0は、 e0＝K0・K1・Δωcos（pt―θ） …(3) である。一方、可変位相器の位相量Φと制御電圧
e0との間の関係をΦ＝e0K2とすれば、 Φ＝K0・K1・K2・Δωcos（pt―θ） …(4) となる。
キヤリア通過波器及び増幅器の利得をK1、位
相調整器の位相をθとすれば、可変位相器に対す
る制御電圧e0は、 e0＝K0・K1・Δωcos（pt―θ） …(3) である。一方、可変位相器の位相量Φと制御電圧
e0との間の関係をΦ＝e0K2とすれば、 Φ＝K0・K1・K2・Δωcos（pt―θ） …(4) となる。
今、カラーサブキヤリア成分に対する位相調整
器８の位相量を調整し、（たとえば、θ＝π／２
とする。） Φ＝K0・K1・K2・Δωsinpt ＝Ｋ・Δωsinpt …(5) K0・K1・K2＝Ｋ …（5a） とする。このとき、移相器Φの入力信号、Si，
Soの位相関係は、 ｂ sinpt＝ａ sinpt−Φ …(6) ｂ sinpt＝（ａ−Ｋ・Δω）sinpt …(7) ｂ＝ａ−Ｋ・Δω …(8) となる。従つて、入力Siの角周波数偏移ΔΩ＝
apに対して、可変移相器出力Soの角周波数偏移
は、 Δω＝ΔΩ−Ｋ・pΔω …(9) となり、 Δω＝ΔΩ／１＋Ｋ・ｐ …(10) となる。
器８の位相量を調整し、（たとえば、θ＝π／２
とする。） Φ＝K0・K1・K2・Δωsinpt ＝Ｋ・Δωsinpt …(5) K0・K1・K2＝Ｋ …（5a） とする。このとき、移相器Φの入力信号、Si，
Soの位相関係は、 ｂ sinpt＝ａ sinpt−Φ …(6) ｂ sinpt＝（ａ−Ｋ・Δω）sinpt …(7) ｂ＝ａ−Ｋ・Δω …(8) となる。従つて、入力Siの角周波数偏移ΔΩ＝
apに対して、可変移相器出力Soの角周波数偏移
は、 Δω＝ΔΩ−Ｋ・pΔω …(9) となり、 Δω＝ΔΩ／１＋Ｋ・ｐ …(10) となる。
すなわち、このような条件下において、可変移
相器の出力信号Soの角周波数偏移は、入力信号
のそれに比べて、１／（１＋Ｋ・ｐ）に圧縮され
る。
相器の出力信号Soの角周波数偏移は、入力信号
のそれに比べて、１／（１＋Ｋ・ｐ）に圧縮され
る。
次に、デイスクリミネータ４における信号のス
レツシユホールド特性は、復調に伴う通過帯域
波器の帯域幅で決まる。カラーサブキヤリア成分
の帰還回路がない通常の復調器の場合、復調に必
要な通過帯域波器の帯域幅B0はカーソン帯域
幅を用いるものとして、 B0＝２（ｐ＋ΔΩ） …(11) となる。これに対し、帰還をほどこした本発明で
は、 B＝２（Ｐ＋ΔΩ／１＋Ｋ・ｐ） …(12) となり、本発明によるスレツシユホールドレベル
の改善度ηは、 η＝B0／B＝１＋（ΔΩ／ｐ）／１＋｛ΔΩ／ｐ（
１＋Ｋ・ｐ）｝…(13) となる。帰還量Ｋを大きくとることにより、η＞
１となり、スレツシユホールド特性の改善が図ら
れる。
レツシユホールド特性は、復調に伴う通過帯域
波器の帯域幅で決まる。カラーサブキヤリア成分
の帰還回路がない通常の復調器の場合、復調に必
要な通過帯域波器の帯域幅B0はカーソン帯域
幅を用いるものとして、 B0＝２（ｐ＋ΔΩ） …(11) となる。これに対し、帰還をほどこした本発明で
は、 B＝２（Ｐ＋ΔΩ／１＋Ｋ・ｐ） …(12) となり、本発明によるスレツシユホールドレベル
の改善度ηは、 η＝B0／B＝１＋（ΔΩ／ｐ）／１＋｛ΔΩ／ｐ（
１＋Ｋ・ｐ）｝…(13) となる。帰還量Ｋを大きくとることにより、η＞
１となり、スレツシユホールド特性の改善が図ら
れる。
本発明で重要なことは、映像FM信号の復調に
対し、最も周波数偏移の大きく、しかも変調周波
数の高いカラーサブキヤリア信号成分に着目し、
可変移相器と帰還回路を用いて、当成分による周
波数偏移を圧縮し、復調帯域幅の狭帯域化によつ
てスレツシユホールド特性の改善を狙つている。
しかるに、映像ベースバンド信号（０〜4.2MHz）
の内、カラーサブキヤリア信号近傍以外の信号成
分に対しては、それらによるFM信号の周波数偏
移の圧縮を行なつていない。従つて、FM信号を
復調したベースバンド信号の周波数特性には、通
常方式に比べて異なつた特性を示す。
対し、最も周波数偏移の大きく、しかも変調周波
数の高いカラーサブキヤリア信号成分に着目し、
可変移相器と帰還回路を用いて、当成分による周
波数偏移を圧縮し、復調帯域幅の狭帯域化によつ
てスレツシユホールド特性の改善を狙つている。
しかるに、映像ベースバンド信号（０〜4.2MHz）
の内、カラーサブキヤリア信号近傍以外の信号成
分に対しては、それらによるFM信号の周波数偏
移の圧縮を行なつていない。従つて、FM信号を
復調したベースバンド信号の周波数特性には、通
常方式に比べて異なつた特性を示す。
すなわち、周波数偏移を圧縮したカラーサブキ
ヤリア周波数成分の復調出力は、他の周波数成分
に比べて低下する。
ヤリア周波数成分の復調出力は、他の周波数成分
に比べて低下する。
第２図は、第１図の方式により復調されたベー
スバンド信号の周波数特性を示す。位相調整器８
の位相量が適当でないと、可変移相器２の出力
FM信号の周波数偏移幅は、入力信号のそれに比
べて増大し、スレツシユホールド特性を劣化させ
る場合がある。この場合、復調ベースバンド信号
の周波数特性は、第２図とは異なり帰還周波数近
傍で振幅が他の周波数に比べて持ち上がることも
ある。
スバンド信号の周波数特性を示す。位相調整器８
の位相量が適当でないと、可変移相器２の出力
FM信号の周波数偏移幅は、入力信号のそれに比
べて増大し、スレツシユホールド特性を劣化させ
る場合がある。この場合、復調ベースバンド信号
の周波数特性は、第２図とは異なり帰還周波数近
傍で振幅が他の周波数に比べて持ち上がることも
ある。
第１図において重要な役割を果たす可変移相器
２は、種々の形態が考えられるが、その一例を第
３図に示す。これは、ブリツジ法としてよく知ら
れた回路で、ｎ，n′は信号入力端子、ｍ，m′は信
号出力端子である。ｒは抵抗、Ｒは可変抵抗、Ｃ
は可変容量である。
２は、種々の形態が考えられるが、その一例を第
３図に示す。これは、ブリツジ法としてよく知ら
れた回路で、ｎ，n′は信号入力端子、ｍ，m′は信
号出力端子である。ｒは抵抗、Ｒは可変抵抗、Ｃ
は可変容量である。
ここで、可変抵抗Ｒ又は、可変容量Ｃを変化さ
せることにより、出力信号位相は変化する。Ｒま
たはＣは可変抵抗または可変容量ダイオードを用
いて実現される。
せることにより、出力信号位相は変化する。Ｒま
たはＣは可変抵抗または可変容量ダイオードを用
いて実現される。
第４図は、可変移相器２として、直列共振系を
用いた一構成例である。ｎ，n′は信号入力端子、
ｍ，m′は信号出力端子である。Ｃは可変容量、
Ｌはインダクタンス、Ｒは負荷抵抗である。
用いた一構成例である。ｎ，n′は信号入力端子、
ｍ，m′は信号出力端子である。Ｃは可変容量、
Ｌはインダクタンス、Ｒは負荷抵抗である。
今、第４図において入力電圧ｅ in
ｅ in＝Ｅ sinωt …(14)
とすれば、出力電圧ｅ outは
ｅ out＝Ｅ・Ｒ／｜Ｚ｜sin（ωt−） …(15)
となる。
すなわち、可変容量Ｃを変えることにより、出
力電圧の位相が変化する。
力電圧の位相が変化する。
可変容量Ｃと可変移相器２の移相量の関係を第
５図に示す。
５図に示す。
従つて、先の説明の如き位相制御により、カラ
ーサブキヤリア成分によるFM波の周波数偏移が
圧縮され、先の効果が得られる。
ーサブキヤリア成分によるFM波の周波数偏移が
圧縮され、先の効果が得られる。
しかし、この場合、第15式より、可変容量の変
化、すなわち、位相の変化により出力信号に対し
て振幅の変化（振幅変調）が発生される。そのた
め、当位相器の後段に用いるリミツタは、十分な
振幅抑圧効果を必要とする。
化、すなわち、位相の変化により出力信号に対し
て振幅の変化（振幅変調）が発生される。そのた
め、当位相器の後段に用いるリミツタは、十分な
振幅抑圧効果を必要とする。
一方、当回路方式では、自己の持つ共振特性
（狭帯域通過特性）が有効に利用でき、カーソン
帯域幅より狭い通過帯域特性をもたせることによ
り、第１図の狭帯域通過波器３を省略すること
ができ、回路構成の簡略化に有効である。ここで
は、直列共振系による一例を示したが、並列共振
系によつても類似の可変移相器が容易に実現され
る。
（狭帯域通過特性）が有効に利用でき、カーソン
帯域幅より狭い通過帯域特性をもたせることによ
り、第１図の狭帯域通過波器３を省略すること
ができ、回路構成の簡略化に有効である。ここで
は、直列共振系による一例を示したが、並列共振
系によつても類似の可変移相器が容易に実現され
る。
注目すべきは、可変移相器によりFM信号の特
定変調周波数成分の周波数偏移を圧縮し、狭帯域
通過特性を持つ回路によりＣ／Ｎを改善し、スレ
ツシユホールド特性を改善するものである。
定変調周波数成分の周波数偏移を圧縮し、狭帯域
通過特性を持つ回路によりＣ／Ｎを改善し、スレ
ツシユホールド特性を改善するものである。
また、特に受動可変移相器の使用、及び特定周
波数成分の帰還により、安定で実現性の容易な回
路方式を与える。
波数成分の帰還により、安定で実現性の容易な回
路方式を与える。
しかし、特定変調周波数偏移の圧縮により、
FM検波信号の周波数特性上、圧縮された周波数
成分の振幅が低下する。従つて、よりよい特性を
望むならば、その周波数成分に対して、特性補償
を行なう必要がある。
FM検波信号の周波数特性上、圧縮された周波数
成分の振幅が低下する。従つて、よりよい特性を
望むならば、その周波数成分に対して、特性補償
を行なう必要がある。
第６図は、特性補償回路９の一例で、周波数デ
イスクリミネータの出力側に、Ｌ，Ｃ，ｒより成
る並列共振系を接続し、特定周波数の負荷インピ
ーダンスを高め、振幅特性を増加させ補償する。
共振系の共振周波数は、その特定周波数近傍に設
定される。
イスクリミネータの出力側に、Ｌ，Ｃ，ｒより成
る並列共振系を接続し、特定周波数の負荷インピ
ーダンスを高め、振幅特性を増加させ補償する。
共振系の共振周波数は、その特定周波数近傍に設
定される。
効 果
以上、説明したように本発明は、簡単な構成で
実現簡易な高感度FM信号復調方式が提供され
る。従つて、特に放送衛星受信装置など、スレツ
シユホールドマージンが少なく、また、簡易、低
コスト性を重視されるシステムにおいては、当方
式は極めて有効な手段を与える。
実現簡易な高感度FM信号復調方式が提供され
る。従つて、特に放送衛星受信装置など、スレツ
シユホールドマージンが少なく、また、簡易、低
コスト性を重視されるシステムにおいては、当方
式は極めて有効な手段を与える。
第１図は本発明の一実施例の基本構成を示すブ
ロツク図、第２図は第１図の方式により復調され
たベースバンド信号の周波数特性を示す図、第３
図は可変移相器２の一例を示す電気回路図、第４
図は可変移相器２として直列共振系を用いた電気
回路図、第５図は可変容量Ｃと可変移相器２の移
相量の関係を示す図、第６図は特性補償回路９の
一例を示す電気回路図である。 １…FM信号の入力端子、２…可変移相器、３
…狭帯域通過波器、４…周波数デイスクリミネ
ータ、５…復調出力端子、６…帯域通過波器、
７…増幅器、８…位相調整器、９…特性補償回
路。
ロツク図、第２図は第１図の方式により復調され
たベースバンド信号の周波数特性を示す図、第３
図は可変移相器２の一例を示す電気回路図、第４
図は可変移相器２として直列共振系を用いた電気
回路図、第５図は可変容量Ｃと可変移相器２の移
相量の関係を示す図、第６図は特性補償回路９の
一例を示す電気回路図である。 １…FM信号の入力端子、２…可変移相器、３
…狭帯域通過波器、４…周波数デイスクリミネ
ータ、５…復調出力端子、６…帯域通過波器、
７…増幅器、８…位相調整器、９…特性補償回
路。
Claims (1)
- １ 入力されるFM信号が与えられる可変移相器
とFM信号のカーソン帯域の幅より狭い帯域幅を
もつ狭帯域通過波器と、周波数デイスクリミネ
ータと、周波数デイスクリミネータによりFM検
波された信号のうち特定の周波数成分を通過させ
る波器と、該周波数成分に対する位相調整器と
を備え、入力されるFM信号を可変移相器及び狭
帯域通過波器を通し、周波数デイスクリミネー
タによりFM検波し該検波出力信号の一部を上記
の特定周波数成分を通過させる波器及び位相調
整器を通した後該信号により可変移相器を制御
し、FM信号の特定の変調周波数成分による周波
数偏移を圧縮する方向に可変移相器で位相制御
し、周波数デイスクリミネータからの検波信号を
取り出すことを特徴とする周波数変調信号の復調
方式。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13498383A JPS6027208A (ja) | 1983-07-22 | 1983-07-22 | 周波数変調信号の復調方式 |
| US06/632,105 US4594556A (en) | 1983-07-22 | 1984-07-18 | Demodulation circuit from FM signals and demodulation system therefor |
| CA000459235A CA1223926A (en) | 1983-07-22 | 1984-07-19 | Demodulation circuit from fm signal and demodulation system therefor |
| AU30888/84A AU552117B2 (en) | 1983-07-22 | 1984-07-20 | Fm demodulation |
| DE8484304965T DE3469659D1 (en) | 1983-07-22 | 1984-07-20 | Demodulation circuit from fm signals and demodulation system therefor |
| EP84304965A EP0135301B1 (en) | 1983-07-22 | 1984-07-20 | Demodulation circuit from fm signals and demodulation system therefor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13498383A JPS6027208A (ja) | 1983-07-22 | 1983-07-22 | 周波数変調信号の復調方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6027208A JPS6027208A (ja) | 1985-02-12 |
| JPH0122764B2 true JPH0122764B2 (ja) | 1989-04-27 |
Family
ID=15141177
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13498383A Granted JPS6027208A (ja) | 1983-07-22 | 1983-07-22 | 周波数変調信号の復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6027208A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4950324B2 (ja) * | 2010-06-29 | 2012-06-13 | 株式会社桜井技術研究所 | 廃熱回収システム |
-
1983
- 1983-07-22 JP JP13498383A patent/JPS6027208A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6027208A (ja) | 1985-02-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4563651A (en) | FM Demodulator with variable bandpass filter | |
| US4531148A (en) | High sensitivity FM signal demodulation system | |
| US4405835A (en) | Receiver for AM stereo signals having a circuit for reducing distortion due to overmodulation | |
| US4480338A (en) | Lowpass-highpass electronic switch | |
| US4435841A (en) | Communications receiver having a switchable filter input stage | |
| US4989264A (en) | Bandwidth limiting circuit with variable bandwidth | |
| EP0086839B1 (en) | High-sensitivity fm demodulating system | |
| US4739407A (en) | Frequency modulation television receiver with tracking filter | |
| EP0135301B1 (en) | Demodulation circuit from fm signals and demodulation system therefor | |
| US3742130A (en) | Television receiver incorporating synchronous detection | |
| KR100466077B1 (ko) | Ｃ／ｌ 딜레이 보상기능을 갖는 고주파 모듈레이터 및이를 이용하여 구현된 셋탑박스 | |
| US4792992A (en) | Radio receiver | |
| JPH0122764B2 (ja) | ||
| JP3360364B2 (ja) | バランス出力型チューナ装置の中間周波処理回路 | |
| JPS6250027B2 (ja) | ||
| JPH0122763B2 (ja) | ||
| US2702343A (en) | Piezoelectric crystal filter for exalted carrier and discriminator circuits | |
| JPS6155834B2 (ja) | ||
| US6070061A (en) | Adjacent channel rejection in double conversion tuner | |
| JPS6250028B2 (ja) | ||
| US3471636A (en) | Constant phase chrominance coupling network | |
| JPS6221105Y2 (ja) | ||
| JPS6253084B2 (ja) | ||
| JPH0713304Y2 (ja) | 分波回路 | |
| JPS5850804A (ja) | 高感度ｆｍ検波方式 |