JPS6250028B2 - - Google Patents
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- JPS6250028B2 JPS6250028B2 JP56133259A JP13325981A JPS6250028B2 JP S6250028 B2 JPS6250028 B2 JP S6250028B2 JP 56133259 A JP56133259 A JP 56133259A JP 13325981 A JP13325981 A JP 13325981A JP S6250028 B2 JPS6250028 B2 JP S6250028B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N11/00—Colour television systems
- H04N11/06—Transmission systems characterised by the manner in which the individual colour picture signal components are combined
- H04N11/18—Transmission systems characterised by the manner in which the individual colour picture signal components are combined using simultaneous and sequential signals, e.g. SECAM-system
- H04N11/186—Decoding means therefor
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Description
本発明は簡易な構成で低受信入力におけるスレ
ツシユホールドレベルを改善し広帯域なTV―
FM変調波の復調信号の雑音特性を改善する高感
度FM復調方式に関するものである。 従来より周波数変調された信号を復調する最も
簡単な方法として、L.C回路又は遅延線を用いた
デイスクリミネータ回路による周波数復調方式が
よく用いられている。この場合のFM変調された
入力信号のＣ／Ｎ（キヤリア電力対雑音電力比）
に対するFM復調（検波）された復調信号のＳ／
Ｎ（信号対雑音比）は、Ｓ／Ｎ＝Ｃ／Ｎ・FI
（FI：定数）として表わされ、復調Ｓ／Ｎは入力
信号のＣ／Ｎに比例する。 一方、このＣ／Ｎは雑音及び信号の帯域幅を制
限するため復調器の入力側に用いられる帯域通過
波器の通過帯域幅で決定される。通常この方式
によればＣ／Ｎ〓10dB程度まで前述の関係が保
持され、それ以下のＣ／ＮにおいてＳ／Ｎは急激
に劣化する。この点がスレツシユホールド点とよ
ばれる。 一般にTV信号を伝送する通信、例えば衛星通
信においては、しばしば信号の伝送にFM変調方
式が用いられる。この場合、通信回線は、衛星の
送信電力の制限、衛星通信伝搬路の安定性、地上
受信設備の経済性から、受信に際する動作点はス
レツシユホールド付近に設定される場合が多い。
そのため、ときには環境状況の変動で受信入力が
減少し、受信点はスレツシユホールド以下の状態
となり、TVモニタ上の復調画はTV伝送特有のイ
ンパルス雑音により著しく乱され、さらには復調
画の得られない状態にまで至る。 従つて衛星通信に際して、簡単な方法でこのイ
ンパルス雑音の改善を行うことは、TV復調画質
の改善、ひいては受信設備の経済性において、非
常に重要な問題とされ、特に放送衛星通信等の簡
易衛星受信装置においては、簡単な構成による雑
音改善（復調画質の改善）方法が極めて重要な課
題とされている。 ところで、スレツシユホールドの改善方法とし
て、従来から種々の方式があるが、一例として本
発明と関連のあるダイナミツクトラツキングフイ
ルタ復調方式を第１図に示す。同図で、１は中心
周波数が変化する狭帯域な可変帯域通過波器、
２はリミツタ、３は周波数デイスクリミネータ、
４は低域通過波器、５は信号入力端子、６は
FM信号検波出力端子である。入力端子５より入
るFM信号波は中心周波数可変帯域通過波器１
を通り、リミツタ回路２を経てデイスクリミネー
タ３により復調される。復調信号は低域波器４
を通り変調信号周波数以外の高域雑音を除去した
後、可変波器１の中心周波数を制御する。この
とき５よりの入力信号の瞬時周波数変化に対し、
可変波器１の中心周波数は完全に追従するよう
制御される。即ち周波数デイスクリミネータ出力
の信号帯域成分は、振幅、位相とも忠実に帰還さ
れ、可変波器の中心周波数を制御する。 ところで、周知のように、カラー映像信号は、
輝度信号と、カラーサブキヤリア成分からなり、
そのベースバンド帯域幅は、4.2MHzにまでおよ
ぶ非常に広帯域な信号である。又映像信号は、伝
送する画像（被写体）の種類により、ベースバン
ド信号の周波数スペクトラムの大きさが、著しく
変化する。特に画像の色の濃さ（飽和度）によ
り、カラーサブキヤリア成分の振幅は大幅に変化
する。 このようなカラー映像信号特有の性質により、
従来の第１図の方式でFM復調するには、数々の
困難な問題が生じる。まずベースバンド信号の広
帯域性により、デイスクリミネータ３の復調信号
成分を位相、振幅面において、増幅器、低域波
器、可変波器１の内部回路、他の付属回路から
なる帰還回路を通して安定かつ忠実に、又入力信
号の瞬時周波数変化に一致するよう１の中心周波
数可変素子に印加することは非常に困難な問題で
ある。周波数偏移の大きい変調成分が正しく帰還
されないと、大きなFM偏移電力をもつこれらの
成分は可変狭帯域波器により削除され、リミツ
タ、デイスクリミネータ回路に入る信号のＣ／Ｎ
を劣化させ、そのため、スレツシユホールド以下
の状態に落ち込むなど逆効果を呈する場合があ
る。 又、上記帰還回路が正しく設定されたとして
も、この広帯域帰還回路を通過する入力信号に伴
つた雑音で可変帯域波器は制御され、入力信号
の同雑音変調成分も狭帯域可変波器を有効に通
過する。その結果、大きな入力雑音を伴つた場
合、復調画は著しく乱れ、特に変調信号成分の低
い場合、復調画質には、これら広帯域雑音の影響
が顕著に生じる。例えば、変調するTV信号の色
成分の飽和度が低く、カラーサブキヤリア成分が
小さいとき、これら広帯域雑音は有効に復調され
モニタ上では色雑音として非常に目立つたものと
なる。 本発明はこのような問題点を解決することを目
的とし、エンフアシスを適用したカラーTV信号
特有の性質を利用し、TV（映像）で変調された
FM信号の復調スレツシユホールドレベルを改善
する一方策を提供する。本発明では、FM信号を
通過中心周波数が変化する可変帯域通過波器を
通してデイスクリミネータで復調し、得られた検
波信号のうち、カラーサブキヤリア成分のみを抽
出して、可変帯域通過波器に帰還させ中心周波
数を入力信号のカラーサブキヤリア成分による瞬
時周波変化に従つて変化させる。又この場合、更
に特性を改善するためカラーサブキヤリア成分の
帰還ループに入出力特性が非直線状に変化する非
直線回路を挿入し、復調したカラーサブキヤリア
成分が小さい場合には、帰還量を小さくし、大き
い場合には帰還量を大きく与える。これらによ
り、大きなスレツシユホールドレベルの改善が計
られ、雑音特性が改善される。第２図は本発明の
実施例で７は外部信号によつて通過中心周波数が
独立に変化する可変帯域通過波器、８は従来と
同様のL.C、又は遅延線よりなる周波数デイスク
リミネータ、９はカラーサブキヤリア成分3.58M
Hzを抽出する帯域通過波器、１０は増幅器や移
相器等よりなる調整回路（回路条件が決定されれ
ば固定化される）、１１はリミツタ回路、１２は
FM信号の入力端子、１３はFM検波信号を取り
出す検波信号出力端子、である。端子１２よりの
FM入力信号は、中心周波数が独立に変化する可
変帯域通過波器７を通り、更にリミツタ回路１
１を通過した後、デイスクリミネータ８により復
調される。８の復調（検波）信号のうち、3.58M
Hzの映像カラーサブキヤリア成分は、波器９で
抽出され、調整回路１０を通つて可変波器７の
中心周波数を制御する。 この構成において可変波器７を通過したFM
信号は、リミツタ回路１１を通り周波数デイスク
リミネータ８により復調される。８の復調信号の
うち、カラーサブキヤリア成分は、帯域通過波
器９を通して抽出され、そのの信号は可変帯域通
過波器７の中心周波数を変化させる。このと
き、可変帯域波器７の中心周波数の変化は、入
力FM信号のカラーサブキヤリア変調成分による
周波数偏移に一致して可変される。従つて、可変
波器７に印加する3.58MHz成分は、その振幅、
位相において、の条件が充されるよう調整回路１
０により調整される。 ところで、従来の周波数デイスクリミネータに
よる復調方式において、信号の復調帯域幅B0
は、変調信号エネルギーを充分に通過させるた
め、入力信号のFM周波数偏移（ピーク値）をΔ
、変調信号の最高周波数をhとすると、 B0〓２（Δ＋h）と決められる。 この復調帯域幅は一般的には、狭くするほど復
調信号の波形特性はわるくなるが、復調に伴う雑
音量が減るため、スレツシユホールドレベルは低
くすることができる。しし無造作に狭帯域化した
のでは、入力FM信号の周波数偏移の大きさの度
合により悪影響を及ぼす。例えば大きな周波数偏
移をもつ信号成分は、狭帯域波器により通過す
ることができず、その結果、狭帯域波器の出力
側では、この波器による雑音除去効果以上に信
号電力が低下し、Ｃ／Ｎ劣化によるスレツシユホ
ールドレベルの悪化を招くことになる。 従つて本発明では、狭帯域可変波器の使用に
際して、最も大きな周波数偏移を与える変調成
分、即ち、変調側でプリエンフアシスを適用され
たカラー映像変調信号のうち最も大きな周波数変
移を与える可能性の高いカラーサブキヤリア成分
に着目し、この成分による瞬時周波数変化に対応
し、波器の中心周波数を一致させる方式をと
る。又これにより第１図の従来方式にくらべて、
回路構成が容易になる。 本発明は、映像伝送において、特にエンフアシ
スを適用した系において、有効となるが、今、エ
ンフアシスを適用した映像信号の特徴を考えてみ
る。通常、カラー映像信号としては、輝度信号と
カラー信号からなり、約4.2MHzまでの周波数成
分を含んでいる。そのうち、主に輝度信号は水平
走査周波数（15.75KHz）の倍数の低周波領域に
集中し、カラー成分は、3.58MHz近傍に集中して
いる。この種の映像信号が、例えば、CCIR・
REC405―１で決められたプリエンフアシス回路
の適用を受けると、信号の低域部分は、約−
10dBの、高域周波数成分に対しては、約＋3dBの
電力の重み付けが与えられる。映像信号として、
最も飽和度の高い代表的な標準カラーバー信号を
みると、信号の最大振幅140IREに対して、輝度
信号の最大振幅77IRE、3.58MHzのカラーサブキ
ヤリア成分の振幅は88IREとなつている。従つて
この信号を前記のプリエンフアシス回路による重
み付けを行うと、カラーサブキヤリア成分の振幅
は127IREとなり、源信号の最大振幅140IREに近
い振幅となる。従つて、プリエンフアシスが適用
された映像信号で変調されたFM信号の瞬時周波
数変化（偏移）が最も大きくなり、狭帯域波器
の使用にに伴うＣ／Ｎ変化に関し問題になるの
は、このカラーサブキヤリア成分によるものと見
做してもよい。これらの理由で、3.58MHz成分に
より、狭帯域可変波器の中心周波数を入力周波
数偏移に追従して変化させ、有効に信号電力を周
波数デイスクリミネータに伝送し、多くの雑音を
除去することにより、Ｃ／Ｎの改善が行われる。 又第２図にカラーサブキヤリア帰還回路は、単
一信号に近い周波数成分（3.58MHz）のみを取り
扱うため、安定で簡単な回路構成が容易で、最適
な帰還位相、振幅の調整が容易である。 次に可変帯域通過波器によるＣ／Ｎ改善効果
のあらましを示す。 第３図は、FM信号の瞬時周波数変化と、可変
帯域通過波器７の中心周波数の瞬時変化が正し
く設定された場合の状態を示したもので、実線
ａ，ｂは前者を、破線ｃは後者を示す。０は可
変波器７がカラーサブキヤリア成分により制御
をうけない場合の中心周波数である。簡単のた
め、信号瞬時周波数変化は、カラーサブキヤリア
（3.58MHz）による周波数変化ａと輝度信号によ
る周波数変化ｂよりなり、その周波数差は大き
く、それぞれΔc及びΔiの周波数偏移を受け
ているものとする。これに対して可変波器の中
心周波数（破線ｃ）は信号瞬時周波数変化ａに追
従し、その偏移はΔcに等しいものとする。 第４図は、可変帯域通過波器７の信号電力通
過の状況を示したもので、横軸は周波数を、縦軸
は波器の通過特性を示している。実線ａ，ｂ及
び破線ｃは、第３図と同じものを又ｄ，d′，d″は
可変波器の通過特性を示す。 今、信号の瞬時周波数がt1（＝０＋Δi）に
あるとき、可変波器の中心周波数は、０にあ
り、瞬時周波数がt2（＝０＋Δi＋Δc）に
変化すると、波器器の中心周波数は、０＋Δ
cに移行する。 従つて、可変波器の中心と、瞬時信号周波数
の間にはΔiの周波数差が生じる。そのため
波器を通過する信号電力は、Ｌだけ減少する。可
変帯域通過波器として単一共振器で構成された
ものを想定すると、その電力通過特性は、規格化
して、 と表わすことができる。ここでは波器中心か
らの離調周波数、b0は該波器の3dB帯域幅であ
る。今第２図において、可変波器７への入力信
号は、雑音を伴つているが、これらは、何かの形
で帯域制限を受ける。ここでは、従来の復調方式
との比較を行うため、前述の如く通常の帯域幅
B0により制限を受けているものと仮定する。 今、可変波器７の入力において、信号の電力
を１とし、単位周波数当りの雑音電力、即ち雑音
電力密度を１／Hzとすれば、帯域幅B0（Hz）の
雑音電力はB0となり、入力Ｃi／Ｎiは１／B0とな
る。ところで波器７の出力側では、信号周波数
が波器の中心よりΔiだけ離れているため、
通過信号の出力は、
ツシユホールドレベルを改善し広帯域なTV―
FM変調波の復調信号の雑音特性を改善する高感
度FM復調方式に関するものである。 従来より周波数変調された信号を復調する最も
簡単な方法として、L.C回路又は遅延線を用いた
デイスクリミネータ回路による周波数復調方式が
よく用いられている。この場合のFM変調された
入力信号のＣ／Ｎ（キヤリア電力対雑音電力比）
に対するFM復調（検波）された復調信号のＳ／
Ｎ（信号対雑音比）は、Ｓ／Ｎ＝Ｃ／Ｎ・FI
（FI：定数）として表わされ、復調Ｓ／Ｎは入力
信号のＣ／Ｎに比例する。 一方、このＣ／Ｎは雑音及び信号の帯域幅を制
限するため復調器の入力側に用いられる帯域通過
波器の通過帯域幅で決定される。通常この方式
によればＣ／Ｎ〓10dB程度まで前述の関係が保
持され、それ以下のＣ／ＮにおいてＳ／Ｎは急激
に劣化する。この点がスレツシユホールド点とよ
ばれる。 一般にTV信号を伝送する通信、例えば衛星通
信においては、しばしば信号の伝送にFM変調方
式が用いられる。この場合、通信回線は、衛星の
送信電力の制限、衛星通信伝搬路の安定性、地上
受信設備の経済性から、受信に際する動作点はス
レツシユホールド付近に設定される場合が多い。
そのため、ときには環境状況の変動で受信入力が
減少し、受信点はスレツシユホールド以下の状態
となり、TVモニタ上の復調画はTV伝送特有のイ
ンパルス雑音により著しく乱され、さらには復調
画の得られない状態にまで至る。 従つて衛星通信に際して、簡単な方法でこのイ
ンパルス雑音の改善を行うことは、TV復調画質
の改善、ひいては受信設備の経済性において、非
常に重要な問題とされ、特に放送衛星通信等の簡
易衛星受信装置においては、簡単な構成による雑
音改善（復調画質の改善）方法が極めて重要な課
題とされている。 ところで、スレツシユホールドの改善方法とし
て、従来から種々の方式があるが、一例として本
発明と関連のあるダイナミツクトラツキングフイ
ルタ復調方式を第１図に示す。同図で、１は中心
周波数が変化する狭帯域な可変帯域通過波器、
２はリミツタ、３は周波数デイスクリミネータ、
４は低域通過波器、５は信号入力端子、６は
FM信号検波出力端子である。入力端子５より入
るFM信号波は中心周波数可変帯域通過波器１
を通り、リミツタ回路２を経てデイスクリミネー
タ３により復調される。復調信号は低域波器４
を通り変調信号周波数以外の高域雑音を除去した
後、可変波器１の中心周波数を制御する。この
とき５よりの入力信号の瞬時周波数変化に対し、
可変波器１の中心周波数は完全に追従するよう
制御される。即ち周波数デイスクリミネータ出力
の信号帯域成分は、振幅、位相とも忠実に帰還さ
れ、可変波器の中心周波数を制御する。 ところで、周知のように、カラー映像信号は、
輝度信号と、カラーサブキヤリア成分からなり、
そのベースバンド帯域幅は、4.2MHzにまでおよ
ぶ非常に広帯域な信号である。又映像信号は、伝
送する画像（被写体）の種類により、ベースバン
ド信号の周波数スペクトラムの大きさが、著しく
変化する。特に画像の色の濃さ（飽和度）によ
り、カラーサブキヤリア成分の振幅は大幅に変化
する。 このようなカラー映像信号特有の性質により、
従来の第１図の方式でFM復調するには、数々の
困難な問題が生じる。まずベースバンド信号の広
帯域性により、デイスクリミネータ３の復調信号
成分を位相、振幅面において、増幅器、低域波
器、可変波器１の内部回路、他の付属回路から
なる帰還回路を通して安定かつ忠実に、又入力信
号の瞬時周波数変化に一致するよう１の中心周波
数可変素子に印加することは非常に困難な問題で
ある。周波数偏移の大きい変調成分が正しく帰還
されないと、大きなFM偏移電力をもつこれらの
成分は可変狭帯域波器により削除され、リミツ
タ、デイスクリミネータ回路に入る信号のＣ／Ｎ
を劣化させ、そのため、スレツシユホールド以下
の状態に落ち込むなど逆効果を呈する場合があ
る。 又、上記帰還回路が正しく設定されたとして
も、この広帯域帰還回路を通過する入力信号に伴
つた雑音で可変帯域波器は制御され、入力信号
の同雑音変調成分も狭帯域可変波器を有効に通
過する。その結果、大きな入力雑音を伴つた場
合、復調画は著しく乱れ、特に変調信号成分の低
い場合、復調画質には、これら広帯域雑音の影響
が顕著に生じる。例えば、変調するTV信号の色
成分の飽和度が低く、カラーサブキヤリア成分が
小さいとき、これら広帯域雑音は有効に復調され
モニタ上では色雑音として非常に目立つたものと
なる。 本発明はこのような問題点を解決することを目
的とし、エンフアシスを適用したカラーTV信号
特有の性質を利用し、TV（映像）で変調された
FM信号の復調スレツシユホールドレベルを改善
する一方策を提供する。本発明では、FM信号を
通過中心周波数が変化する可変帯域通過波器を
通してデイスクリミネータで復調し、得られた検
波信号のうち、カラーサブキヤリア成分のみを抽
出して、可変帯域通過波器に帰還させ中心周波
数を入力信号のカラーサブキヤリア成分による瞬
時周波変化に従つて変化させる。又この場合、更
に特性を改善するためカラーサブキヤリア成分の
帰還ループに入出力特性が非直線状に変化する非
直線回路を挿入し、復調したカラーサブキヤリア
成分が小さい場合には、帰還量を小さくし、大き
い場合には帰還量を大きく与える。これらによ
り、大きなスレツシユホールドレベルの改善が計
られ、雑音特性が改善される。第２図は本発明の
実施例で７は外部信号によつて通過中心周波数が
独立に変化する可変帯域通過波器、８は従来と
同様のL.C、又は遅延線よりなる周波数デイスク
リミネータ、９はカラーサブキヤリア成分3.58M
Hzを抽出する帯域通過波器、１０は増幅器や移
相器等よりなる調整回路（回路条件が決定されれ
ば固定化される）、１１はリミツタ回路、１２は
FM信号の入力端子、１３はFM検波信号を取り
出す検波信号出力端子、である。端子１２よりの
FM入力信号は、中心周波数が独立に変化する可
変帯域通過波器７を通り、更にリミツタ回路１
１を通過した後、デイスクリミネータ８により復
調される。８の復調（検波）信号のうち、3.58M
Hzの映像カラーサブキヤリア成分は、波器９で
抽出され、調整回路１０を通つて可変波器７の
中心周波数を制御する。 この構成において可変波器７を通過したFM
信号は、リミツタ回路１１を通り周波数デイスク
リミネータ８により復調される。８の復調信号の
うち、カラーサブキヤリア成分は、帯域通過波
器９を通して抽出され、そのの信号は可変帯域通
過波器７の中心周波数を変化させる。このと
き、可変帯域波器７の中心周波数の変化は、入
力FM信号のカラーサブキヤリア変調成分による
周波数偏移に一致して可変される。従つて、可変
波器７に印加する3.58MHz成分は、その振幅、
位相において、の条件が充されるよう調整回路１
０により調整される。 ところで、従来の周波数デイスクリミネータに
よる復調方式において、信号の復調帯域幅B0
は、変調信号エネルギーを充分に通過させるた
め、入力信号のFM周波数偏移（ピーク値）をΔ
、変調信号の最高周波数をhとすると、 B0〓２（Δ＋h）と決められる。 この復調帯域幅は一般的には、狭くするほど復
調信号の波形特性はわるくなるが、復調に伴う雑
音量が減るため、スレツシユホールドレベルは低
くすることができる。しし無造作に狭帯域化した
のでは、入力FM信号の周波数偏移の大きさの度
合により悪影響を及ぼす。例えば大きな周波数偏
移をもつ信号成分は、狭帯域波器により通過す
ることができず、その結果、狭帯域波器の出力
側では、この波器による雑音除去効果以上に信
号電力が低下し、Ｃ／Ｎ劣化によるスレツシユホ
ールドレベルの悪化を招くことになる。 従つて本発明では、狭帯域可変波器の使用に
際して、最も大きな周波数偏移を与える変調成
分、即ち、変調側でプリエンフアシスを適用され
たカラー映像変調信号のうち最も大きな周波数変
移を与える可能性の高いカラーサブキヤリア成分
に着目し、この成分による瞬時周波数変化に対応
し、波器の中心周波数を一致させる方式をと
る。又これにより第１図の従来方式にくらべて、
回路構成が容易になる。 本発明は、映像伝送において、特にエンフアシ
スを適用した系において、有効となるが、今、エ
ンフアシスを適用した映像信号の特徴を考えてみ
る。通常、カラー映像信号としては、輝度信号と
カラー信号からなり、約4.2MHzまでの周波数成
分を含んでいる。そのうち、主に輝度信号は水平
走査周波数（15.75KHz）の倍数の低周波領域に
集中し、カラー成分は、3.58MHz近傍に集中して
いる。この種の映像信号が、例えば、CCIR・
REC405―１で決められたプリエンフアシス回路
の適用を受けると、信号の低域部分は、約−
10dBの、高域周波数成分に対しては、約＋3dBの
電力の重み付けが与えられる。映像信号として、
最も飽和度の高い代表的な標準カラーバー信号を
みると、信号の最大振幅140IREに対して、輝度
信号の最大振幅77IRE、3.58MHzのカラーサブキ
ヤリア成分の振幅は88IREとなつている。従つて
この信号を前記のプリエンフアシス回路による重
み付けを行うと、カラーサブキヤリア成分の振幅
は127IREとなり、源信号の最大振幅140IREに近
い振幅となる。従つて、プリエンフアシスが適用
された映像信号で変調されたFM信号の瞬時周波
数変化（偏移）が最も大きくなり、狭帯域波器
の使用にに伴うＣ／Ｎ変化に関し問題になるの
は、このカラーサブキヤリア成分によるものと見
做してもよい。これらの理由で、3.58MHz成分に
より、狭帯域可変波器の中心周波数を入力周波
数偏移に追従して変化させ、有効に信号電力を周
波数デイスクリミネータに伝送し、多くの雑音を
除去することにより、Ｃ／Ｎの改善が行われる。 又第２図にカラーサブキヤリア帰還回路は、単
一信号に近い周波数成分（3.58MHz）のみを取り
扱うため、安定で簡単な回路構成が容易で、最適
な帰還位相、振幅の調整が容易である。 次に可変帯域通過波器によるＣ／Ｎ改善効果
のあらましを示す。 第３図は、FM信号の瞬時周波数変化と、可変
帯域通過波器７の中心周波数の瞬時変化が正し
く設定された場合の状態を示したもので、実線
ａ，ｂは前者を、破線ｃは後者を示す。０は可
変波器７がカラーサブキヤリア成分により制御
をうけない場合の中心周波数である。簡単のた
め、信号瞬時周波数変化は、カラーサブキヤリア
（3.58MHz）による周波数変化ａと輝度信号によ
る周波数変化ｂよりなり、その周波数差は大き
く、それぞれΔc及びΔiの周波数偏移を受け
ているものとする。これに対して可変波器の中
心周波数（破線ｃ）は信号瞬時周波数変化ａに追
従し、その偏移はΔcに等しいものとする。 第４図は、可変帯域通過波器７の信号電力通
過の状況を示したもので、横軸は周波数を、縦軸
は波器の通過特性を示している。実線ａ，ｂ及
び破線ｃは、第３図と同じものを又ｄ，d′，d″は
可変波器の通過特性を示す。 今、信号の瞬時周波数がt1（＝０＋Δi）に
あるとき、可変波器の中心周波数は、０にあ
り、瞬時周波数がt2（＝０＋Δi＋Δc）に
変化すると、波器器の中心周波数は、０＋Δ
cに移行する。 従つて、可変波器の中心と、瞬時信号周波数
の間にはΔiの周波数差が生じる。そのため
波器を通過する信号電力は、Ｌだけ減少する。可
変帯域通過波器として単一共振器で構成された
ものを想定すると、その電力通過特性は、規格化
して、 と表わすことができる。ここでは波器中心か
らの離調周波数、b0は該波器の3dB帯域幅であ
る。今第２図において、可変波器７への入力信
号は、雑音を伴つているが、これらは、何かの形
で帯域制限を受ける。ここでは、従来の復調方式
との比較を行うため、前述の如く通常の帯域幅
B0により制限を受けているものと仮定する。 今、可変波器７の入力において、信号の電力
を１とし、単位周波数当りの雑音電力、即ち雑音
電力密度を１／Hzとすれば、帯域幅B0（Hz）の
雑音電力はB0となり、入力Ｃi／Ｎiは１／B0とな
る。ところで波器７の出力側では、信号周波数
が波器の中心よりΔiだけ離れているため、
通過信号の出力は、
【式】となる。
波器を通過する雑音電力は、第４図の如く、
波器の中心周波数が、周波数幅B0内でｄ，d′，
d″のように変動するため、その量は一様でな
い。中心周波数がB0の中心即ち０にあると
き、波器通過雑音電力は最も多く、そのとき、
波器７の力Ｃ／Ｎは最も低下する。従つて最悪
条件としてこの状態の雑音電力を求めると、 となる。従つて、出力Ｃ／Ｎ（＝C0／N0）は Ｃ０／Ｎ０＝［｛１＋（２Δｉ／ｂ０）２｝b0・tan-
1Ｂ０／ｂ０］-1 となり、可変波器によるＣ／Ｎの改善度η（＝
Ｃ０／Ｎ０／Ｃｉ／Ｎｉ）は、 η＝［｛１＋（２Δｉ／ｂ０）２｝ｂ０／Ｂ０・tan-
1Ｂ０／ｂ０］-1……(3) となる。 今、実際の一衛星システムを例にとると、
4.2MHzの帯域をもつ映像信号が最高周波数変移
10.75MHzで伝送される。又CCIR405―１のエン
フアシス特性が適用される。このとき復調器の通
常の帯域幅B0は通常30MHzに選ばれる。これに対
して本発明を適用し、式(3)の改善効果を求める
と、第５図の如くなる。図中、b0は可変帯域通過
波器の3dB帯域幅で、Δiは映像信号変調側
で、プリエンフアシス適用後の輝度変調成分によ
る周波数偏移である。改善度ηは、前述の如く最
小値を与えるもので、Δiが小さいほど大きな
改善効果が得られる。可変帯域通過波器７とし
ては、種々のものが考えられるが、第６図に並列
共振系を用いた１構成例を示す。１４及び１５は
FM変調信号の入出力端子、１６は可変容量素子
（例えばバラクタ）、１７は周波数デイスクリミネ
ータより帰還される3.58MHzカラーサブキヤリア
信号成分の入力端子である。又カラーサブキヤリ
ア制御信号が独立に主要部分に有効に印加される
よう直列共振回路１７ａ、並列共振回路１７ｂ等
が組込まれている。これは本回路の特徴の一つで
もある。直列共振回路１７ａは端子１４又は１５
の信号が制御端子１７に逆流することを防止し、
並列共振回路１７ｂは3.58MHzに共振し、端子１
７からの信号がL0により短絡されることを防止
する。L0，C0（可変容量の直流分）は、入力FM
信号の中心周波数０に共振するよう選定され
る。この状態で、カラーサブキヤリア信号の入力
端子１７から信号が印加されると、可変容量16C
はそれに応じて変化し、L0，C0よりなる共振周
波数を変動させる。その結果、帯域通過波器の
中心周波数が変化し、所望の可変帯域通過波器
となる。 以上説明したように、本発明は、プリエンフア
シスを適用したカラー映像信号の特徴に立脚して
簡単で実現容易なスレツシユホールド改善方式を
示した。第１の実施例では、通過帯域特性の中心
周波数が独立に変化する可変帯域通過波器を用
いて、その中心周波数をデイスクリミネータによ
り復調された信号のカラーサブキヤリア成分の帰
還により制御した。この単一周波数に近い周波数
成分を帰還させるため、又可変波器としても受
動回路素子で構成されるため、安定な帰還回路が
容易に構成され、任意の帰還条件を容易に充すこ
とができる。又この特定の狭帯域信号による帰還
制御のため、帰還されない雑音周波数成分に対し
ては、可変波器は応答せず、入力信号に伴つた
それらと同周波数成分の雑音は、波器の通過特
性に従つて除去される。その結果、帯域幅の広い
帰還回路の場合にくらべて、構成が容易な上に復
調画質の雑音特性がより良好になる。特に入力信
号の周波数偏移の小さい状態において、その効果
はより大きい。このような数々の特徴をもちなが
ら、入力信号のＣ／Ｎ改善、即ちスレツシユホー
ルドレベルの改善が行われ、大幅な復調画質の雑
音改善が計られる。 第７図は本発明の他の実施例を示し、前例の復
調特性をより改善するものである。これは第１の
実施例（第２図）において、カラーサブキヤリア
信号の帰還回路に、同信号レベルの入出力比
（S0／Ｓi）が入力信号Ｓiの大きさにより変化する
非直線回路１８を挿入したもので、他の回路は前
例と全く同じである。この回路は非直線抵抗等の
組合せにより実現できるが、第８図の如き特性
ａ，ｂをもたせる。即ち入力信号Ｓiのレベルの
低い領域では、入出力比S0／Ｓiを小さく、Ｓiの
大きい領域では、S0／Ｓiを大にとる。 第２図の前例で、復調され波器９で抽出され
たカラーサブキヤリア成分は、波器９の通過帯
域内の雑音を伴つている。そのため、映像信号の
カラーサブキヤリア成分が小さくなつた場合、即
ち、白黒画像に近い場合、この雑音成分は帰還回
路の10等の増幅系で増幅され、可変波器７に作
用する。従つて１２よりの入力信号に伴つた同周
波数成分の雑音は有効に可変波器７を通過し復
調される。この結果、これらの雑音成分は特に復
調画質において色雑音として作用し画質劣化をも
たらす。従つて、第７図の実施例では、帰還回路
に入出力非直線回路１８を用いることにより、前
述の状態における可変波器７への帰還雑音量を
減少させ、これら色雑音による復調画質の劣化を
より改善することができる。本発明は特定の可変
帯域通過波器、特定の制御回路、及び周波数デ
イスクリミネータ回路等を用いて復調されたTV
信号のカラーサブキヤリア成分を帰還させること
によりFM復調に対するスレツシユホールド改善
方式が容易に実現できる。従つて、低受信入力レ
ベルで映像―FM信号を受信する衛星受信装置に
おいて特に有効に利用される。
波器の中心周波数が、周波数幅B0内でｄ，d′，
d″のように変動するため、その量は一様でな
い。中心周波数がB0の中心即ち０にあると
き、波器通過雑音電力は最も多く、そのとき、
波器７の力Ｃ／Ｎは最も低下する。従つて最悪
条件としてこの状態の雑音電力を求めると、 となる。従つて、出力Ｃ／Ｎ（＝C0／N0）は Ｃ０／Ｎ０＝［｛１＋（２Δｉ／ｂ０）２｝b0・tan-
1Ｂ０／ｂ０］-1 となり、可変波器によるＣ／Ｎの改善度η（＝
Ｃ０／Ｎ０／Ｃｉ／Ｎｉ）は、 η＝［｛１＋（２Δｉ／ｂ０）２｝ｂ０／Ｂ０・tan-
1Ｂ０／ｂ０］-1……(3) となる。 今、実際の一衛星システムを例にとると、
4.2MHzの帯域をもつ映像信号が最高周波数変移
10.75MHzで伝送される。又CCIR405―１のエン
フアシス特性が適用される。このとき復調器の通
常の帯域幅B0は通常30MHzに選ばれる。これに対
して本発明を適用し、式(3)の改善効果を求める
と、第５図の如くなる。図中、b0は可変帯域通過
波器の3dB帯域幅で、Δiは映像信号変調側
で、プリエンフアシス適用後の輝度変調成分によ
る周波数偏移である。改善度ηは、前述の如く最
小値を与えるもので、Δiが小さいほど大きな
改善効果が得られる。可変帯域通過波器７とし
ては、種々のものが考えられるが、第６図に並列
共振系を用いた１構成例を示す。１４及び１５は
FM変調信号の入出力端子、１６は可変容量素子
（例えばバラクタ）、１７は周波数デイスクリミネ
ータより帰還される3.58MHzカラーサブキヤリア
信号成分の入力端子である。又カラーサブキヤリ
ア制御信号が独立に主要部分に有効に印加される
よう直列共振回路１７ａ、並列共振回路１７ｂ等
が組込まれている。これは本回路の特徴の一つで
もある。直列共振回路１７ａは端子１４又は１５
の信号が制御端子１７に逆流することを防止し、
並列共振回路１７ｂは3.58MHzに共振し、端子１
７からの信号がL0により短絡されることを防止
する。L0，C0（可変容量の直流分）は、入力FM
信号の中心周波数０に共振するよう選定され
る。この状態で、カラーサブキヤリア信号の入力
端子１７から信号が印加されると、可変容量16C
はそれに応じて変化し、L0，C0よりなる共振周
波数を変動させる。その結果、帯域通過波器の
中心周波数が変化し、所望の可変帯域通過波器
となる。 以上説明したように、本発明は、プリエンフア
シスを適用したカラー映像信号の特徴に立脚して
簡単で実現容易なスレツシユホールド改善方式を
示した。第１の実施例では、通過帯域特性の中心
周波数が独立に変化する可変帯域通過波器を用
いて、その中心周波数をデイスクリミネータによ
り復調された信号のカラーサブキヤリア成分の帰
還により制御した。この単一周波数に近い周波数
成分を帰還させるため、又可変波器としても受
動回路素子で構成されるため、安定な帰還回路が
容易に構成され、任意の帰還条件を容易に充すこ
とができる。又この特定の狭帯域信号による帰還
制御のため、帰還されない雑音周波数成分に対し
ては、可変波器は応答せず、入力信号に伴つた
それらと同周波数成分の雑音は、波器の通過特
性に従つて除去される。その結果、帯域幅の広い
帰還回路の場合にくらべて、構成が容易な上に復
調画質の雑音特性がより良好になる。特に入力信
号の周波数偏移の小さい状態において、その効果
はより大きい。このような数々の特徴をもちなが
ら、入力信号のＣ／Ｎ改善、即ちスレツシユホー
ルドレベルの改善が行われ、大幅な復調画質の雑
音改善が計られる。 第７図は本発明の他の実施例を示し、前例の復
調特性をより改善するものである。これは第１の
実施例（第２図）において、カラーサブキヤリア
信号の帰還回路に、同信号レベルの入出力比
（S0／Ｓi）が入力信号Ｓiの大きさにより変化する
非直線回路１８を挿入したもので、他の回路は前
例と全く同じである。この回路は非直線抵抗等の
組合せにより実現できるが、第８図の如き特性
ａ，ｂをもたせる。即ち入力信号Ｓiのレベルの
低い領域では、入出力比S0／Ｓiを小さく、Ｓiの
大きい領域では、S0／Ｓiを大にとる。 第２図の前例で、復調され波器９で抽出され
たカラーサブキヤリア成分は、波器９の通過帯
域内の雑音を伴つている。そのため、映像信号の
カラーサブキヤリア成分が小さくなつた場合、即
ち、白黒画像に近い場合、この雑音成分は帰還回
路の10等の増幅系で増幅され、可変波器７に作
用する。従つて１２よりの入力信号に伴つた同周
波数成分の雑音は有効に可変波器７を通過し復
調される。この結果、これらの雑音成分は特に復
調画質において色雑音として作用し画質劣化をも
たらす。従つて、第７図の実施例では、帰還回路
に入出力非直線回路１８を用いることにより、前
述の状態における可変波器７への帰還雑音量を
減少させ、これら色雑音による復調画質の劣化を
より改善することができる。本発明は特定の可変
帯域通過波器、特定の制御回路、及び周波数デ
イスクリミネータ回路等を用いて復調されたTV
信号のカラーサブキヤリア成分を帰還させること
によりFM復調に対するスレツシユホールド改善
方式が容易に実現できる。従つて、低受信入力レ
ベルで映像―FM信号を受信する衛星受信装置に
おいて特に有効に利用される。
第１図は従来のFM復調方式の構成例、第２図
は本発明によるFM復調方式の第１の実施例の構
成例、第３図と第４図と第５図は第２図の装置の
動作の説明のための図、第６図は可変帯域通過
波器の構成例、第７図は本発明によるFM復調方
式の第２の実施例、第８図は第７図における非線
形回路の特性例である。 １；中心周波数可変帯域通過波器、２；リミ
ツタ回路、３；周波数デイスクリミネータ、４；
低域通過波器、５；信号入力端子、６；検波出
力端子、７；可変帯域通過波器、８；周波数デ
イスクリミネータ、９；カラーサブキヤリア帯域
通過波器、１０；調整回路、１１；リミツタ回
路、１２；信号入力端子、１３；復調信号出力端
子、１４；可変波器入力端子、１５；可変波
器出力端子、１６；可変容量素子、１７；カラー
サブキヤリア信号入力端子、１８；非線形回路。
は本発明によるFM復調方式の第１の実施例の構
成例、第３図と第４図と第５図は第２図の装置の
動作の説明のための図、第６図は可変帯域通過
波器の構成例、第７図は本発明によるFM復調方
式の第２の実施例、第８図は第７図における非線
形回路の特性例である。 １；中心周波数可変帯域通過波器、２；リミ
ツタ回路、３；周波数デイスクリミネータ、４；
低域通過波器、５；信号入力端子、６；検波出
力端子、７；可変帯域通過波器、８；周波数デ
イスクリミネータ、９；カラーサブキヤリア帯域
通過波器、１０；調整回路、１１；リミツタ回
路、１２；信号入力端子、１３；復調信号出力端
子、１４；可変波器入力端子、１５；可変波
器出力端子、１６；可変容量素子、１７；カラー
サブキヤリア信号入力端子、１８；非線形回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ エンフアシスを適用したカラーテレビジヨン
信号で変調されたFM信号の印加される入力端子
と、該端子に接続される通過帯域特性の中心周波
数が制御可能な可変帯域通過波器と、その出力
に接続されるリミツタ回路と周波数デイスクリミ
ネータ回路及び周波数デイスクリミネータ回路の
出力に接続される復調出力端子と、前記周波数デ
イスクリミネータ回路の出力に接続されカラーテ
レビジヨン信号のカラーサブキヤリア成分を抽出
する狭帯域カラーサブキヤリア波器と、該波
器の出力の振幅及び位相を調整して前記可変帯域
通過波器の中心周波数を制御する調整回路とを
有し、周波数デイスクリミネータ回路の出力から
抽出されたカラーサブキヤリア信号により、前記
帯域通過波器の中心周波数を、入力信号のカラ
ーサブキヤリア変調成分による周波数変化に応じ
て可変させるよう前記調整回路により調整し、前
記周波数デイスクリミネータ回路によりFM検波
された信号を前記復調出力端子より取り出すこと
を特徴とした高感度FM復調方式。 ２ エンフアシスを適用したカラーテレビジヨン
信号で変調されたFM信号の印加される入力端子
と、該端子に接続される通過帯域特性の中心周波
数が制御可能な可変帯域通過波器と、その出力
に接続されるリミツタ回路と周波数デイスクリミ
ネータ回路及び周波数デイスクリミネータ回路の
出力に接続される復調出力端子と、前記周波数デ
イスクリミネータ回路の出力に接続されカラーテ
レビジヨン信号のカラーサブキヤリア成分を抽出
する狭帯域カラーサブキヤリア波器と、その出
力に接続され、その出力レベルが所定値以下のと
き当該出力レベルをほぼ０とするように非直線的
に変化する非直線回路と、該非直線回路の出力の
振幅及び位相を調整して前記可変帯域通過波器
の中心周波数を制御する調整回路とを有し、周波
数デイスクリミネータ回路の出力から抽出したカ
ラーサブキヤリア信号成分により、前記可変帯域
通過波器の中心周波数を、入力FM信号のカラ
ーサブキヤリア変調成分による周波数変化に応じ
て可変させるよう前記調整回路により調整し、前
記周波数デイスクリミネータ回路によりFM検波
された信号を前記復調出力端子より取り出すこと
を特徴とした高感度FM復調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13325981A JPS5836096A (ja) | 1981-08-27 | 1981-08-27 | 高感度ｆｍ復調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13325981A JPS5836096A (ja) | 1981-08-27 | 1981-08-27 | 高感度ｆｍ復調方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5836096A JPS5836096A (ja) | 1983-03-02 |
| JPS6250028B2 true JPS6250028B2 (ja) | 1987-10-22 |
Family
ID=15100430
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13325981A Granted JPS5836096A (ja) | 1981-08-27 | 1981-08-27 | 高感度ｆｍ復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5836096A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5652956A (en) * | 1979-10-05 | 1981-05-12 | Mitsubishi Electric Corp | Negative feedback tracking filter demodulator |
-
1981
- 1981-08-27 JP JP13325981A patent/JPS5836096A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5652956A (en) * | 1979-10-05 | 1981-05-12 | Mitsubishi Electric Corp | Negative feedback tracking filter demodulator |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5836096A (ja) | 1983-03-02 |
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