JPS5836096A - 高感度ｆｍ復調方式 - Google Patents
高感度ｆｍ復調方式Info
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- JPS5836096A JPS5836096A JP13325981A JP13325981A JPS5836096A JP S5836096 A JPS5836096 A JP S5836096A JP 13325981 A JP13325981 A JP 13325981A JP 13325981 A JP13325981 A JP 13325981A JP S5836096 A JPS5836096 A JP S5836096A
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- circuit
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N11/00—Colour television systems
- H04N11/06—Transmission systems characterised by the manner in which the individual colour picture signal components are combined
- H04N11/18—Transmission systems characterised by the manner in which the individual colour picture signal components are combined using simultaneous and sequential signals, e.g. SECAM-system
- H04N11/186—Decoding means therefor
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は簡易な構成で低受信入力におけるスレッシ−ホ
ールドレベルを改善し広帯域なｌ’ Ｖ −１１闇変調
波の復調信号の剋１音特性を数子りする高感度１・”Ｍ
復調方式に関するもので゛ある。
ールドレベルを改善し広帯域なｌ’ Ｖ −１１闇変調
波の復調信号の剋１音特性を数子りする高感度１・”Ｍ
復調方式に関するもので゛ある。
従来より周波数変調された信号を復調すく）最も簡単な
方法と１〜て、Ｌ 、 Ｃ回路又は遅延線を用いたディ
スクリミネータ回路による周波数復調方式がよく用いら
れている。この場合σ月パＭ変調された入力信号のＣ／
Ｎ（ギヤリア電力対雑音電力比）に対するＦＭ復調（検
波）された復調信号のＳ／Ｎ（信号対雑音比）は、Ｓ
／Ｎ ＝ Ｃ／Ｎ・１ぜＩ（ＦＩ ：定数）として表わ
され、復調Ｓ／Ｎは入力信号のＣ／Ｎに比例する３、 一方、このＣ／Ｎは雑音及び信号の帯域幅を制限するた
め復調器の入力側に用いられる帯域ｉ＋ｆ１過Ｐ波器の
通過帯域幅で決定される。通常この方式によればＣ／Ｎ
χ１０ ｒｌＢ 程度まで前述の関係が保に 持され、それ以下のＣ／ Ｎ においてＳ／Ｎ４ま急激
−劣化する。この点がスレッシ・−ホールド点とよはれ
る。
方法と１〜て、Ｌ 、 Ｃ回路又は遅延線を用いたディ
スクリミネータ回路による周波数復調方式がよく用いら
れている。この場合σ月パＭ変調された入力信号のＣ／
Ｎ（ギヤリア電力対雑音電力比）に対するＦＭ復調（検
波）された復調信号のＳ／Ｎ（信号対雑音比）は、Ｓ
／Ｎ ＝ Ｃ／Ｎ・１ぜＩ（ＦＩ ：定数）として表わ
され、復調Ｓ／Ｎは入力信号のＣ／Ｎに比例する３、 一方、このＣ／Ｎは雑音及び信号の帯域幅を制限するた
め復調器の入力側に用いられる帯域ｉ＋ｆ１過Ｐ波器の
通過帯域幅で決定される。通常この方式によればＣ／Ｎ
χ１０ ｒｌＢ 程度まで前述の関係が保に 持され、それ以下のＣ／ Ｎ においてＳ／Ｎ４ま急激
−劣化する。この点がスレッシ・−ホールド点とよはれ
る。
一般に′１゛ｖ信−弓を伝送する通信、例えば衛星通信
に、ドいては、しばしば信号の伝送にＴｉ’Ｍ変調方代
が用いられろ。この１易合、通信回線は、衛星の送信電
力の制限、衛星通信伝搬路の安定性、地」二受信設備の
経済性から、受信に際する動作点はスｌツノシュホール
トイ・１近に設定される場合か多い。
に、ドいては、しばしば信号の伝送にＴｉ’Ｍ変調方代
が用いられろ。この１易合、通信回線は、衛星の送信電
力の制限、衛星通信伝搬路の安定性、地」二受信設備の
経済性から、受信に際する動作点はスｌツノシュホール
トイ・１近に設定される場合か多い。
そのため、ときには環境状況の変動で受信入力が減少し
、受信点はスレッシ、ホールド以下の状態と１、（す、
゛１゛■モニター１−の復調器はｌ’ Ｖ伝送特有のイ
ンパルス雑音により著しく乱され、さらには復調器の得
られない状態にまで至る。
、受信点はスレッシ、ホールド以下の状態と１、（す、
゛１゛■モニター１−の復調器はｌ’ Ｖ伝送特有のイ
ンパルス雑音により著しく乱され、さらには復調器の得
られない状態にまで至る。
従って衛星通信に際して、簡ｊ１ｉな方法でこのインパ
ルス）ＡＨ音の改善を行うことは、′１゛ｖ復調画質の
改善、ひいては受１占設備の経済性において、非常に重
要な問題とされ、特に放送衛星通信等の簡易衛星受信装
置においては、筒中な構成による雑音改善（復調画質の
改善）方法が極めて重要な課題とされている。
ルス）ＡＨ音の改善を行うことは、′１゛ｖ復調画質の
改善、ひいては受１占設備の経済性において、非常に重
要な問題とされ、特に放送衛星通信等の簡易衛星受信装
置においては、筒中な構成による雑音改善（復調画質の
改善）方法が極めて重要な課題とされている。
ところで、スレッシ−ホールドの改善方法として、従来
から種々の方式があるが、−例として本発明と関連のあ
るダイナミックトランキングフィルタ復調方式を第１図
に示す。同図で、１は中心周波数が変化する狭帯域な可
変帯域通過シー１波器、２はリミッタ、３は周波数ディ
スクリミネータ、４は低域通過ｄｊ波器、５は信号入力
端子、６はＩｉ’ Ｍ信号検波出力端子である。入力端
子５より入るＦＭ信号波は中心周波数可変帯域ＩＩｆ１
過ｉｌＩ彼器１を通り、リミッタ回路２を経てディスク
リミネータ３により復調される。復調信号は低域ｊ１波
器４を通り変調信号周波数以外の高賊雑音を除去した後
、可変ｒ波器１の中心周波数を制御する。このとき５よ
りの入力信号の瞬時周波数変化に対し、可変ｆ波器１の
中心周波数は完全に追従する、１５制御される。即ち周
波数ディスクリミネータ出力の信号帯域成分は、振幅、
位相とも忠実に帰還され、可変１波器の中心周波数を制
御する。
から種々の方式があるが、−例として本発明と関連のあ
るダイナミックトランキングフィルタ復調方式を第１図
に示す。同図で、１は中心周波数が変化する狭帯域な可
変帯域通過シー１波器、２はリミッタ、３は周波数ディ
スクリミネータ、４は低域通過ｄｊ波器、５は信号入力
端子、６はＩｉ’ Ｍ信号検波出力端子である。入力端
子５より入るＦＭ信号波は中心周波数可変帯域ＩＩｆ１
過ｉｌＩ彼器１を通り、リミッタ回路２を経てディスク
リミネータ３により復調される。復調信号は低域ｊ１波
器４を通り変調信号周波数以外の高賊雑音を除去した後
、可変ｒ波器１の中心周波数を制御する。このとき５よ
りの入力信号の瞬時周波数変化に対し、可変ｆ波器１の
中心周波数は完全に追従する、１５制御される。即ち周
波数ディスクリミネータ出力の信号帯域成分は、振幅、
位相とも忠実に帰還され、可変１波器の中心周波数を制
御する。
ところで、周知のように、カラー映像信号は月【度信号
と、カラーザブキャリア成分からなり、そのベースバン
ド帯域幅は、４．２ＭＩＩｚにまでおよぶ非常に広帯域
な信号である。又映像信号は、伝送する画像（被写体）
の種類により、ベースバンド信号の周波数スペクトラム
の大きさが、著しく変化する。特に画像の色の濃さく飽
和度）により、カラーザブキャリア成分の振幅は大幅に
変化する。
と、カラーザブキャリア成分からなり、そのベースバン
ド帯域幅は、４．２ＭＩＩｚにまでおよぶ非常に広帯域
な信号である。又映像信号は、伝送する画像（被写体）
の種類により、ベースバンド信号の周波数スペクトラム
の大きさが、著しく変化する。特に画像の色の濃さく飽
和度）により、カラーザブキャリア成分の振幅は大幅に
変化する。
このようなカラー映像信号特有の性質により、従来の第
１図の方式でＴｉ’Ｍ復調するには、数々の困難な問題
が生じる。まずベースバンド信号の広帯域性により、デ
ィスクリミネータ３の復調信号成分を位相、振幅面にお
いて、増幅器、低域沢波器、可変ｊ−ｆ波器１の内部回
路、他の付属回路からなる帰還回路を通して安定かつ忠
実に、又入力信号の瞬時周波数変化に一致するよう１の
中心周波数可変素子に印加することは非常に困雛な問題
である。周波数偏移の大きい変調成分が正しく帰還され
ないと、大きなＴｉ”Ｍ偏移電力をもつこれらの成分は
可変狭帯域ｒ波器により削除され、リミッタ、ディスク
リミネータ回路に入る信号のＣ／Ｎを劣化させ、そのた
め、スレッシュホールド以下の状態に落ち込むなど逆効
果を呈する場合がある。
１図の方式でＴｉ’Ｍ復調するには、数々の困難な問題
が生じる。まずベースバンド信号の広帯域性により、デ
ィスクリミネータ３の復調信号成分を位相、振幅面にお
いて、増幅器、低域沢波器、可変ｊ−ｆ波器１の内部回
路、他の付属回路からなる帰還回路を通して安定かつ忠
実に、又入力信号の瞬時周波数変化に一致するよう１の
中心周波数可変素子に印加することは非常に困雛な問題
である。周波数偏移の大きい変調成分が正しく帰還され
ないと、大きなＴｉ”Ｍ偏移電力をもつこれらの成分は
可変狭帯域ｒ波器により削除され、リミッタ、ディスク
リミネータ回路に入る信号のＣ／Ｎを劣化させ、そのた
め、スレッシュホールド以下の状態に落ち込むなど逆効
果を呈する場合がある。
又、」二記帰還回路が正しく設定されたとしても、この
広帯域帰還回路を通過する入力信号に伴った雑音で可変
帯域４−１波器は制御され、入力信号の同雑音変調成分
も狭帯域可変Δ゛ＩＩ波器効に通過する。その結果、大
きな入力ｉＷｔ音を伴った場合、復調画は著しく乱れ、
特に変調信号成分の低い場合、復調画質には、これら広
帯域４イ１音の影響が顕著に生じる。例えば、変調ずろ
゛１゛Ｖ信号の色成分の飽和度が低（、）ｙラーザブキ
ャリア成分が小さいとき、これら広帯域雑音は有効に復
調されモニタ上では色雑音として非常に［１立ったもの
となる。
広帯域帰還回路を通過する入力信号に伴った雑音で可変
帯域４−１波器は制御され、入力信号の同雑音変調成分
も狭帯域可変Δ゛ＩＩ波器効に通過する。その結果、大
きな入力ｉＷｔ音を伴った場合、復調画は著しく乱れ、
特に変調信号成分の低い場合、復調画質には、これら広
帯域４イ１音の影響が顕著に生じる。例えば、変調ずろ
゛１゛Ｖ信号の色成分の飽和度が低（、）ｙラーザブキ
ャリア成分が小さいとき、これら広帯域雑音は有効に復
調されモニタ上では色雑音として非常に［１立ったもの
となる。
本発明はこのような問題点をＪＱ’ｌ決することを目的
とし、エンファシスを適用したカラー′１゛■信号特有
の性質を利用し、ｌ” Ｖ （映像）で変調されたＦＭ
信号の復調スレソシーホールドレベルヲ改善する一方
策を提供する。本発明では、１１゛Ｍ信号を通過中心周
波数が変化する可変帯域ｉｉ［、’＋９４ ｉｌｌ波器
を通してディスクリミネータで復調し、召１られた検波
信号のうち、カラーサブキャリア成分のみを抽出して、
可変帯域通過ｆｉ波器に帰還させ中心周波数を入力信号
のカラーザブキャリア成分による瞬時周波変化に従って
変化させる。又この場合、更に特性を改善するためカラ
ーザブキャリア成分の帰還ループに入出力特性が非直線
状に変化する非直線回路を挿入し、復調したカラーザブ
ギヤリア成分が小さい場合には、帰還清を小さくし、大
きい場合には帰還１１１を大きく−りえる。これらによ
り、大きなスレッシ・ホールドレベルの改善が計られ、
外音！１ケ性が改善される４３第２図は本発明の実施例
で７は外部信号によって通過中心周波数が独立に変化す
る可変帯域）１ｎ過−一波器、８は従来と同様の１・、
Ｃ１又は遅延線よりなる周波数ディスクリミネータ、９
はノノラーサブキャリア成分３．５８ ＭＩ−Ｔｚを抽
出する帯域ｊｆｌ過カー波器、１０は増幅器や移相器等
よりなる調整回路（回路条件が決定されれば固定化され
る）、１１はリミッタ回路、１２はＦ’Ｍ信号の入力端
子、１：３はＦＭ検波信号を取り出す検波信号出力端子
、である。姉、１子１；３よりのｌｊ″Ｍ入力信号は、
中心周波数が独立に変化する可変帯域通過１波器７を通
り、更にリミッタ回路１１を通過した後、ディスクリミ
ネータ８により復調される。８の復調（検波）信号のう
ち、３．５８ Ｍｌ［ｚの映像カラーザブキャリア成分
は、Ｐ波器９で抽出され、調整回路１０を通って可変ｉ
ｔ−波器の中心周波数を制御する０ この構成において可変ｒ波器７を通過したｌｒＭＦＭ信
号リミッタ回路１］を通り周波数ディスクリミネータ８
により復調される。８の復調信号のうち、カラーサブギ
ヤリア成分は、帯域通過ｉ１１波器９を通して抽出され
、その信号は可変帯域通過′Ｉ−１波器７の中心周波数
を変化させる。このとき、可変帯域１波器７の中心周波
数の変化は、入力１・゛Ｍ倍信号カラーサブキャリア変
調成分による周波数偏移に一致して可変される。従って
、可変１彼器７に印加する３、５８ Ｍｌｌｚ成分は、
その振幅、位相において、この条件が充されるよう調整
回路１０により調整される。
とし、エンファシスを適用したカラー′１゛■信号特有
の性質を利用し、ｌ” Ｖ （映像）で変調されたＦＭ
信号の復調スレソシーホールドレベルヲ改善する一方
策を提供する。本発明では、１１゛Ｍ信号を通過中心周
波数が変化する可変帯域ｉｉ［、’＋９４ ｉｌｌ波器
を通してディスクリミネータで復調し、召１られた検波
信号のうち、カラーサブキャリア成分のみを抽出して、
可変帯域通過ｆｉ波器に帰還させ中心周波数を入力信号
のカラーザブキャリア成分による瞬時周波変化に従って
変化させる。又この場合、更に特性を改善するためカラ
ーザブキャリア成分の帰還ループに入出力特性が非直線
状に変化する非直線回路を挿入し、復調したカラーザブ
ギヤリア成分が小さい場合には、帰還清を小さくし、大
きい場合には帰還１１１を大きく−りえる。これらによ
り、大きなスレッシ・ホールドレベルの改善が計られ、
外音！１ケ性が改善される４３第２図は本発明の実施例
で７は外部信号によって通過中心周波数が独立に変化す
る可変帯域）１ｎ過−一波器、８は従来と同様の１・、
Ｃ１又は遅延線よりなる周波数ディスクリミネータ、９
はノノラーサブキャリア成分３．５８ ＭＩ−Ｔｚを抽
出する帯域ｊｆｌ過カー波器、１０は増幅器や移相器等
よりなる調整回路（回路条件が決定されれば固定化され
る）、１１はリミッタ回路、１２はＦ’Ｍ信号の入力端
子、１：３はＦＭ検波信号を取り出す検波信号出力端子
、である。姉、１子１；３よりのｌｊ″Ｍ入力信号は、
中心周波数が独立に変化する可変帯域通過１波器７を通
り、更にリミッタ回路１１を通過した後、ディスクリミ
ネータ８により復調される。８の復調（検波）信号のう
ち、３．５８ Ｍｌ［ｚの映像カラーザブキャリア成分
は、Ｐ波器９で抽出され、調整回路１０を通って可変ｉ
ｔ−波器の中心周波数を制御する０ この構成において可変ｒ波器７を通過したｌｒＭＦＭ信
号リミッタ回路１］を通り周波数ディスクリミネータ８
により復調される。８の復調信号のうち、カラーサブギ
ヤリア成分は、帯域通過ｉ１１波器９を通して抽出され
、その信号は可変帯域通過′Ｉ−１波器７の中心周波数
を変化させる。このとき、可変帯域１波器７の中心周波
数の変化は、入力１・゛Ｍ倍信号カラーサブキャリア変
調成分による周波数偏移に一致して可変される。従って
、可変１彼器７に印加する３、５８ Ｍｌｌｚ成分は、
その振幅、位相において、この条件が充されるよう調整
回路１０により調整される。
ところで、従来の周波数ディスクリミネータによる復調
方式において、信号の復調帯域幅Ｂｏは、変調信号エネ
ルギーを充分に通過させるため、入力信号のＦＭ周波数
偏移（ピーク値）をΔｆ、変調信号の最高周波数をｆｈ
とすると、 １１ｏ；２（Δｆ十ｆｈ） と決められる。
方式において、信号の復調帯域幅Ｂｏは、変調信号エネ
ルギーを充分に通過させるため、入力信号のＦＭ周波数
偏移（ピーク値）をΔｆ、変調信号の最高周波数をｆｈ
とすると、 １１ｏ；２（Δｆ十ｆｈ） と決められる。
この復調帯域幅は一般的には、狭くするほど復調信号の
波形特性はわるくなるが、復調に伴う雑音量が減るため
、スレッシ１．ホールドレベルは低（することができる
。しかし無造作に狭帯域化したのでは、入力ＦＭ信号の
周波数偏移の大きさの度合により悪影響を及ぼす。例え
ば大きな周波数偏移をもつ信号成分は、狭帯域ｊＭ波器
により通過することができず、その結果、狭帯域沢波器
の出力側では、このｉ１１波器による雑音除去効果以上
に信号電力が低下し、Ｃ／Ｎ劣化によるスレッシ−ホー
ルドレベルの悪化を招（ことになる。
波形特性はわるくなるが、復調に伴う雑音量が減るため
、スレッシ１．ホールドレベルは低（することができる
。しかし無造作に狭帯域化したのでは、入力ＦＭ信号の
周波数偏移の大きさの度合により悪影響を及ぼす。例え
ば大きな周波数偏移をもつ信号成分は、狭帯域ｊＭ波器
により通過することができず、その結果、狭帯域沢波器
の出力側では、このｉ１１波器による雑音除去効果以上
に信号電力が低下し、Ｃ／Ｎ劣化によるスレッシ−ホー
ルドレベルの悪化を招（ことになる。
従って本発明では、狭帯域通過ｆ波器の使用に際して、
最も大きな周波数偏移を与える変調成分、即ち、変調側
でプリエンファシスを適用されたカラー映像変調信号の
うち最も大きな周波数変移を与える可能性の高いカラー
ザブキャリア成分に着ｒ−Ｉ Ｌ、この成分による瞬時
周波数変化に対応し、ｒ波器の中心周波数を一致させる
方式をとる。又これにより第１図の従来方式にくらべて
、回路１１１１成が容易になる。
最も大きな周波数偏移を与える変調成分、即ち、変調側
でプリエンファシスを適用されたカラー映像変調信号の
うち最も大きな周波数変移を与える可能性の高いカラー
ザブキャリア成分に着ｒ−Ｉ Ｌ、この成分による瞬時
周波数変化に対応し、ｒ波器の中心周波数を一致させる
方式をとる。又これにより第１図の従来方式にくらべて
、回路１１１１成が容易になる。
本発明は、映像伝送において、特にエンファシスを適用
した系において、有効となるが、今、エンファシスを適
用した映像信号の特徴を考えてみる。
した系において、有効となるが、今、エンファシスを適
用した映像信号の特徴を考えてみる。
通常、カラー映像信号としては、輝度信−吟とカラー信
号からなり、約４．２ＭＩＩｚまでの周波数成分を含ん
でいろ。そのうち、主に輝度信号は水平走査周波数（１
５，７５］（ＩＴｚ ）の倍数の低周波領域に集中し、
カラー成分は、３．５８ Ｍｌｒｚ近傍に集中して（・
る。この種の映像信号が、例えば、ＣＣＩ’ ＩＩ、・
Ｉｔ ＩＩ： Ｃ４０５−１で決められたプリエンファ
シス回路σ）適用を受けると、信号の低域部分は、釣用
０（１１（の、高域周波数成分に対しては、約１３叶の
電力の重み付けが与えられる。映像信号として、最も飽
和度の高い代表的な標準カラーノく一信号をみると、信
号の最大振幅１．［）Ｉｌ’ＬＥに対して、輝度信号の
最大振幅７７ Ｉ １′ＬＥ、 ３．５８ Ｍｌ−Ｔ
ｚのツノラーサブ−１１’ ヤリア成分の振幅は８８Ｉ
ＲＥとなっている。従ってこσ）信号を前記のプリエン
ファシス回路による重み伺けを行うと、ツノラーザブキ
ャリア成分の振幅は１２７１、 Ｉｔ、Ｅと７．［す、
源信号の最大振幅１４０ＩＩＬＥに近い振幅とたべ）。
号からなり、約４．２ＭＩＩｚまでの周波数成分を含ん
でいろ。そのうち、主に輝度信号は水平走査周波数（１
５，７５］（ＩＴｚ ）の倍数の低周波領域に集中し、
カラー成分は、３．５８ Ｍｌｒｚ近傍に集中して（・
る。この種の映像信号が、例えば、ＣＣＩ’ ＩＩ、・
Ｉｔ ＩＩ： Ｃ４０５−１で決められたプリエンファ
シス回路σ）適用を受けると、信号の低域部分は、釣用
０（１１（の、高域周波数成分に対しては、約１３叶の
電力の重み付けが与えられる。映像信号として、最も飽
和度の高い代表的な標準カラーノく一信号をみると、信
号の最大振幅１．［）Ｉｌ’ＬＥに対して、輝度信号の
最大振幅７７ Ｉ １′ＬＥ、 ３．５８ Ｍｌ−Ｔ
ｚのツノラーサブ−１１’ ヤリア成分の振幅は８８Ｉ
ＲＥとなっている。従ってこσ）信号を前記のプリエン
ファシス回路による重み伺けを行うと、ツノラーザブキ
ャリア成分の振幅は１２７１、 Ｉｔ、Ｅと７．［す、
源信号の最大振幅１４０ＩＩＬＥに近い振幅とたべ）。
従って、プリエンファシスが適用された映像信−けで変
調された［パＭ信号の瞬時周波数変化（偏移）が最も大
きくなり、狭帯域Ｐ波器の使用に伴う（’、／Ｎ変化に
関し間頭になるのは、どのツノラーザブギャリア成分に
よるものと見做してもよい。これらの理由で、３．５８
Ｍｌ−１Ｚ 成分により、狭帯域可変ｉｌｊ波器の中
心周波数を入力周波数偏移に追従して変化させ、有効に
信号電力を周波数ディスクリミネータに伝送し、多くの
雑音を除去することにより、Ｃ／Ｈの改善が行われる。
調された［パＭ信号の瞬時周波数変化（偏移）が最も大
きくなり、狭帯域Ｐ波器の使用に伴う（’、／Ｎ変化に
関し間頭になるのは、どのツノラーザブギャリア成分に
よるものと見做してもよい。これらの理由で、３．５８
Ｍｌ−１Ｚ 成分により、狭帯域可変ｉｌｊ波器の中
心周波数を入力周波数偏移に追従して変化させ、有効に
信号電力を周波数ディスクリミネータに伝送し、多くの
雑音を除去することにより、Ｃ／Ｈの改善が行われる。
又第２図のツノラーザブキャリア帰還回路は、単一信号
に近い周波数成分（３，５８ＭＩ−Ｉ７． ）のみを取
り１Ｍ’）ため、安定で簡Ｃ）ｔな回路構成が容易で、
最適な帰還位相、振幅のＮｒＳ整が容易である。
に近い周波数成分（３，５８ＭＩ−Ｉ７． ）のみを取
り１Ｍ’）ため、安定で簡Ｃ）ｔな回路構成が容易で、
最適な帰還位相、振幅のＮｒＳ整が容易である。
次に可変帯域”ｌ１Ｔｈ過７を波器によるＣ／Ｎ改善効
果のあらましを示す。
果のあらましを示す。
第３図は、１・゛Ｍ倍信号瞬時周波数変化と、可変帯域
通過′ｆｒ″ｉ波器７の中心周波数の瞬時変化が正しく
設定された場合の状態を示したもので、実ＦＪａ）、（
ｂ）は前者を、破線（Ｃ）は後者を示す。ｆ、は可変ン
ｉ波器７がカラーザブキャリア成分により制御をうけな
い場合の中心周波数である。簡ｊｌｉのため、信号瞬時
周波数変化は、カラーサブギヤリア（３，５８ＭＩＴｚ
）による周波数変化（ａ）と、輝度信号による周波数変
化（１））よりなり、その周波数差は大きく、それぞれ
Δｆｃ及びΔｆｉの周波数偏移を受けているものとする
。これに対して可変′ｊ−１波器の中心周波数（破線（
Ｃ））は信号瞬時周波数変化（ａ）に追従し、その偏移
はΔｆｃに等しいものとする。
通過′ｆｒ″ｉ波器７の中心周波数の瞬時変化が正しく
設定された場合の状態を示したもので、実ＦＪａ）、（
ｂ）は前者を、破線（Ｃ）は後者を示す。ｆ、は可変ン
ｉ波器７がカラーザブキャリア成分により制御をうけな
い場合の中心周波数である。簡ｊｌｉのため、信号瞬時
周波数変化は、カラーサブギヤリア（３，５８ＭＩＴｚ
）による周波数変化（ａ）と、輝度信号による周波数変
化（１））よりなり、その周波数差は大きく、それぞれ
Δｆｃ及びΔｆｉの周波数偏移を受けているものとする
。これに対して可変′ｊ−１波器の中心周波数（破線（
Ｃ））は信号瞬時周波数変化（ａ）に追従し、その偏移
はΔｆｃに等しいものとする。
第４図は、可変帯域通過Ｆ’波器７の信号電力）ｍ過の
状況を示したもので、４Ｊｌｊ １ｌｌＩは周波数を、
縦軸は１、波器の通過特性を示している。実線（ａ）、
（１））及び破線（Ｃ）は、第３図と同じものを又（ｄ
）（ｄ’）（（１”ｌは可変ｒ波器の通過特性を示す。
状況を示したもので、４Ｊｌｊ １ｌｌＩは周波数を、
縦軸は１、波器の通過特性を示している。実線（ａ）、
（１））及び破線（Ｃ）は、第３図と同じものを又（ｄ
）（ｄ’）（（１”ｌは可変ｒ波器の通過特性を示す。
今、信号の瞬時周波数がｔ、＜＝ｆｏｓΔｆ１）にある
とき、可変沢波器の中心周波数は、１０にあり、瞬時周
波数がｔ２←ｆ、＋Δｆ１＋Δｆｏ）に変化すると、ｊ
Ｉ波器の中心周波数は、ｆ、十Δｆｏに移行する。
とき、可変沢波器の中心周波数は、１０にあり、瞬時周
波数がｔ２←ｆ、＋Δｆ１＋Δｆｏ）に変化すると、ｊ
Ｉ波器の中心周波数は、ｆ、十Δｆｏに移行する。
従って、可変′ｌ″ｆ波器の中心と、瞬時信号周波数の
間にはΔｆ１の周波数差が生じろ。そのためｒ波器を通
過する信号電力は、Ｌだけ減少する。可変帯域通過ｊ−
１波器として単一共振器で構成されたものを想定すると
、その電力通過！特性は、規格化しと表わずことかでき
る。ここでｆはＰ波器中心からの離調周波数、り。は該
ｊ″ｉｉ波器ｄＢ帯域幅である。令弟２図において、可
変ｒ波器７への入力信号は、雑音な介トつでいるが、こ
れらは、何かの形で帯域制限を受ける。ここでは、従来
の復調方式との比較を行うため、前述の如く通常の帯域
幅＋３８により制限を受けているものと仮定する。
間にはΔｆ１の周波数差が生じろ。そのためｒ波器を通
過する信号電力は、Ｌだけ減少する。可変帯域通過ｊ−
１波器として単一共振器で構成されたものを想定すると
、その電力通過！特性は、規格化しと表わずことかでき
る。ここでｆはＰ波器中心からの離調周波数、り。は該
ｊ″ｉｉ波器ｄＢ帯域幅である。令弟２図において、可
変ｒ波器７への入力信号は、雑音な介トつでいるが、こ
れらは、何かの形で帯域制限を受ける。ここでは、従来
の復調方式との比較を行うため、前述の如く通常の帯域
幅＋３８により制限を受けているものと仮定する。
今、可変ｊｊ波冷冷７０入力おいて、信号の電力を１と
し、雑音電力密度を１ ／ Ｉ−ｈとすれば、帯域幅Ｂ
ｏ （Ｉ Ｔｚ ）の雑音電力はＢ。となり、入力ＣＩ
／Ｎ１は１／Ｂｏとなる。ところでΔ“ｉ波器７の出力
側では、信号周波数がＦ”波器の中心よりΔｆｉだけ離
れているため、通過信号の出力は、 ｒ波器を通過する雑音電力は、第４図の如（、ｆ１波器
の中心周波数が、周波数幅Ｉｔｏ内で（＋Ｉ）（＋ｌす
（〔１７７）のように変動するため、その（１１°ｆ′
：１１一様でｌｆい１、中心周波数がＩｔｏの中心即ち
ｆ。にあイ）どき、ｊ１１波器過雑音電力は最も多（、
そのとき、ＩＩ彼器７の出力Ｃ／Ｎは最も低下する。従
って最悪条件と１２てこの状態の雑音電力を求めると、 となる。従って、出力Ｃ／Ｎ（−Ｃｏ／Ｎ１１）はの帯
域をもつ映像信号が層高周波数変移１０．７５ＭＩ−Ｉ
ｚで伝送される。又ＣＣＴＴｔｄ０５−１のエンファシ
ス特性が適用される。このどき復調器の通常の帯域幅Ｉ
（。は通常３０ＭＩＩＺに選ばれろ。これに対して本発
明を適用１−１式（３）の改善効果を求めろと、第５図
の如くなる３１図中、ｌ）。は可変帯域通過ｒ波器の３
（Ｉ Ｉ−１帯域幅で、Δｆ１は映像信号変調側で、
プＩＪ エンファンス適用後の輝度変調成分による周波
数偏移である。改善度ηば、前述の如く最小値を与える
もσ）で、Δｆ１が小さい（９′と大きな改善効果が得
られろ。可変帯域１１ｎ過ン１１波器７としては、種々
のイ）のが考えられるが、第６図に並列共振系を用いた
１構成例を示す。１４及び１５は、Ｐ Ｍ変調信号の入
出力Ａ１１１子、１には可変容量素子（例えはバラクタ
）、１７は周波数ディスクリミネータより帰還される３
、５８ＭＩＩＺカラーザブギヤリア信号成分の入力端子
である。又ノ）ラーザブギャリア制御信号が独立に主要
部分に有効に印加されろよう直列共振回路１７ａ１並列
共振回路１７１）等が組込まれている。これは本回路の
特徴の一つでもある。直列共振回路１７ａは端子１４又
は１５の信号が制（財）端子１７に逆流、することを防
止し、並列共１辰回路１７１）は３．５８ＭＩＩｚに共
振し、端子１４の信号が１、。により短絡されることを
防１１−する。Ｔ、ｏ、Ｃｏ（可変容量の直流分）は、
入力１”Ｍ信号の中心周波数ｆ。に共振するよう選定さ
れろ。
し、雑音電力密度を１ ／ Ｉ−ｈとすれば、帯域幅Ｂ
ｏ （Ｉ Ｔｚ ）の雑音電力はＢ。となり、入力ＣＩ
／Ｎ１は１／Ｂｏとなる。ところでΔ“ｉ波器７の出力
側では、信号周波数がＦ”波器の中心よりΔｆｉだけ離
れているため、通過信号の出力は、 ｒ波器を通過する雑音電力は、第４図の如（、ｆ１波器
の中心周波数が、周波数幅Ｉｔｏ内で（＋Ｉ）（＋ｌす
（〔１７７）のように変動するため、その（１１°ｆ′
：１１一様でｌｆい１、中心周波数がＩｔｏの中心即ち
ｆ。にあイ）どき、ｊ１１波器過雑音電力は最も多（、
そのとき、ＩＩ彼器７の出力Ｃ／Ｎは最も低下する。従
って最悪条件と１２てこの状態の雑音電力を求めると、 となる。従って、出力Ｃ／Ｎ（−Ｃｏ／Ｎ１１）はの帯
域をもつ映像信号が層高周波数変移１０．７５ＭＩ−Ｉ
ｚで伝送される。又ＣＣＴＴｔｄ０５−１のエンファシ
ス特性が適用される。このどき復調器の通常の帯域幅Ｉ
（。は通常３０ＭＩＩＺに選ばれろ。これに対して本発
明を適用１−１式（３）の改善効果を求めろと、第５図
の如くなる３１図中、ｌ）。は可変帯域通過ｒ波器の３
（Ｉ Ｉ−１帯域幅で、Δｆ１は映像信号変調側で、
プＩＪ エンファンス適用後の輝度変調成分による周波
数偏移である。改善度ηば、前述の如く最小値を与える
もσ）で、Δｆ１が小さい（９′と大きな改善効果が得
られろ。可変帯域１１ｎ過ン１１波器７としては、種々
のイ）のが考えられるが、第６図に並列共振系を用いた
１構成例を示す。１４及び１５は、Ｐ Ｍ変調信号の入
出力Ａ１１１子、１には可変容量素子（例えはバラクタ
）、１７は周波数ディスクリミネータより帰還される３
、５８ＭＩＩＺカラーザブギヤリア信号成分の入力端子
である。又ノ）ラーザブギャリア制御信号が独立に主要
部分に有効に印加されろよう直列共振回路１７ａ１並列
共振回路１７１）等が組込まれている。これは本回路の
特徴の一つでもある。直列共振回路１７ａは端子１４又
は１５の信号が制（財）端子１７に逆流、することを防
止し、並列共１辰回路１７１）は３．５８ＭＩＩｚに共
振し、端子１４の信号が１、。により短絡されることを
防１１−する。Ｔ、ｏ、Ｃｏ（可変容量の直流分）は、
入力１”Ｍ信号の中心周波数ｆ。に共振するよう選定さ
れろ。
この状態で、カラーザブキャリア信号の入力端子１７よ
り信号が印加されると、可変容１ｉ１ｉｉ（（力はそＪ
ｌに応じて変化し、１・０ＩＣＯよりなろ共振周波数を
変動させる。その結果、帯域通過ｉ１１波器の中心周波
数が変化し、所望の可変帯域通過ｉ１１波器となる。
り信号が印加されると、可変容１ｉ１ｉｉ（（力はそＪ
ｌに応じて変化し、１・０ＩＣＯよりなろ共振周波数を
変動させる。その結果、帯域通過ｉ１１波器の中心周波
数が変化し、所望の可変帯域通過ｉ１１波器となる。
以上説明ｌ〜たように、本発明は、プリエンファシスを
適用したカラー映像信号の特徴に立脚して簡単で実現容
易なスレッシ−ホールド改善方式な示した。第１の実施
例では、通過帯域特性の中心周波数が独立に変化する可
変帯域通過ｊ−１波器を用いて、その中心周波数をディ
スクリミネータにより復調された信号のカラーザブキャ
リア成分の帰還により制御した。この単一周波数に近い
周波数成分を帰還させるため、又可変；ブ１波器として
も受動回路素子で構成されるため、安定な帰還回路が容
易に構成され、任意の帰還条件を容易に充すことができ
る。又この！１１１′定の狭帯域信号による帰還制御の
ため、帰還され′１．【い射１音周波数成分に対しれる
。その結果、帯域幅の広い帰還回路の場合に（らべて、
構成が容易な」−に復調画質の雑音特性がより良好にな
る。特に入力信号の周波数偏移の小さい状態において、
その効果はより大きい。このような数にの特徴をもちな
がら、入力信号のＣ／Ｎ改善、即゛１うスレッシュホー
ルドレベルの改善が行われ、大幅な復調画質の雑音改善
が計られる。
適用したカラー映像信号の特徴に立脚して簡単で実現容
易なスレッシ−ホールド改善方式な示した。第１の実施
例では、通過帯域特性の中心周波数が独立に変化する可
変帯域通過ｊ−１波器を用いて、その中心周波数をディ
スクリミネータにより復調された信号のカラーザブキャ
リア成分の帰還により制御した。この単一周波数に近い
周波数成分を帰還させるため、又可変；ブ１波器として
も受動回路素子で構成されるため、安定な帰還回路が容
易に構成され、任意の帰還条件を容易に充すことができ
る。又この！１１１′定の狭帯域信号による帰還制御の
ため、帰還され′１．【い射１音周波数成分に対しれる
。その結果、帯域幅の広い帰還回路の場合に（らべて、
構成が容易な」−に復調画質の雑音特性がより良好にな
る。特に入力信号の周波数偏移の小さい状態において、
その効果はより大きい。このような数にの特徴をもちな
がら、入力信号のＣ／Ｎ改善、即゛１うスレッシュホー
ルドレベルの改善が行われ、大幅な復調画質の雑音改善
が計られる。
第７図は本発明の他の実施例を示し、前例の復調特性を
より改善するものである。これは第１の実施例（第２図
）において、カラーザブギヤリア信号の帰還回路に、同
信号レベルの入出力比（Ｓｏ／Ｓ１）が入力信号Ｓ１の
大きさにより変化する非直線回路１８を挿入したもので
、他の回路は前例と全く同じである。この回路は非直線
抵抗等の組合せにより実現できるが、第８図の如き７１
１性にｌ） 。
より改善するものである。これは第１の実施例（第２図
）において、カラーザブギヤリア信号の帰還回路に、同
信号レベルの入出力比（Ｓｏ／Ｓ１）が入力信号Ｓ１の
大きさにより変化する非直線回路１８を挿入したもので
、他の回路は前例と全く同じである。この回路は非直線
抵抗等の組合せにより実現できるが、第８図の如き７１
１性にｌ） 。
（１））をもたせる。即ち入力信−ＦｊＳｉのレベルの
低い領域では、入出力比Ｓ。／Ｓｉを小さく、Ｓｌの大
きい領域では、Ｓｏ／Ｓｉを大にとる。
低い領域では、入出力比Ｓ。／Ｓｉを小さく、Ｓｌの大
きい領域では、Ｓｏ／Ｓｉを大にとる。
第２図の前例で゛、復調されδ１波器９で抽出されたカ
ラーサブギヤリア成分は、ｉ；−ｉ波器９０通過帯域内
の雑音を伴っている。そのため、映像信号のカラーサブ
キャリア成分が小さくなった場合、即ち、白黒画像に近
い場合、この雑音成分は帰還回路の１０等の増幅系で増
幅され、可変ｉノＩ波器７に作用する。従って１２より
の入力信−づに伴った同周波数成分の雑音は有効に可変
；１−１波器７を通過し復調される。この結果、これら
の雑音成分は特に復ｆｆ１１７Ｊ画質において色雑音と
して作用し画質劣化をもたらす。従って、第７図の実施
例では、帰還回路に入出力非直線回路１８を用いること
により、前述の状態における可変幻波器７−・の帰還雑
音ＨＨを減少させ、これら色雑音による復調画質の劣化
を、Ｊ：り改善することができる。本発明は特定の可変
帯域通過沢波器、特定の制御回路、及び周波数ディスク
リミネータ回路等を用いて復調されたＴＶ倍信号カラー
ザブキャリア成分を帰還さぜろことにより１ｉ″Ｍ復調
に対するスレッシ−ホールド改善方式が容易に実現でき
る。従って、低受信入力レベルで映（ス−１・゛へ・１
信号を受信する衛星受信装置において特に有効に利用さ
れる。
ラーサブギヤリア成分は、ｉ；−ｉ波器９０通過帯域内
の雑音を伴っている。そのため、映像信号のカラーサブ
キャリア成分が小さくなった場合、即ち、白黒画像に近
い場合、この雑音成分は帰還回路の１０等の増幅系で増
幅され、可変ｉノＩ波器７に作用する。従って１２より
の入力信−づに伴った同周波数成分の雑音は有効に可変
；１−１波器７を通過し復調される。この結果、これら
の雑音成分は特に復ｆｆ１１７Ｊ画質において色雑音と
して作用し画質劣化をもたらす。従って、第７図の実施
例では、帰還回路に入出力非直線回路１８を用いること
により、前述の状態における可変幻波器７−・の帰還雑
音ＨＨを減少させ、これら色雑音による復調画質の劣化
を、Ｊ：り改善することができる。本発明は特定の可変
帯域通過沢波器、特定の制御回路、及び周波数ディスク
リミネータ回路等を用いて復調されたＴＶ倍信号カラー
ザブキャリア成分を帰還さぜろことにより１ｉ″Ｍ復調
に対するスレッシ−ホールド改善方式が容易に実現でき
る。従って、低受信入力レベルで映（ス−１・゛へ・１
信号を受信する衛星受信装置において特に有効に利用さ
れる。
に、１：ろ１・゛Ｍ復調方式の第１の実施例の構成例、
第３図と第４図と第５図Ｇ才第２図の装置の動作の説明
のための図、第６図は可変帯域通過η“ｌ波器の構成例
、第７図は本発明によるＩパＭ復調方式の第２の実施例
、第８図は第７図における非線形回路の特性例である。
第３図と第４図と第５図Ｇ才第２図の装置の動作の説明
のための図、第６図は可変帯域通過η“ｌ波器の構成例
、第７図は本発明によるＩパＭ復調方式の第２の実施例
、第８図は第７図における非線形回路の特性例である。
１；中心周波数可変帯域通過Δ１１波器、２；リミッタ
回路、３；周波数ディスクリミネータ４；低域通過ｉｌ
ｃ波器、５；信号入力端子、６；検波用力端子、７；可
変帯域通過ｐ波器、８；周波数ディスクリミネーク、 ９；カラーザブギヤリア帯域通過ｒ波器、１０；調整回
路、１１；リミッタ回路、１２；リミッタ回路、１３；
復調信号出力端子、１４；可変１１波器入力端子、 １５；可変ｒ波器出力端子、１６；可変容量素子、１７
；カラーザブギヤリア信号入力端子、１８；非線形回路
。
回路、３；周波数ディスクリミネータ４；低域通過ｉｌ
ｃ波器、５；信号入力端子、６；検波用力端子、７；可
変帯域通過ｐ波器、８；周波数ディスクリミネーク、 ９；カラーザブギヤリア帯域通過ｒ波器、１０；調整回
路、１１；リミッタ回路、１２；リミッタ回路、１３；
復調信号出力端子、１４；可変１１波器入力端子、 １５；可変ｒ波器出力端子、１６；可変容量素子、１７
；カラーザブギヤリア信号入力端子、１８；非線形回路
。
特許出願人
沖電気工業株式会社
特許出願代理人
弁理士 山 本 恵 −
第７図
１０ ゾ
尾５１２Ｉｌ
亀７区
Claims (1)
- （１） Ｆ”Ｍ信号の印加される入力端子と、該端子
に接続される通過帯域特性の中心周波数が制御１１１１
可能な可変帯域通過ｒ波器と、その出力に接続されるリ
ミッタ回路と周波数ディスクリミネータ回路及び周波数
ディスクリミネータ回路の出力に接続される復調出力端
子と、前記周波数ディスクリミネータ回路の出力に接続
され′１゛■信号のカラーザブキャリア成分を抽出する
狭帯域ノＪラーザブキャリア沢波器と、その出力に接続
され前記可変帯域通過Ｐ波器の中心周波数を制御する手
段とを有し周波数ディスクリミネーク回路の出力から抽
出されたカラーサブキャリア信号により、前記帯域通過
Ｐ波器の中心周波数を、入力信号のカラーサブギヤリア
変調成分による周波数変化に一致させるよう前記調整回
路により制御し、１・゛Ｍ検波された信号を前記検波出
力端子より取り出すことを特徴とした高感度１−Ｍ復調
方式。 （２１Ｔｉ”Ｍ信号の印加される入力端子と、該端子に
接続される通過帯域特性の中心周波数が制御可能な可変
帯域通過ｒ波器と、その出力に接続されるリミッタ回路
と周波数ディスクリミネータ回路及び周波数ディスクリ
ミネータ回路の出力に接続される復調出力端子と、前記
周波数ディスクリミネータ回路の出力に接続されＴＶ信
号のカラーサに対し非直線的に変化する非直線回路と、
その出力に従って前記可変帯域通過４１波器の中心周波
数を制御する手段とを有し、周波数ディスクリミネータ
回路の出力から抽出したカラーサブキャリア信号成分に
より、前記可変帯域通過ｐ波器の中心周波数を、入力Ｉ
ｉ”Ｍ信号のカラーサブキャリア変１ｖ１１１ｊ成分に
よる周波数変化に一致させるよう前記調整回路により制
御し、ＦＭ検波された信号を前記検波出力端子より取り
出すことを特徴とした高感度１ｉ”Ｍ復調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13325981A JPS5836096A (ja) | 1981-08-27 | 1981-08-27 | 高感度ｆｍ復調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13325981A JPS5836096A (ja) | 1981-08-27 | 1981-08-27 | 高感度ｆｍ復調方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5836096A true JPS5836096A (ja) | 1983-03-02 |
| JPS6250028B2 JPS6250028B2 (ja) | 1987-10-22 |
Family
ID=15100430
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13325981A Granted JPS5836096A (ja) | 1981-08-27 | 1981-08-27 | 高感度ｆｍ復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5836096A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5652956A (en) * | 1979-10-05 | 1981-05-12 | Mitsubishi Electric Corp | Negative feedback tracking filter demodulator |
-
1981
- 1981-08-27 JP JP13325981A patent/JPS5836096A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5652956A (en) * | 1979-10-05 | 1981-05-12 | Mitsubishi Electric Corp | Negative feedback tracking filter demodulator |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6250028B2 (ja) | 1987-10-22 |
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