JPH0523553B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 その帯域幅が動作中調整可能で、なかんずく同
期信号を受信するテレビジヨン画像受信機に使用
され、この復調器が本質的に位相比較器とフイル
タと電圧制御発信器で形成される位相制御ループ
形である周波数復調器に関するものである。

かかる復調器適用の特に興味ある分野は衛星テ
レビジヨンの分野である。使用される送信機は限
られた電力なので受信機は可能な限りノイズに強
くなければならない。入力信号Ｓ／Ｎ比に対する
復調信号Ｓ／Ｎ比を表わす曲線は、ほとんどノイ
ズのない入力信号の場合は、２つの比はほぼ比例
して変化する部分を有する。これに対しある閾
値、復調閾値以下では、復調信号Ｓ／Ｎ比は入力
信号Ｓ／Ｎ比が減少する時に非常に急速に劣化す
る。この場合復調器の位相制御ループ形態は最も
都合のよい復調閾値動作をする形態である。

しかしながら、受信が特に悪い場合には、この
形態の復調器は多数の白または黒点で劣化した像
を発生する。Ｓ／Ｎ比の劣化に比例して復調器の
通過帯域を減少させると、その最大コントラスト
は減少するがそのノイズも減少して全体として感
じのよい画像を得ることが可能である。

復調閾値が入力信号ならびに出力の歪の関数と
して変化する復調器は1981年４月15日出願された
日本国特許出願第57−171808号明細書に記述され
ている。

当該復調器は、出力で抽出され、復調電圧を発
生する演算増幅器の入力で閾値を固定するため整
流される。歪成分に加えられる整流された入力信
号を使用する。上述の技術的問題に関しては、復
調閾値の変化が直接Ｓ／Ｎ比とは関係がないとい
う欠点があり、これは入力信号または歪のレベル
とＳ／Ｎ比との間に必ずしも系統的な対応がない
からである。

本発明の目的は復調器の帯域幅を制御するすぐ
れた手段を提供することによつて、受信状態をさ
らに改善せんとするものである。

この目的を達成するため、本発明による復調器
は、それが同期信号の開始時に、復調器の出力か
ら復調された信号をサンプルするサンプリング回
路を具え、当該サンプリング回路がサンプリング
信号を整流するための整流器を具え、当該整流器
の出力が整流されたサンプリング信号をあらかじ
め定められたd.c.（直流）電圧と比較するための
比較器に接続され、補正信号を発生するこの比較
器の出力が、前記ループにある通過帯域制御も可
能な可変利得増幅器の可変利得入力に連結されて
いることを特徴とするものである。

本発明に関わる装置は、それが出力におけるノ
イズの特に正確なそして信頼性のある測定を提供
するという利点を有し、それは有効な信号成分
（映像信号）のある所でＳ／Ｎを測定するのでは
なく、信号が排他的にノイズ成分からなる瞬時
（ラインまたはフイールド同期信号の開始時）に
このノイズを測定するからである。

好都合にも本発明に関わる復調器は、複数のフ
イールド同期信号中のただ１つのフイールド同期
信号期間中にサンプルするように、フイールド周
波数分割器を具えている。かくて補正がフイール
ド期間のはじめの各点で実行される時に発生する
１時的な現象に起因する画像の劣化は避けられ
る。

本発明に関わる復調器の他の実施態様は、前記
整流されたサンプリング信号の値または前記補正
信号の値を蓄えるメモリを具えている。

好都合にもさらに前記可変利得増幅器が２つの
並列の径路により形成され、１つはより低い周波
数用で他はより高い周波数用であり、より高い周
波数むきの径路は可変利得を有し、一方より低い
周波数むきの径路は固定利得を有している。かく
て制御はより低い周波数またはゆつくりした偏倚
については永久に保持され、前記ループをロツク
しそこなう危険は存在しない。

以下添付図面を参照し、これに限定されない実
施例による説明をして、本願発明が如何に効果を
発揮し得るかのよりよい理解とする。

第１図示の復調器は本質的には位相比較器３と
ローパスフイルタ４と電圧制御発振器５で形成さ
れる位相制御ループを具えている。

復調されるべき信号が入力端子１に加えられ
る。それは可変利得中間周波数増幅器２２と中間
周波数フイルタ２と時には線形増幅器２３を通過
し、最後に位相比較器３の入力に印加され、比較
器３の他の入力（図の底部で）は電圧制御発振器
５の出力に接続されている。位相比較器３の出力
はローパスループフイルタ４の入力に印加され、
後により詳細に説明される増幅器６を通過し、最
後に復調信号出力端子１３に印加される。この出
力信号はさらに電圧制御発振器５の周波数制御入
力に印加される。

中間周波数フイルタ２は制御ループの狭帯域が
ノイズに打勝つに十分でない時復調器の必須部分
となる。このフイルタ２は過剰な歪を除去すのに
十分広帯域で復調閾値を改善するのに十分狭帯域
であらねばならない。例えば30MHzの帯域幅が適
当である。例えば441MHzの中間周波数では表面
波フイルタがよい選択である。

位相検波器３は適性な速度を保つためシヨツト
キーダイオードで実現される平衡リングミキサで
ある。

電圧制御発振器５は高感度で、ほぼ22MHz／
Ｖ、著しい歪のない大きなループ帯域幅がある。

本発明に関わる復調器は、端子に印加されるフ
イールド同期信号の開始時に復調器の出力信号１
３をサンプルするためのサンプリング回路１０，
１２，２５を具え、その出力サンプルはフイルタ
８と増幅器９とを通過し、サンプリング回路１
０，１２，２５の整流回路１０で整流される。フ
イルタ８と増幅器９とは、好都合にもテレビジヨ
ン受信機の映像部分に通常使用されるフイルタと
映像増幅器によつて構成される。

サンプラーの出力信号は、後に詳細に説明する
回路１４を介して、比較器７の入力に印加され、
そこで別の入力２１に印加されるあらかじめ定め
られた直流電圧と比較される。この直流電圧の値
は、実際には復調信号のＳ／Ｎ比が30dBである
時、サンプラーにより通常発生する整流されたノ
イズ電圧に等しくなるよう選択される。かくて比
較器はＳ／Ｎ比が30dBよりよい時には補正信号
を供給しない。復調器の通常帯域用補正信号を提
供するこの比較器７の出力は、このループに内蔵
される通過帯域制御も可能な可変利得増幅器６の
利得制御入力１６に接続される。

サンプリング回路１０，１２，２５は以下の如
く動作する：端子１１にフイールドパルスの受信
があると、サンプリング回路１０，１２，２５の
回路１２は、映像信号がなく従つて復調器の出力
でのノイズのみがあるその時間間隔の間のみ例え
ばこの整流回路に入力信号を印加するよう、回路
１０の入力に配置されたサンプリング回路１０，
１２，２５のゲート２５を閉じることによつて整
流回路１０を動作させる制御をするに適した形に
このパルスを調整する。コンデンサで平滑化され
る整流電圧は比較器７に直接印加される。好適に
はこの値を２サンプル動作間で保持するのを確実
にするため蓄えられるべきである。この目的でメ
モリ１４が整流回路１０の出力と比較器７の入力
との間に配置される。値がメモリ１４に入れこま
れた瞬間パルス整形回路１２によつて制御され
る。メモリ１４はインピーダンス整合回路ならび
に／またはゲート回路と共働する１個のコンデン
サによつて構成され、これは当業者により容易に
実現される。メモリ１４はデイジタルメモリで置
換構成されてもよく、この場合アナログ−デイジ
タル変換器で先導される。この場合比較器７はデ
イジタル形で、デイジタル−アナログ変換器があ
とに続く。

好適にはパルス整形回路１２はまたフイールド
周波数分割器を具えている。入力１１に印加され
るフイールド同期信号は計数され、例えば1000信
号のうち１信号のみがサンプル装作をトリガーす
るのに使用される。フイールド周波数が例えば50
Hzであるとサンプリングは20秒毎に実施される。
これは復調器の調整中に引続く１時的現象の発生
を視界から除去する目的を有し、ここでこの現象
は各画像で発生するかもしれない。

第２図はループフイルタ４の出力と復調された
信号の出力端子１３間に接続された通過帯域制御
も可能な可変利得増幅器６の実施例を示す。この
増幅器は２つの径路で形成され、１つの径路はよ
り低い周波数用のローパスフイ１８と他の径路は
より高い周波数用のハイパスフイルタ１７を具
え、より高い周波数むき径路は可変抵抗として動
作するFETトランジスタ２０の使用で可変利得
を有し、一方より低い周波数むき径路は固定利得
を有する。これら２つの径路よりの信号は加算回
路１９で加算され、和信号は出力１３に供給され
る。ループフイルタ４とハイパスフイルタ１７は
随意にハイパスフイルタ１７の代りに１個のバン
ドパスフイルタを形成するよう組み合わされても
よい。２つの径路への分割はループの静的ならび
に動的な動作の別々の制御を可能とし、よい安定
性と広い映像帯域のかくとくを可能とする。22M
Hz以上のループ帯域幅は通常の条件（14dB以上
または同程度の入力信号のＳ／Ｎ比について）に
必要である。

増幅器６の制御可能径路は実際可変減衰器を伴
つた（図示されていない）固定利得増幅部分によ
り形成される。

第１図を再び参照するに、比較器７から発生す
る補正信号はまたその利得を制御するため可変利
得、中間周波数増幅器２２に伝達される。Ｓ／Ｎ
比の劣化時には系の通過帯域は増幅器２２の制御
により削減され、一方増幅器の制御はループ３，
４，５，６の減衰度を増加させる。

復調閾値以下のノイズは一時的な位相のロツク
はずれ（位相スリツプ）の故にパルス形で現わ
れ、いいかえれば変化する増幅度と帯域幅が“ク
リツク”として現われる。ループの帯域幅を削減
して復調器は多くのクリツクを避ける。ループの
最小の帯域幅はほぼ10MHzにセツトされる。この
値で受容可能な画像がわずか2dBの副搬送波／ノ
イズ比を有する入力信号から得られる。

端子２１に印加されるあらかじめ定められた直
流電圧は、好都合にも測定回路２４で有効な映像
信号（すなわち同期ピーク外映像信号）の振幅に
比例する直流電圧とあらかじめ定められた固定の
一定直流電圧との加算により得られる。

回路２４により発生し端子２１に供給される直
流電圧の主部分はしかしながら、２つの電圧をも
とに加算することによる回路２４が、一定電圧が
優勢で映像信号に比例する電圧が全電圧のほぼ10
％を超えないような重みづけ動作をさせられる時
は、固定される。この装置はその目的のため、ク
リツクが白色よりも黒色においてより著しいとい
う事実を考慮して、信号の内容（白／黒）の関数
として復調閾値を補正せねばならない。

復調器にはリミツタは不必要で、適当なリミツ
タまたはギルバート（Gilbert）乗算器のような
リミツタ装置の存在が復調閾値を増大させるだろ
う。

位相比較器の入力における0dBmの副搬送波レ
ベルはほぼ23MHzのループ帯域幅を与え、−
15dBmの場合はこのループ帯域幅は12MHzまで
減少する。搬送波／ノイズ比がかなり低い例えば
2dBの時、帯域幅は自動的に10MHzまで減少す
る。かくて画像の本質的な質は劣化するが、Ｓ／
Ｎ比がこのようなレベルで使用するのは不適当な
通常の復調器に比し著しくはない。

ここに例をあげて説明してきた回路の変形は本
発明の要旨をはずれることなく設計されてもよ
い。例えばゲート２５は端子１３からメモリ１４
の径路以外に位置してもよいし、あるいはライン
同期信号がフイールド同期信号の代りに使用され
てもよい。

メモリ１４は補正電圧を蓄えるため比較器７の
後に位置してもよい。この時は比較を実施するた
めに使用される整流されたサンプルを蓄える代り
にフイールド同期信号のはじめに一時的に補正信
号が確立される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に関わる復調器のブロツク回路
線図、第２図は可変利得増幅器の１実施態様を示
す図である。 １……入力端子、２……中間周波数フイルタ、
３……位相比較器、４……ローパスフイルタ、５
……電圧制御発振器、６……可変利得増幅器、７
……比較器、８……ローパスフイルタ、９……増
幅器、１０……整流回路、１１……端子、１２…
…パルス整形回路、１３……信号出力端子、１４
……メモリ、１６……利得制御入力、１７……ハ
イパスフイルタ、１８……ローパスフイルタ、１
９……加算回路、２０……FETトランジスタ、
２１……別の入力、２２……可変利得中間周波数
増幅器、２３……線形増幅器、２４……測定回
路、２５……ゲート。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ その帯域幅が動作中調整可能で、なかんずく
   同期信号を受信するテレビジヨン画像受信機に使
   用され、この復調器が本質的には位相比較器３と
   フイルタ４と電圧制御発信器５で形成される位相
   制御ループ形である周波数復調器において、それ
   が同期信号の開始時に、復調器の出力から復調さ
   れた信号１３をサンプルするサンプリング回路１
   ０，１２，２５を具え、当該サンプリング回路１
   ０，１２，２５がサンプリング信号を整流するた
   めの整流器１０を具え、当該整流器１０の出力が
   整流されたサンプリング信号をあらかじめ定めら
   れた直流電圧と比較するための比較器７に接続さ
   れ、補正信号を発生するこの比較器７の出力が制
   御ループにある通過帯域制御も可能な可変利得増
   幅器６の可変利得入力１６に連結されていること
   を特徴とする周波数復調器。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の復調器におい
   て、前記サンプリング回路１０，１２，２５が複
   数のフイールド同期信号中のただ１つのフイール
   ド同期信号期間中にサンプルするようフイールド
   周波数分割器を具えていることを特徴とする周波
   数復調器。 ３ 特許請求の範囲第１または２項記載の復調器
   において、それが前記整流されたサンプリング信
   号の値または前記補正信号の値を蓄えるメモリ１
   ４を具えていることを特徴とする周波数復調器。 ４ 特許請求の範囲第１〜３項何れかに記載の復
   調器において、前記可変利得増幅器６が２つの並
   列の径路により形成され、１つはより低い周波数
   用１８で他はより高い周波数用１７，２０であ
   り、より高い周波数むき１７，２０の径路は可変
   利得を有し、一方より低い周波数むき１８の径路
   は固定利得を有することを特徴とする周波数復調
   器。 ５ なかんずくそれを通して復調されるべき信号
   が流れる径路にある位相比較器３の前に、可変利
   得中間周波数増幅器２２を具えた特許請求の範囲
   第１〜４項何れかに記載の復調器において、前記
   比較器７から発生する補正信号がまた利得を制御
   するための前記中間周波数増幅器２２に伝達され
   ることを特徴とする周波数復調器。 ６ 特許請求の範囲第１〜５項何れかに記載の復
   調器において、比較器７に使用される前記あらか
   じめ定められた直流電圧が、有用な映像信号の振
   幅に比例する直流電圧と、あらかじめ定められた
   固定の一定直流電圧とをともに加えることによつ
   て測定回路２４中に得られることを特徴とする周
   波数復調器。