KR940004458B1 - Fm 수신기 및 fm 신호 복조방법 - Google Patents

Abstract

내용 없음.

Description

[발명의 명칭]

FM 수신기 및 FM 신호 복조방법

[도면의 간단한 설명]

제1도는 본 발명의 FM 수신기의 적절한 실시예의 블럭 회로도.

제2도는 제1도의 복조기 및 정형회로의 도해도.

제3도는 제2도의 정형회로의 진폭 및 위상응답 도해도.

제4도는 제1도의 전기 동조 대역 필터 및 가변 감쇄기 및 제한기의 도해도.

제5도는 제4도의 가변 감쇄기를 제어하기 위해 CNR 신호를 발생하기 위한 적절한 신호 발생기의 도해도.

[발명의 상세한 설명]

본 발명은 FM 수신기에 관한 것이며, 특히 인공위성에서 송신되는 신호를 수신 할 때와 같이 잡음이 존재하는 약한 신호를 수신하기에 적합한 FM 수신기에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 발진 제한기형의 잡음임계 확장 회로를 사용한 인공위성 전송 텔레비젼 신호용 수신기에 관한 것이다.

텔레비젼 또는 정보 신호는 예정된 주파수의 반송 신호로 주파수 변조될 수 있다. 결과로 나타나는 FM 신호는 반송신호의 주파수 주위에서 중심을 가지는 특정 대역을 가진다. FM 신호는 대지에 부착된 전송기로부터 인공위성으로 전송되며, 그 후 인공위성으로부터 대지 수신국으로 재 전송된다. 대지 수신국은 인공위성 신호를 수신하기 위해 통상 반사 안테나 형태가 된다. 반사 안테나는 저잡음 증폭기에 접속되어 FM 수신기에 다시 접속된다. FM 수신기는 반송 신호로부터 텔레비젼 신호를 복조하도록 설계되어 있다. 따라서, 복조 또는 기저대 신호가 예로서 텔레비젼 모니터 표시용으로 제공된다.

통신 링크의 한 부분으로서의 인공위성을 사용하는 통신 시스템에 있어서, 대지 수신국의 수신기에 대한 입력단에서 나타나는 FM 신호의 정보 성분은 전형적으로 매우 약하며 상당한 양의 전기적 잡음을 수반한다. 상기 상태는 인공위성 송신기에 의해 송신되는 신호가 대지 장착 수신기에 도달하기 위해 상당한 거리만큼 이동해야 하므로 야기되는 것이다. 따라서, 수신되는 신호의 정보 부분의 강도는 극단적으로 약해질 수 있다. 반사 안테나의 견지에서, 난-제로 잡음 온도를 가진 대상물에 의해 신호에 불가피한 대지 잡음이 상기 약한 신호 수신의 어려움에 부가된다. 대지 잡음에 부가되어, 다양한 다른 불가피한 전기 잡음원이 인공위성 통신 시스템에 나타난다. 만약 만족할 만한 결과가 얻어졌다면 수신기는 존재하는 강한 잡음에서 매우 약한 정보 신호를 추출해야 한다.

대지 수신국의 반사 안테나에서 수신되는 FM 신호는 텔레비젼 모니터에 의해 시청용으로 사용되기 위해 복조되어야만 한다. 상기 목적으로 FM 수신기는 전형적으로 헤테로다인, 슈퍼헤테로다인이 되거나 또는 안테나 디쉬에서 수신되는 신호가 하나 또는 그 이상의 국부 발진기 신호와 혼합되어 종래의 수신회로에 의해 더욱 쉽게 작동될 수 있는 중간 주파수(IF) FM 신호를 생성시킨다. IF 신호는 공지된 바와 같이 낮은 주파수에서도 여전히 FM 신호이다. 텔레비젼 인공위성 통신 시스템에 있어서, IF 신호는 약 30MHz의 대역을 가지며 중심이 약 70MHz 즉, 약 55MHz 내지 85MHz가 될 수 있다.

IF 신호는 복조기 또는 검출기에 연속적으로 결합되며, 여기서 복조되어 본래의 변조 또는 기저대 신호를 생성한다.

텔레비전 인공위성 통신 시스템에 있어서, 기저대 신호는, 이상적으로, 0 내지 8.5MHz이며 비디오, 오디오 부반송파 및 관련 신호만을 포함한다. 기저대 내에서, 30Hz 이하로부터 4.2MHz까지의 연속 비디오 영역은 NTSC와 같은 525라인 텔레비젼 포맷의 복조에 있어서 관심을 끌며, PAL과 같은 625라인 텔레비젼 포맷용으로서 1차적으로 관심을 끄는 연속 비디오 영역은 25Hz 이하로부터 5.0MHz 까지이다. 비디오 기저대(4.2MHz 또는 5.0MHz)의 상부 종단에서 전형적인 8.5MHz의 기저대 상부한계 사이에 놓여지는 영역이 비교적 좁은 대역의 FM 부반송파 및 방송 FM 전송과 같은 동일 전송 변수를 가진 공동 포맷에 사용된다. 상기 서브캐리어는 적절한 좁은 대역 검출기에 의해 통상 검출되며, 이것과 관련된 감소된 대역 때문에 잡음의 영역에 더욱 무관하게 된다.

실제로, 상술한 인공위성 통신 시스템의 특성 및 기저대에 있어서의 필수적인 트라이앵클 스펙트럼 잡음 분산 때문에, 특히 높은 대역 종단에서, 기저대 또는 복조 신호는 상당한 잡음을 포함하기 쉽다. 상기 잡음은 화상질 및/또는 오디오 충실도를 감쇠시키며 신호의 정보 내용의 수신 조차도 방해할 수 있다.

FM 통신 시스템에 있어서, 정보 신호(여기서, 텔레비젼 신호)는, 이상적으로는, 신호 진폭이 변경되지 않아야 하는 반송 주파수에 대해 주파수가 하며 FM 신호에 나타나는 반송 신호를 변조시킨다. 따라서, 수신된 신호상의 진폭 변화는 잡음이라고 가정된다. 상기 잡음을 제거하기 위해 수신기의 IF 스테이지와 연속 복조 스테이지 사이에 진폭 제한기를 사용하는 것이 일반적이다. 진폭 제한기는 FM 신호상의 진폭 변화를 제한하여 내부의 AM 잡음을 감쇄시켜서 검출기 결함에 의해 기저대 출력으로 변환되는 것을 방지한다.

여기서, 수신되는 정보 신호의 강도는 신호내의 잡음에 비해 크며, 진폭 제한기만 AM 잡음을 충분히 압축한다. 그러나, 정보 신호 강도가 잡음에 비해 약한 곳에서, 진폭 제한기에 의한 AM 잡음의 감쇄는 양질의 화상을 충분히 수신하지 못하며 적절한 복조를 방해하는 약한 정보 신호에 악영향을 미친다.

정도 또는 변조 정보의 비를 측정하므로 캐리어 대 잡음비 또는 CNR을 측정할 수 있다. 12 내지 14dB 및 그 이상 데시벨의 CNR의 기간에 있어서, 진폭 제한기는 충분히 AM 잡음을 압축할 수 있다. 반면, 12dB 이하의 CNR 레벨에서, 제한기 용량은 통상 적절하지 못하여 정보 신호에 영향을 주지 않고 잡음을 적절하게 압축하지 못한다.

바흐다디가 출원한 미합중국 특허 제3,909,725호에 기술된 바와 같이, 상기 낮은 CNR에서, 진폭 제한기는 상기 진폭 제한기 주위에 재생 피드백을 제공하므로 상당히 성능이 개선될 수 있다. 재생 피드백은 정보 신호를 감쇄시키지 않고 잡음을 압축시킴으로 수신능력을 개선시킬 수 있다. 따라서, 미합중국 특허 제3,909,725호에 있어서, 피드백 증폭기 및 필드가 이득 주파수 밴드에서의 제한기 주위에서 동상 피드백을 제공하는 형태로 기술되어 있다. 상기 재생 피드백은 잡음이 존재하는 곳에서의 약한 정보 신호를 양호하게 수신할 수 있게 하며, 상술한 목적보다는 시청용으로 더욱 만족스럽게 복조시킬 수 있다. 적절히 수신할 수 있는 하부 한계치 또는 CNR의 임계치는 연장된다. 상기 현상 또는 기술은 가끔 임계치 연장과 대응한다.

제한기 주위의 재생 피드백이 사용될 때, 회로는 입력신호 없이 통상 진동하는 경향이 있다. 따라서, 재생 피드백을 가지는 제한기는 발진 제한기로 가끔 간주된다. 상기 자유도 발진기는 상술한 바흐다디 특허에 기술된 바와 같이 수신기에 스켈츠(sguelch)를 제공할 수 있는 부가되는 장점을 갖는다.

발진 제한기를 가진 개선 장치는 바람직하지 않은 고주파 또는 잡음 성분의 영향을 감소시키는 목적을 가진다. 예로서, 미합중국 특허 제4,035,730호 및 제4,101,837호에 있어서는 제한기 주위에서 재생 피드백 관계를 가지는 전기 동조 대역 필터를 사용하는 발진 제한기 회로가 기술되어 있다. 전기 동조 대역 필터의 중심 주파수는 복조 또는 대역 비디오 신호에 응답하여 발생하는 신호를 조종함으로 변경된다.

미합중국 특허 제4,035,730호에 있어서, 조종신호는 대역 비디오 신호의 높은 주파수를 감쇄시키는 회로에 의해 발생되어, 전기 동조 대역 필터의 중심 주파수는 신호의 비디오 변조(정보)만 추적한다. 따라서, 전기 동조 대역 필터는 FM 신호의 순간 주파수에 응답하나, 대역 신호의 높은 종단(약 4.2MHz)은 응답하지 않는다, 즉, 내부 잡음을 무시한다. 상기 현상은 바람직하지 않으며 만족한 텔레비젼 화상을 제공하지 않는다.

미합중국 특허 제4,101,837호에 기술된 회로에 의해 발생되는 조종신호는 비디오 대역에서의 높은 주파수 성분을 전기 동조 대역 필터를 통과시킨다. 위상차가 생겨서 대역내의 잡음에 대해 필터의 응답을 최소로 한다.

또, 미합중국 특허 제4,035,730호에 기술된 회로에 있어서, 조종신호는 전기 동조 대역 필터의 중심 주파수가 FM 신호내의 변조 또는 정보에 따라 동조되게 한다. 상기 회로도 전적으로는 만족되지 않는다.

따라서, 본 발명의 한 목적은 전기 잡음이 수반되는 약한 정보 신호를 수신하기 위해 특히 사용되며, 수신기 개선된 FM 수신기를 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은, 인공위성 텔레비젼 대지 수신국에서 유용한 발진 제한기 회로를 가진 FM 수신기에 있어서 텔레비젼 신호의 강화된 화상 질 및/또는 음성재생을 제공 하는 것이다.

상기 목적은 신호의 비디오 변조 또는 정보를 추적하지 않게 전기 동조 대역 필터의 중심 주파수를 동조시키며, 특히 대역 신호의 높은 종단에서 복조신호의 잡음에 최소한 부분적으로 전기 동조 대역 필터가 응답하게 함으로써 이행된다.

인공위성 통신에 있어서, 또 다른 문제점이 야기된다. 이상적으로는 특정 채널에 세트되는 각 위성의 송수신 장치는 동일한 공칭 주파수 또는 캐리어 주파수에서 작동한다. 상기 이상적인 작동은 항상 얻어지는 것은 아니다. 한 위성으로부터 수신되는 신호는 정확한 공칭 주파수가 될 수 있으며, 반면에 제2위성으로부터 수신되는 신호는 확산등에 의해 주파수가 약간 오프셋 될 수 있다. 또, 수신 시스템은 예로서 반사 안테나에 장착되는 장치에 있어서의 온도 변동에 의한 변화에 의해 바람직하지 않은 자체의 주파수 오프셋으로 작동할 수 있다.

따라서, 본 발명의 또 다른 목적은 비록 정확한 공칭 주파수에서는 작동하지 않지만 위성 송수신기로부터의 신호를 만족하게 복조시키는 FM 수신기를 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 수신 시스템에 있어서 바람직하지 않는 주파수 오프셋을 자동적으로 보상할 수 있는 FM 수신기를 제공하는 것이다.

상기 목적은 전기 동조 대역 필터의 중심 주파수가 검출된 비디오 또는 대역에서의 DC 성분에 응답하여 동조되도록 하여, 상기 중심 주파수가 순차 주파수 또는 정보 신호의 변조보다는 시간 주기에 대한 수신 신호의 평균 주파수를 중심 주파수가 트랙하게 한다.

상술한 바와 같이, 높은 CNR에서, 제한기 주위의 재생 피드백은 불필요하다. 또, 높은 CNR에서 제한기 주위의 재생 피드백은 수신기 작동을 실질적으로 감소시킨다. 따라서, 미합중국 특허 제4,101,837호에 있어서, 정보 신호 강도가 임계 연장이 요구되는 곳의 레벨 이상이 될 때 전기 동조 대역 필터는 제한기 주위로부터 단락된다. 온/오프 또는 진행/비-진행 작용이 재생 피드백에 제공되어 높은 CNR에서 재생 피드백에 의한 감쇠를 제거하는 동안에, 바흐다디 특허에서 이미 발생되는 것으로 공지된 바와 같이 낮은 CNR에서 수신기 작동을 강화하지 않는다.

따라서, 본 발명의 또 다른 목적은 낮은 CNR에서 강화된 수신 작동을 가진 FM 수신기를 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 FM 수신기에 상술한 목적에 부합되는 개선된 발진 제한기 회로를 제공하여 높은 CNR에서 제한기 주위에 효과적으로 재생 피드백을 제거하여 수신기 작동의 감쇄를 피한다.

상기 목적은 CNR에 역비례하게 재생 피드백의 양을 제어함으로서 이행된다. 특히, CNR에 역대수가 되게 피드백의 양을 변화시킴으로 개선된 비디오 화상을 얻을 수 있다. 상기 목적으로, 본 발명의 FM 수신기에는 CNR 신호 발생기 및 가변 감쇄기가 제공된다. 가변 감쇄기는 제한기 둘레의 재생 피드백 통로에 배치되어 FM 신호의 CNR에 대응하는 신호를 발생시키는 CNR 신호 발생기에 응답하므로, CNR에 역대수 관계로 피드백 양을 변경시켜서 그 결과 화상이 개선된다.

이하, 본 발명의 장점 및 다른 형태를 첨부된 도면으로 상세히 설명하므로 더욱 명확해진다.

[적절한 실시예의 상세한 설명]

제1도에는, 본 발명에 따른 FM 수신기(10)의 적절한 실시예의 블록 회로가 도시되어 있다. 수신기(10)는 반사 안테나(12)상에 수신되는 FM 신호를 증폭하는 저잡음 증폭기(13)에 의해 구동된다. 반사 안테나(12)는 통상 몇 기가헬쯔 범위인 인공위성 전송 텔레비젼 신호를 수신할 수 있는 크기이다. 저잡음 증폭기(13)의 출력은 FM 수신기(10)의 입력(14)에 결합되어 있다.

종래의 방식으로, 입력단(14)에 수신되는 FM 신호는 제1혼합기(20)내의 제1국부발진기(18)에 의해 발생되는 신호와 혼합되거나 또는 헤테로다인으로 된다. 국부발진기(18)의 주파수는 소정의 채널에 수신가가 동조되도록 가변된다. 출력단(22)상의 제1IF신호는 절절한 중심이 약 250MHz가 된다. 역시 종래의 방식이지만, 제1IF신호는 혼합기(26)내의 제2국부발진기(24)의 출력과 혼합되거나 또는 헤테로다인으로 되어서 출력단(28)에서 약 70MHz 주위에서 중심을 가지는 제2IF 신호를 생성한다.

출력단(28)은 스위치(30)에 의해 협대역 4극 IF 필터(32) 또는 광대역 4극 IF 필터(34)에 선택적으로 결합된다. 스위치(30)는 전자 스위치가 될 수 있다.

IF 필터(32), (34)는 15.75MHz 및 30MHz의 대역을 가각 가지는 대역 필터이다. 통상, 위성 텔레비젼 수신기는 30MHz IF 필터를 사용한다. 상술한 이유에 의해, 본 발명의 회로에 의해 제공된 바와 같이 협대역 IF 필터를 사용하는 것이 가끔 필요하다.

IF 필터(32) 및 (34)의 출력은 가변이득회로(36)에 결합되며, 상기 회로의 출력은 증폭기/AM 검출기 스트립(38)에 결합되어 있다. 증폭기/AM 검출기 스트립(38)은 미합중국, 캘리포니아 아이빈에 소재하는 플레세이 솔리드 스테이트사에서 제작되며 용량적으로 결합되는 3개의 SL1613C 집적회로(도시되어 있지 않음)를 구비한다. 증폭기/AM 검출기 스트립(38)은 IF 신호를 증폭시키며 상술한 잔존 회로에 대해 출력단(39)상에 증폭된 IF 신호를 제공한다. 증폭기/AM 검출기 스트립(38)은 신호 발생기(40)를 구동시키는 AM 출력(41)을 제공한다.

증폭기/제한기 스트립(38)의 최종 SL1613C 집적회로(도시되어 있지않음)의 RF 출력은 NPN 트랜지스터 증폭기(도시되어 있지 않음)를 통해 결합되어 합산정션 (42)에서 진폭 제한기(45)의 입력(44)에 결합되어 있는 FM 출력(39)을 제공한다. 리미터(45)의 출력(46)은 복조기(50)를 구동시킨다. 제한기 출력(46)은 합산정션(42)을 거쳐 전기 동조 대역 필터(48) 및 가변 감쇄기(49)의 직렬 접속을 통해 제한기 입력(44)으로 재생될 수 있게 피드백된다.

복조기(50)의 출력(51)은 종래 설계의 잔존 FM 수신기(10)의 회로(블럭 52로 표시)에 의해 작동되는 합성 비디오, 오디오 부반송파 및 관련신호이다. 본 발명의 회로에는 복조기(50)의 출력(51)에 응답하는 정형회로(55)가 제공된다. 정형회로(55)는 복조기(50)로부터의 어떤 기저대 성분을 전기 동조 대역 필터(48)로 통과시켜서 상술한 방법으로 필터(48)가 복조기(50)의 출력(51)에 응답하게 한다. 특히, 정형회로(55)는 정보성분을 통과시키지 않고 1차적으로 DC 성분 및 기저대 신호의 고주파 잡음성분을 필터(48)에 통과시킨다.

DC 성분은 복조기(50)로 부터의 가변주파수 출력에 응답하며, IF 신호의 중심 주파수인 평균 주파수에 비례한다. 필터(48)는 상기 DC 성분에 응답하여 동조되어 필터(48)의 중심 주파수가 상술한 바와 같이 주파수 오프셋하기 위해 교정된 IF 신호의 중심 주파수에 대응한다.

필터(48)는 기저대 신호의 잡음 성분에 역시 응답한다. 상기 장치에 의해 재생 피드백을 가진 제한기의 교정 작동이 얻어지며 수신된 화상은 강화된다.

본 발명의 또 다른 형태는 증폭기/ AM 검출기 스트립(38, 최종 SL1613C 집적회로의 검출출력)의 엔벨로프 출력(41)에 응답하는 신호 발생기(40)를 제공한다. 신호 발생기(40)는 신호에 비례하는 CNR 신호 또는 FM 수신기(10)에 대해 입력단(14)상에서 수신되는 FM 신호의 반송파 대 잡음(CNR)비를 발생시킨다. CNR 신호는 제한기(45) 주위의 피드백 양을 제어하기 위해 사용된다. 상기 목적으로, 가변 감쇄기(49)는 라인(56)을 거쳐 CNR 신호에 응답하여 필터(48)를 통해 재생할 수 있게 부근에서 피드백되는 제한기의 출력(46)으로 부터의 에너지 량은 가변될 수 있다.

주어진 CNR에 대해 적절한 피드백 량을 결정하기 위해, 수신된 텔레비젼 화상의 질은 테스트 될 수 있다. 상기 테스트 결과는 피드백의 양이 CNR에 있어서 변화와 역으로 변화되는 것을 나타낸다. 특히, 상기 테스트는 피드백의 양이 CNR의 대수에 역비례할 때 최고 화상이 얻어지는 것을 나타낸다. 상술한 바와 같이, 신호 발생기(40) 및 가변 감쇄기(49)는 협동하여 피드백과 CNR 사이의 역대수 관계를 제공한다.

상술한 바와 같이, 본 발명의 회로는 다른 대역폭을 가지는 두 IFN 필터(32), (34)를 사용한다. 미합중국 특허에 있어서의 전형적인 텔레비젼 신호에 있어서는 30MHz 대역 IF 필터(34)가 통상 적절하다. 예로서 인텔세트 유럽 통신 시스템에 있어서, 정보 신호의 대역은 좁아진다. 따라서, 협대역 IF 필터(32)를 사용하는 것이 더욱 적절하다. 본 발명의 회로는 다른 대역폭의 선택될 수 있는 IF 필터를 제공하여, 사용자가 미합중국 유럽 시스템과 양립될 수 있는 본 발명의 FM 수신기(10)를 선택적으로 제작할 수 있게 된다.

미합중국 텔레비젼 시스템을 사용하는 경우에 있어서, 대지잡음은 매우 많아서 잡음이 감쇄됨이 없이 양호한 복조를 방해한다. 따라서, 매우 불량하거나 또는 화상이 나타나지 않을 수 있다. 상술한 회로가 제공된 협대역 IF 필터의 사용은 상기 잡음을 감쇄시킨다. 그러나, 비록 광대역 IF 필터에서의 화상보다 양호한 화상이 얻어질 수 있지만, 정보신호는 역시 소멸되어 바람직하지 않는 화상을 얻는다.

유럽 또는 고잡음 미합중국 시스템의 어느 한 시스템에 있어서, 잔존 수신기 부품을 통과하는 잡음양은 IF 필터(32), (34)가 사용되는 부품에 의한 잡음과는 다른다. 따라서, 주어진 양의 정보 신호를 위해, CNR은 IF 필터(32)를 가진 한 값 및 IN 필터(34)를 가진 다른 낮은 값이 된다. 즉, 동일 정보 신호의 강도에서, FM 신호의 잡음은 IF 필터(34)에 비해 IF 필터(32)가 있을 때 더욱 감쇄된다.

한 형태가 CNR에 의존하는 본 발명의 개선된 발진 제한기 회로는 IF 신호 통로에서 선택되는 IF 필터의 폭에 응답한다. 광대역 IF 필터(34)가 선택될 때 제한기 부근의 예정된 양의 재생 피드백이 주어진 CNR에 대해 제공되며, 협대역 IF 필터(32)가 선택될 때, 동일양의 피드백이 큰 CNR(낮은잡음)에 대해 제공된다.

따라서, 본 발명의 회로는 신호 발생기(40)를 보상할 수 있게 조정하며, 스위치(30)의 위치에 의해 정해지며 IF 신호 통로에 사용되는 IF 필터(32), (34)에 의존하는 가변 감쇄기(49)를 조정한다.

스위치(30)가 제1위치에 있을 때(제1도에 표시), IF 신호 통로는 협대역 IF 필터(32)를 포함한다. 또, 신호 발생기(40)의 입력(57)은 레지스터 R1 및 전위차계 R3를 구비하는 전압 분배기에 의해 전위차계 R3의 와이퍼암을 통해 전원공급기 PS1에 결합되어 있다. 동시에, 가변 감쇄기(49)의 입력(53)은 전위차계 R5의 와이퍼를 통해 대지에 결합되어 있다. 상술한 스위치 형태(30)는 안테나(12)와 증폭기/AM 검출기 스트립(38)사이에서 협대역 IF 필터링이 요구되는 수신기(10)를 보상한다.

스위치(30)가 제2위치가 있을때(도시되어 있지 않음), IF 신호 통로는 광대역 IF 필터(34)를 포함한다. 대지(50)에 대한 입력(57)은 전위차계 R3의 와이퍼를 통해 접지되어서 감쇄기(49)의 입력(53)이 레지스터 R1 및 전위차계 R5를 구비하는 전압 분쇄기에 의해 전원 공급원 PS1에 결합되게 한다. 상술한 형태의 스위치(30)는 통상 미합중국 시스템을 사용하여 정상 작동에 있어서 수신기의 비보상 작동을 허용한다.

따라서, 스위치(30) 및 전압분배기 R1, R3 및 R1, R5의 셋팅결과, CNR 신호 및 제한기(45) 부근의 피드백 양의 특성은 오프셋되어 교번되게 접속된 협대역 및 광대역 IF 필터(32), (34)의 다른 대역을 제시한다.

FM 수신기(10)는 3개의 전원 공급원 PS1, PS2 및 PS3를 포함하여 12.0볼트, 6.0볼트 및 5.2볼트의 전원을 각각 공급한다. PS1 내지 PS3의 전원 공급원은 120볼트 AC 라인(도시되어 있지 않음)에 의해 활성화된다. PS1 내지 PS3의 모든 전원 공급원의 기준전위는 접지부와 동일하게 된다.

제2도에 있어서는, 복조기(50) 및 상기 복조기에 응답하는 정형회로(55)가 도시되어 있다.

복조기(50)는 이중 밸런스 위상 검출기이다. 제한기(45)의 출력단(46)은 제1통로(61)를 통해 전원 공급원 PS2로부터 활성화되는 배타적 오어/노어 논리게이트(60)의 제1입력단(62)에 직접 접속되어 있다. 출력단(46)은 또한 한편의 동축 케이블과 같은 기수배의 1/4 파장 지연라인(63)을 통해 접속되어 있다. 게이트(60)의 입력단(64)은 또 두 직렬 저항 R6 및 R7을 통해 대지에 접속되어 있다. 저항 R6은 동축 케이블(63)에서 종단된다. 상기 목적으로, 레지스터 R6 및 R7의 정션은 캐패시터 C1을 거쳐 접지된다.

게이트(60)의 배타적 오어 출력(65) 및 게이트(60)의 비타적 노어 출력(66)은 레지스터 R8 및 R9를 거쳐 접지된다. 출력단(65) 및 (66)은 레지스터10, 캐패시터 C2 및 인덕터 L1을 각각 구비하는 검증 T회로망을 통해 NPN 트랜지스터Q100 및 Q110의 베이스에 결합된다. 또, 각 트랜지스터 Q100 및 Q110의 베이스는 캐패시터 C3을 통해 다른 트랜지스터의 베이스에 용량성으로 결합된다. 트랜지스터 Q100 및 Q110의 에미터는 R11 및 R12의 직렬 연결을 통해 저항성으로 접속되며, 각 트랜지스터의 정션은 레지스터 R13을 통해 대지에 저항성으로 접속된다.

게이트(60)는 제1통로(61) 및 위상 검출기로서의 지연라인(63)와 상관되어 작동되며, 게이트의 출력은 비디오 및 오디오와 관련 신호를 트랜지스터 Q100 및 Q110에 결합시키는 상기 성분(저역 필터 포함)을 구동시킨다. 저역 필터의 컷오프 주파수는 충분히 높게 세트되어(예로서, 18MHz) 2배의 IF 주파수(140MHz)에서 바람직하지 않은 검출기 출력만 영향을 받는다. 따라서, 저역 필터는 기저대에 큰 영향을 주지 않으며, 최고로 넓은 IF 필터 34MHz 대역의 1/2만큼 뻗어있다.

트랜지스터 Q100의 콜렉터는 제1PNP 트랜지스터 Q101의 콜렉터 및 베이스에 직접 접속되어 있으며, 전류미러로 작동하는 제2 및 제3PNP 트랜지스터 Q101 및 Q103의 베이스에 각각 접속되어 있다. 유사하게, 트랜지스터 Q110의 콜렉터는 제4PNP 트랜지스터 Q104의콜렉터 및 베이스에 직접 결합되어 있으며, 제5 및 제6PNP 트랜지스터 Q105 및 Q106의 베이스에 각각 접속되어 있다.

6개의 트랜지스터 Q101 내지 Q106의 에미터는 레지스터 R14 내지 R19에 의해 전원 공급인 PS1에 저항성으로 접속된다.

트랜지스터 Q103 및 Q106의 콜렉터를 FM 수신기(10)의 잔존회로(박스 52)에 차동 비디오 출력 또는 기저대 신호를 제공한다. 트랜지스터 Q102 및 Q105의 콜렉터는 정형회로(55)를 구동시키기 위해 유사하게 차동 비데오 출력신호를 제공한다. 한편에 트랜지스터 Q103, Q106을 제공하며, 다른 한편에 트랜지스터 Q102, Q105을 제공함으로 FM 수신기(10)의 잔존회로(52)에 차동 비디오 출력을 제공할 수 있으며, 정형회로(55)와 잔존회로(52)의 격리가 유지되는 동안에 검증차동 비디오 출력으로 정형회로(55)를 구동시킨다.

정형회로(55)에 관해서, 비디오 출력의 하나와, 트랜지스터 Q102의 콜렉터는 NPN 트랜지스터 Q120의 콜렉터 및 베이스에 직접 접속되며 또 NPN 트랜지스터의 전류미터의 베이스에 접속된다. 다른 비디오 출력인 트랜지스터 Q105의 콜렉터는 트랜지스터 Q121의 콜렉터에 접속되어 필터(70)의 비디오 입력(71)에 접속된다. 트랜지스터 Q120 및 Q121의 에미터는 레지스터 R20 및 R21에 의해 각각 접지된다. 상기 형태는 비디오 입력단(71)상에 단일 종단 비디오 또는 기저대 신호가 되게한다.

필터(70)는 비디오 입력(71) 및 DC 입력(72)에 의해 구동되어 출력(73)으로부터 NPN 트랜지스터 Q122를 구동시킨다. 트랜지스터 Q122의 콜렉터는 전원공급원 PS1에 접속되며, 에미터는 레지스터 R29를 통해 접지된다. 트랜지스터 Q122의 에미터는 동조용 전기 동조 대역 필터(48)의 입력단(80)에 접속된다.

DC 입력단(72)은 DC 조정회로(75)에 접속되어 전기 동조 대역 필터(48)의 중심 주파수가 필터에서 적절하게 작동되도록 공칭 70MHz 중심 주파수에서 수동으로 조정할 수 있다.

DC 조정회로(75)는 레지스터 R22, 가변 전압 분배 전위차계 R25, 캐패시터 C4 및 PNP 트랜지스터 Q123을 포함한다. 트랜지스터 Q123의 콜렉터는 접지되며, 베이스는 캐패시터 C4를 통해 접지되며 와이퍼암을 통해 가변 전압 분배기 R25에 접속된다. 트랜지스터 Q123의 에미터는 저항 R22을 통해 전원 공급원 PS1에 접속되며 전위차계 R24의 와이퍼 암을 조정함으로 R24는 필터의 입력단(72)상에 가변 DC 바이어스를 제공하여 바이어스 트랜지스터 Q122를 변경시킨다. 전기 동조 대역 필터(48)의 작동포인트는 트랜지스터 Q122에 응답하여 DC 조정회로(75)의 셋팅에 따르는 필터(48)의 공칭 작동점 또는 중심 주파수가 되게 한다.

트랜지스터 Q122(이후에도 필터 48이라 함)는 본 발명의 원리에 따른 형태인 필터(70)에 역시 대응한다. 필터(70)는 병렬 회로망 캐패시터 C5 및 전위차계 R28와 직렬인 레지스터 R26을 구비하며, 상기 소자는 캐패시터 C6 및 인덕터 L2의 직렬지로와 모두 병렬 관계이다. 필터(70)의 비디오 입력(71)은 와이퍼암을 통해 전위차계 R28에 접속되어 있다. 특히, 필터(70)는 복조 비디오 신호에 정형 동작을 제공하여 본 발명의 원리에 부합되는 전기 동조대역 필터 (48)를 구동시킨다.

상기 목적으로, 제3도에 정형회로(55)의 필터(70)의 전폭 및 위상 응답의 그래프가 나타나 있다. 제3도에 도시된 바와 같이, 검출 비디오의 DC 성분 및 높은 주파수 또는 약 4.2 내지 5.0MHz 이상의 잡음 성분은 진폭(0 및 -2dB) 및 위상(약 ±45°)으로 트랜지스터 122를 통과한다. 상기 필터 동작은 잡음 웨이팅 작동의 역에 대응하여 상기 작동은 참조로 CCIR 리코멘데이션 567, 1982년의 CCIR의 레코멘데이션 및 레포트, 1982년 제네바의 제10차 프리너리 어셈블리(국제 통신 연합)에 기술되어 있는 텔레비젼 시스템에 사용될 수 있는 주파수에서 잡음을 통과시키는 필터와 협동으로 되어 있다.

약 1MHz 주위에서의 필터(30)의 주파수 응답 곡선은 제3도로부터 고역 응답으로 쉽게 검증되며, 약 3.6MHz에서는 3dB포인트 낮다. 주파수 응답이 DC에서 유닛으로 돌아갈 때, 약 150MHz에서 3dB 다운되며, 3.6MHz 이하의 거절대의 에너지의 1/24 보다 적게 통과하게 한다.

통상 처리된 비디오 신호는 CCIR 리코멘데이션 405-1에 부합되는 송신기에 의해 예비 강화된다. 상기 예비 강화는 187MHz에서 시작하는 13dB의 셀빙(shelving) 효과를 가지며, 875MHz에서 최종치를 안정시킨다. 동시에 사용되는 필터는 187MHz에서 약 4dB이 떨어지며, 실질적으로 예비 강화 경사의 열이 된다. 따라서, DC로 돌아감으로 야기되는 잡음 파워는 필터의 고역특성(-14dB)에 의해 거절되는 파워의 1/24에 한정되며, 신호 변조 성분은 예비 강화 셀빙에 의해 약 -27dB(

파워)로 감쇄된다.

최종적으로, 예상되는 더 높은 대역의 고역회로망에서의 위상응답은 초기의 앞선 위상으로부터 약 0°에 접근한다.

따라서, 필터(70)는 전기 동조 대역 필터(48)에 대해 대부분의 정보 신호를 감쇄시키거나 또는 위상을 다르게 한다. 그 결과, 전기 동조 대역 필터(48)의 중심주파수는 신호의 비디오 변조 또는 정보를 트랙하지 않게 동조된다. 전기 동작 대역 필터(48)는 기저대 신호의 높은 종단에서 특히 최소한 부분적으로 복조신호에서의 잡음에 응답한다. 또, 전기 동조 대역 필터(48)의 중심 주파수는 검출 비디오에서의 DC 성분에 응답하여 동조되는 순간 주파수 기간보다는 수신 신호의 평균주파수 또는 정보 신호의 비디오 변조를 중심주파수가 트랙하게 한다.

정형회로(55)로부터 DC 성분은 복조기(50)로부터의 가변주파수 출력에 응답하여 복조기(50)에서 도시된 바와 같이 평균 또는 중심주파수(반송주파수에 대응)를 반영하는 DC 값을 제공한다. 평균주파수가 예상주파수로부터 오프셋 되는 곳에서, 필터(70)에서 발생되며 트랜지스터 Q122를 통해 비례하여 통과하는 DC 전압은 전기 동조 대역 필터(48)의 중심주파수가 FM 신호의 실질적인 중심 또는 반송주파수로 이동한다(예상되는 70MHz로부터 오프셋되면 실질적인 중심 주파수). 따라서, 반사기 안테나에서와 같은 수신회로에서 야기되는 위성의 부적절한 작동 및/또는 변동에 의해 주파수 오프셋은 양호한 자동 동조에 아날로그로 보상된다.

또, 전기 동조 대역 필터(48)는 트랜지스터 Q102 및 Q105의 콜렉터상에서 도시된 바와 같이, 비디오 신호에 있어서의 잡음에 최소한 부분적으로도 응답한다. 제3도에 도시된 바와 같이, 필터(70)의 진폭 및 위상응답은 전기 동조 대역 필터(48)에 결합되어 상당한 고주파 에너지가 되게 한다. 상기 고주파 대역에서는 잡음이 상당히 존재한다. 제3도에 도시된 바와 같이, 기저대의 높은 종단에서, 필터(70)를 통과하는 신호는 진폭의 감쇄가 많지 않으며 거의 동상이 되어서 전기 동조 대역 필터(48)에 상당한 잡음 에너지를 통과시킨다. 전기 동조 대역 필터(48)가 비디오 신호에서의 자음에 응답할 때 연속 작동은 설명될 수 없다. 따라서, FM 신호를 수신하기에 적합한 제한기와, 내부 잡음을 포함하는 FM 신호의 변조에 관련된 신호를 제공하기 위해 제한기의 출력에 접속된 복조기와, 제한기를 통해 재생 피드백 관계로 되어 있으며, 복조 출력신호에서의 잡음 또는 고주파 성분에 응답하는 전기 동조 필터를 구비하는 FM 수신기내의 개선된 발진 제한기를 제공한다. 상기 전기 동조 대역 필터는 또 시간주기 동안에 복조기 출력신호를 평균함으로 발생되는 DC 성분에 응답한다.

상술한 바와 같이, 본 발명은 신호 발생기(40) 및 가변 감쇄기(49)를 가지고 낮은 CNR에서 작동을 강화시킨다. 제4도에는 제한기(45), 전기 동조 대역 필터(48), 및 가변 감쇄기(49)가 도시되어 있으며, 상기 소자는 모두 본 발명의 원리에 부합되는 발진 제한기를 구비한다.

증폭기/AM 검출기 스트립(37, 제1도)의 출력(39)은 정션(42)에서 합해져서 제한기(45)의 입력(44)을 구동시킨다. 입력(44)은 전원공급원 PS3에 의해 활성화되는 배타적 오어 게이트(80)의 제1입력(81)에 접속된다. 게이트(80)의 제2입력은(82)은 접지된다. 합산 정션(42)은 레지스터 R30에 의해 전원공급원 PS2에 접속된다.

게이트(80)의 출력(83)은 레지스터 R35를 통해 접지되며 배타적 오어/노어 게이트(85)의 제1입력(86)에 접속되며 전원 공급원 PS3에 의해 역시 활성화된다. 게이트(85)의 제2입력은 접지된다.

게이트(85)의 배타적 노어 출력(88)을 복조기 (50)에 결합되며 레지스터 R36 및 레지스터 R37의 직렬 연결을 통해 게이트(80)의 입력(81)에 결합된 레지스터 R36 및 R37의 정션은 캐패시터 C10에 의해 접지되며 레지스터 R38에 의해 전원 공급원 PS1에 접지된다. 상기 궤환은 전이 영역의 거의 중심에서 게이트(80) 및 (85)의 작동을 유지시키는데 사용된다.

배타적 게이트(85)의 배타적 오어 출력(89)는 레지스터 R39, 캐피시터 C11, 지연라인(동축케이블, 92) 및 레지스터 R40의 직렬 연결을 통해 전기 동조 대역 필터(48)에 접속된다. 출력의 정션(89) 및 레지스터(39)는 레지스터 R41에 의해 접지된다. 유사하게, 전기 동조 대역 필터(48)의 입력은 레지스터 R42을 통해 접지된다.

전기 동조 대역 필터(48)는 인덕터 L10, 버렉터 다이오드 D1, 버렉터 다이오드 D2, 인덕터 L11을 포함한다. 버렉터 다이오드 D1 및 D2의 캐소오드는 노드(94)에서 공동 접속된다. 노드(94)와 대지 사이에는 캐패시터 C12 및 두 버렉터 다이오드 D3 및 D4가 접속되어 있다, 버렉터 다이오드 D3 및 D4의 캐소오드도 역시 노드 94에서 공동으로 접속되어 있다. 버렉터 다이오드 D1 내지 D4는 미합중국 매사츄세츠 우번에 소재하는 알파 인더스트리얼 인코포레이트드로부터 시판되는 DKV-6520A 다이오드이다. 또 노드(94)에는 인덕터 L12와 레지스터 R43의 직렬 연결을 통해 정형회로(55)의 출력이 역시 접속되어서 필터(48)가 정형회로(55)에 응답한다.

전기 동조 대역 필터(48)의 출력은 전위차계 R45 및 R44을 통해 접지되어 있다. 전위차계 R45의 와이퍼암은 캐패시터 C14에 의해 NPN 트랜지스터 Q130의 베이스에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q130의 콜렉터는 감쇄기(49)의 출력(54)이다. 트랜지스터 Q130는 후술하는 바와 같이 가변 트랜스 콘덕터와 같은 형태로 되어 작동한다.

트랜지스터 Q130의 베이스는 전원 공급된 PS2로부터 직렬로 연결된 레지스터 R50 및 R51을 구비하는 전압 분배기에 의해 바이어스 된다. NPN 트랜지스터 Q130의 에미터는 직렬저항 R52 및 R53을 통해 NPN 트랜지스터 131의 콜렉터에 접속된다. 또, NPN 트랜지스터의 에미터 및 레지스터 R52 및 R53의 정션은, 트랜지스터 Q131의 에미터가 직접 접지되는 동안에 캐패시터 C15 및 C16를 통해 접지된다.

상술한 장치에 의해서, 또, 감쇄기(49)에 대한 신호가 충분히 제한되므로, 트랜지스터 Q130은 필터(48)와 합산 정션(42)사이에서 가변 트랜스 콘덕턴스와 같이 동작한다. 트랜지스터 Q130의 효과 gm은 트랜지스터 Q131의 베이스에 인가된 DC 전압을 가변시킴으로 변경될 수 있다. 따라서, 트랜지스터 Q130의 트랜스 콘덕턴스는 변경되어 베이스에서 트랜지스터 Q130의 콜렉터에 통과하는 신호의 감쇄량을 변경시킨다. 소정의 대수비를 얻기 위해, 트랜지스터 작동의 대수적 특징은 트랜지스터 Q131을 사용함으로 양호해질 수 있으며 트랜지스터 Q130의 gm은 라인 (56)상의 CNR 신호가 dB로 CNR에 선형적으로 비례하는 전압이라도 대수적으로 변화한다. 따라서, 피드백의 양은,CNR에 있어서의 각 dB 감쇄(증가)에 대해 근접하는 상수에 의해 증가한다(감소한다).

트랜지스터 Q131을 구동시키기 위해, 라인(56, CNR신호)는 레지스터 R60을 통해 NPN 트랜지스터 Q132의 베이스에 접속된다 트랜지스터 Q132의 콜렉터는 트랜지스터 Q131을 "온" 상태로 바이어스시키는 레지스터 R61을 통해 전원공급원 PS2로부터 활성화된다. 트랜지스터 Q132의 콜렉터는 트랜지스터 Q131의 베이스에 접속되며, 레지스터 R62를 통해 베이스에 접속된다.

입력(56)상의 신호는 트랜지스터 Q132 및 Q131이 작동 포인트를 변경시켜서, 트랜지스터 Q130의 gm을 변경시킨다. 유사하게, 감쇄기(49)의 입력(53)은 레지스터 R63을 통해 트랜지스터 Q132의 베이스에 접속되어 스위치(30)에 의해 선택되는 IF 필터의 대역과 일치하는 트랜지스터 Q130의 gm을 변경시킨다.

트랜지스터 Q132의 베이스에 인가되는 신호가 증가하므로, 트랜지스터 Q131의 베이스는 컷-오프로 되는 경향이 있는 대지 전위에 접근하거나 또는 트랜지스터 Q131을 통해 흐르는 전류를 감소시킨다. 따라서, CNR이 증가할 때, 트랜지스터 Q131를 통한 전류는 감소하여 트랜지스터 Q130의 트랜스 콘덕턴스를 감소시킨다. 상기 12dB CNR에서 (광대역 IF 필터 34가 있을 때), 피드백 통로는 제한기(45) 주위로부터 효과적으로 제거되며, 이 때 트랜지스터 Q130는 피드백 에너지를 무시하기 위해 상기 낮은 트랜스 콘덕턴스를 가진다. 상기 경우의 역도 성립된다. CNR이 감소할 때, 트랜지스터 Q130의 트랜스 콘덕턴스는 증가하여 제한기(45) 주위의 재생 피드백 양을 증가시킨다. 최대 캐패시터 C15와 조합을 이루는 에미터 재생 레지스터 R52는 매우 약한 신호 레벨에서 얻어질 수 있는 최대 트랜스 콘덕턴스를 제한하기 위해 사용된다. 상기 한계치는 주로 4dB CNR 이하가 되며, 본 발명의 원리에 따라 개선된 후에도 시판하기에는 질적으로 너무 떨어지는 신호가 얻어지는 CNR 또는 그 이하에서 적절하게 선택된다.

따라서, CNR에 역대수적으로 비례하는 재생 피드백 양을 변화시키기 위해 제한기 주위의 피드백 통로내에 FM 수신기에 있어서의 감쇄 장치가 제공된다. 상술한 상기 목적으로, 본 발명의 수신기(10)에는 제5도에 도시된 신호 발생기(40)가 제공되며, 상기 신호는 감쇄기(49)를 구동시키기 위한 CNR 신호를 제공한다.

산술한 바와 같이, 증폭기/AM 검출기 스트립(38)의 엔벨로트 출력은 신호 발생기(40)를 구동시킨다. 출력(41)은 4단 제한기-증폭기(96), 연속 근접 레벨 검출기(97) 및 구동기(98)의 직렬 연결에 접속되어 있으며, 상기 소자는 모두 미합중국, 캘리포니아, 서니베일에 소재하는 시그네틱 코포레이션에서 제조하는 TDA 1576 집적회로(IC)100의 한 부품이다.

전원 공급원 PS1에 의해 활성화되는 IC100을 사용할 때, 다음의 회로 형태가 사용된다. 스트립(38)의 출력(41)은 캐패시터 C21, 인덕터 L15, 및 전위차계 R70의 와이퍼암의 직렬 연결을 통해 IC100의 핀(17)에 접속되어 있다. 핀(17)은 캐패시터 C22 및 C23를 통해 접지된다. 핀(16)은 인덕터 L15 및 전위차계 R70의 정션에 접속되며 캐패시터 C22 및 C23의 정션에 직접 접속된다. IC100의 핀(15)은 전위차계 R70 및 캐패서터 C22의 정션에 접속된다.

캐패시터 C20 및 인덕터 L15는 특히 IC100을 구동시키기 위해 18MHz의 컷-오프를 가지는 저역 필터 응답을 가진다. 이것은 CNR 신호가 고조파 또는 다른 공급원으로부터 야기되는 기저대 외부에서가 아닌 기저대내에서만 신호 및 잡음을 확실하게 구비한다.

IC(100)은 전원회로(102)의 한 부분인 내부 전력 공급원(99)을 포함한다. 회로(102) 및 IC(100)의 출력은 상술한 바와 같이 CNR 신호를 제공하기 위해 협동으로 되어 있다. 따라서, 전력 공급원(99)으로부터 회로를 활성화함으로, IC(100)상의 온도 영향은 공지된 바와 같이 보상된다. 회로(102)는 본 발명에 의해 사용되는 회로의 일부분이며 스위치(30)에 의해 선택되는 IF 필터에 의한 차동 CNR을 제시한다. 상기 목적으로, 회로 102는 스위치(30)의 위치에 응답한다.

신호발생기(40)는 가변 이득 회로(36)의 이득을 변경시키는 이득 제어 출력(58)을 발생하게 하여 상술한 바와 같이 자동 이득 제어로 신호 발생기(40)를 정확하게 하여 출력(41)상의 엔벨로트 레벨을 안정되게 한다. 상기 목적으로, 출력(41)은 이득 제어 회로(104)에 결합되어 있으며, 상기 회로는 가변 이득 회로(36)에 대해 출력(58)상의 레벨을 조정한다. 출력(58)은 IF 필터(32, 34)의 입력단상에 감쇄기 또는 이득 회로(도시되어 있지 않음)를 구동시킨다.

회로(104)의 세부에 있어서, 출력(41)은 인덕터 L20을 통해 PNP 트랜지스터 Q140의 베이스에 접속된다. 트랜지스터 Q140의 베이스는 캐패시터 C25 및 다이오드 형태인 레지스터 R75와 PNP 트랜지스터 Q141의 직렬 연결을 통해 전원 공급원 PS2에 접속된다. 트랜지스터 Q140의 에미터는 레지스터 R76 및 R77을 구비하는 전압 분배기에 의해 바이어스 되어 있다. 트랜지스터 Q140의 출력 콜렉터는 레지스터 R78 및 R79를 통해 접지되어 있으며, 상기 레지스터의 정션은 NPN 트랜지스터 Q142의 베이스에 접속되어 있다, 트랜지스터 Q142의 에미터는 접지되어 있다. 트랜지스터 Q142의 콜렉터는 출력 58을 제공한다.

CNR 신호는 회로 102에 의해 정해지는 DC 레벨로 IC100에 의해 발생한다. 상기 목적으로, IC100의 출력은 레지스터 R84를 통해 증폭기 Q152의 인버팅 입력에 접속되어 있다. IC100의 출력은 병렬 회로망 캐패시터 C35 및 레지스터 R90을 통해 접지되어 있다. 증폭기 Q152의 출력을 접지시키는 전위차계 R85의 와이퍼암을 통해 CNR 신호출력(56)을 제공한다.

증폭기 Q152의 출력은 레지스터 R86 및 캐피시터 C26을 구비하는 병렬 회로망을 통해 난-인버팅 입력으로 피드백된다.

증폭기 Q152의 난-인버팅 입력은 레지스터 R87 및 캐패시터 C27의 병렬 회로망을 통해 접지되며, 레지스터 R88에 의해 회로 102의 출력에 접속된다.

상술한 바와 같이, 회로(102)는 IF 필터(32)와 IF 필터(34) 사이의 대역차를 보상하기 위해 CNR 신호에 오프셋을 제공한다. 상술한 오프셋은 전위차계 R3에 제공되며, 상기 전위차계의 와이퍼암은 레지스터 R89을 통해 NPN 트랜지스터 Q143의 베이스에 접속된다. 트랜지스터 Q143의 베이스는 회로(100)의 전원 공급원(99, +V_D)으로부터 활성화되는 전압 분배기 레지스터 R90 및 R91에 의해 역시 바이어스 된다. 트랜지스터 Q143의 에미터는 레지스터 R92을 통해 접지되며, 트랜지스터 Q143의 콜렉터는 전원공급원 PS1에 접속된다.

스위치(30)가 제2위치에 있을 때, 회로(102)에 대한 입력(57)이 접지되어 있다. 따라서, 증폭기 Q152의 난인버팅 입력에는 예정된 전압이 제공되며 입력(56)에 CNR 신호를 제공하기 위해 작동한다. 스위치(30)가 제1위치에 있을 때, 회로(102)에 대한 입력(57) 포지티브 전압이 되게 한다. 따라서, 증폭기 Q152의 난인버팅 입력에는 출력(56)을 오프셋팅하기 전보다는 당룩 포지티브한 전압을 제공한다. 따라서, 출력(56)에서는 더 높은 DC 전압이 되어 소정의 값의 보다 낮은 CNR 신호가 될 수 있는 IF 필터(31)의 꼽은 대역을 보상하기 위해 CNR 신호에 대해 승압기가 되게 한다.

작동에 있어서, 입력단(14)상에서 수신되는 FM 신호는 70MHz IF 신호에 대해 슈퍼-헤테로다인으로 되며 2개의 IF 필터중의 하나를 통해 여파된다. 여파된 IF 신호는 증폭되며 증폭된 IF 신호는 발진 제한기 및 복조기에 의해 처리되어 나머지 회로에 대해 기저대를 제공한다. IF 신호는 AM 잡음 성분으로부터 스트립되어 신호 발생기를 구동시킨다. 발진 제한기에 있어서, 재생 피드백 양은 수신된 FM 신호의 반송파 대 잡음비를 나타내는 CNR 신호를 발생시키는 신호 발생기에 의해 정해질 수 있다. 또, 발진 제한기는 예정된 방법으로 복조된 비디오 또는 기저대 신호에 응답하여 동조된다. 상술한 장치는 화상의 질을 개선시키기는 정보 신호의 질을 증진시키기 위해 협동으로 되어 있다.

FM 신호를 수신하기에 적합한 FM 수신기가 기술되어 있으며, 최소한 한 국부발진기 및 IF 신호를 생성하기 위한 국부발진기 신호와 IF 신호를 혼합하기 위한 최소한 하나의 혼합기를 포함한다. IF 신호의 엔벨로프는 신호 발생기를 구동시키며 상기 발생기는 수신된 FM 신호의 반송파 대 잡음비에 비례하는 CNR 신호를 발생시킨다. IF 신호(자체로는 FM 신호)는 제한기를 구비하는 발진 제한기 및 제한기 주위에서 재생 피드백 관계로 직렬로 되어 있는 전기 동조 대역 필터 및 가변 감쇄기를 구동시킨다. 발진 제한기의 출력은 비디오 신호를 제공하는 복조기를 구동시킨다. 비디오 신호는 기저대 신호의 DC 성분 및 고주파 성분을 통과시키기 위한 형태이나 전기 동조 대역 필터에 대한 정보 성분은 아니므로 상기 필터는 기저대 신호의 DC 및 잡음 성분에 응답한다. 가변 감쇄기는 CNR 신호에 응답하여 CNR 신호에서의 변화에 역비례하여 제한기 주위에서 피드백 양을 변경시킨다.

비록, 도면에 도시되어 있지는 않지만, 포지티브 전원 공급원 라인은 공지된 바와 같이 다수의 0.01마이크로 패러드 캐패시터에 의해 대지로 바이패스되어야 한다. 또, 전원 공급원 라인은 페라이트 비트 또는 전자 방해를 지지하는 것으로 공지된 각각의 포지티브 전원 공급원을 둘러싸는 유사한 소자를 구비한다.

모든 캐패시턴스는 마이크로 패러드 또는 인덕턴스 마이크로 헨리 단위이며 레지스턴스는 옴 단위이다. 게이트(60), (80) 및 (85)는 미합중국, 아리조나, 페닉스에 소재하는 모토로라 세미콘덕터 프로닥트에서 제작되는 MC 10H 107P 집적 ECL 회로를 구비한다.

비록, 본 발명은 인공위성 전송 텔레비젼 신호의 수신에 연관시켜 기술되어 있지만, 넓은 의미에 있어서, 본 발명은 일반적인 FM 신호의 수신에 적용될 수 있다.

Claims (16)

1. FM 수신기로서, 제1출력을 가지며, 소정의 중심 주파수를 가진 FM 신호를 제1입력상에서 수신하기에 적합한 제한기와, 정보 및 잡음을 포함하는 상기 FM 신호의 기저대 변조에 대응하는 신호를 제2출력상에 제공하기 위해 상기 제한기 출력에 접속된 제2입력을 가진 복조기 수단과, 상기 기저대 변조에 있어 잡음에 대해서는 비교적 높은 관계를 가지며, 상기 기저대 변조에 있어 정보의 대해서는 비교적 낮은 관계를 가지는 제1 제어 신호 성분을 제공하기 위해 상기 복조기 수단 출력신호에 응답하는 신호 정형수단, 상기 제한기 주위에 재생 피드백을 제공하기 위해 상기 제한기 출력과 상기 제한기 입력 사이에 접속된 전기적으로 동조가능한 재생 피드백을 제공하기 위해 상기 제한기 출력과 상기 제한기 입력 사이에 접속된 전기적으로 동조가능한 대역 필터수단을 포함하며, 상기 전기적으로 동조가능한 대역 필터수단은 제1제어 신호 성분에 응답하며 그에 따라 상기 전기적으로 동조가능한 대역 필터수단은 부분적으로 노이즈에 의해 동조되는 FM 수신기.
2. 제1항에 있어서, 상기 수신된 FM 신호는 상기 소정의 중심 주파수로부터 주파수로 오프셋되는 중심 주파수를 가지며, 상기 신호 정형수단은 상기 수신된 FM 신호의 평균 주파수와 시간에 관련된 제2제어 신호성분을 제공하며, 상기 전기적으로 동조가능한 대역 필터수단은 상기 제2제어 신호성분에 응답하여 그에 따라 상기 전기적으로 동조가능한 대역 필터수단의 중심주파수는 그로부터의 상기 주파수를 오프셋하기 위해 조정된 FM 신호의 중심주파수에 일치하여 동조되는 FM 수신기.
3. 제1항에 있어서, 상기 제한기 출력과 상기 제한기 입력 사이에 위치하며, 상기 제한기 주위에서 재생 피드백 양을 변경시키기 위해 상기 전기적으로 동조가능한 대역 필터 장치와 직렬로 되어 있는 가변 감쇄기 수단과, 상기 FM 신호의 반송파 대 잡음비에 비례하는 CNR 신호를 발생시키기 위해 상기 FM 신호에 응답하는 신호 발생수단을 포함하며, 상기 가변 감쇄기 수단은 상기 CNR 신호에 응답하며 그에 따라 상기 제한기 주위에 상기 재생 피드백 양은 상기 CNR 신호의 변화의 역으로 비례하여 변화하는 FM 수신기.
4. 제2항에 있어서, 상기 제한기 출력과 상기 제한기 입력 사이에 위치하며, 상기 제한기 주위에서 재생 피드백 양을 변경시키기 위해 상기 전기적으로 동조가능한 대역 필터장치와 직렬로 연결되어 있는 가변 감쇄기 수단과, 상기 FM 신호의 반송파 대 잡음비에 비례하는 CNR 신호를 발생시키기 위해 상기 FM 신호에 응답하는 신호 발생수단을 포함하며, 상기 가변 감쇄기 수단은 상기 CNR 신호에 응답하여 그에 따라 상기 제한기 주위의 상기 재생 피드백 양은 상기 CNR 신호의 변화의 역으로 비례하여 변화하는 FM 수신기.
5. FM 수신기로서, 제1출력을 가지며, 중심 주파수를 가지는 FM 신호를 제1입력상에서 수신하기에 적합한 제한기와, 정보 및 잡음을 포함하는 상기 FM 신호의 기저대 변조에 대응하는 제2출력신호로 제공하기 위해 상기 제한기 출력에 접속된 제2입력을 가진 복조기 수단과, 상기 수신된 FM 신호의 평균 주파수 과시간에 관련한 제1제어 신호성분을 제공하기 위한 상기 복조기 수단 출력 신호에 응답한 신호 정형수단과; 상기 제한기 주위에 재생 피드백을 제공하기 위해 상기 제한기 출력과 상기 제한기 입력 사이에 연결된 전기적으로 동조가능한 대역 필터수단을 포함하며, 상기 전기적으로 동조가능한 대역 필터수단은 상기 제1제어 신호성분에 응답하며 그에 따라 상기 전기적으로 동조가능한 대역 필터수단의 중심 주파수는 상기 FM 신호의 중심 주파수에 일치하여 동조되며; 상기 제한기 출력과 상기 제한기 입력 사이에 위치하며 상기 제한기 주위의 재생 피드백 양을 변경하기 위한 전기적으로 동조가능한 대역 필터수단에 직렬로 되는 가변 감쇄기 수단과; 상기 FM 신호의 반송파-대-잡음비에 비례하는 CNR 발생용 FM 신호에 응답하는 신호 발생수단을 포함하며, 상기 가변 감쇄기 수단은 CNR 신호에 응답하며 그에 따라 상기 제한기 주위의 재생 피드백양은 계속해서 상기 CNR 신호에 변화비에 역으로 변화하는 FM 수신기.
6. FM 수신기로서, 제1출력을 가지며, 제1입력상의 FM 신호를 수신하도록 채택된 제한기와; 잡음을 포함하여 상기 FM 신호 변조에 대응한 제2출력 신호로 제공하기 위해 상기 제한기 출력에 연결된 제2입력을 갖는 복조기 수단과; 상기 제한기 주위의 재생 피드백의 변경 가능한 크기를 제공하기 위해 상기 제한기 출력과 상기 제한기 입력사이에 연결된 가변 피드백 수단과; 상기 FM 신호의 반송파 대 잡음비에 비례하는 CNR를 발생하기 위해 상기 FM 신호에 응답하는 신호발생기 수단을 포함하며, 상기 가변 피드백 수단은 상기 CNR 신호에 응답하며 상기 제한기 주위의 재생 피드백양은 상기 CNR 신호 변화에 비례하여 역으로 계속해서 변화하는 FM 수신기.
7. 제6항에 있어서, 상기비는 대수적인 FM 수신기.
8. 제6항에 있어서, 상기 제한기에 의해 수신되기 전에 FM 신호 필터링을 위한 IF 필터수단을 구비하며, 상기 IF 필터수단은 적어도 제1대역폭과 상기 제1대역폭보다 상당히 좁은 제2대역폭을 선택적으로 가지며; 상기 IF 필터수단의 대역폭이 선택되는 것을 선택적으로 결정하기 위한 스위치 수단을 구비하며, 상기 가변 피드백 수단은 상기 스위치 수단에 응답하며 상기 IF 필터수단의 제1대역폭이 제2의 높은 소정의 반송파 대 잡음비로서 선택되고 상기 IF 필터수단의 제2대역폭이 선택될 때 제1의 소정의 반송파 대 잡음비에서 상기 제한기 주위의 재생 피드백의 소정양과 같은 FM 수신기.
9. 제7항에 있어서, 상기 가변 피드백 수단은 대략 12dB CNR 그리고 더 높게 상기 제한기 주위로부터 효과적으로 제거되며 상기 재생 피드백 양은 무시할 수 있는 FM 수신기.
10. 제6항에 있어서, 상기 가변 피드백 수단은 전기적으로 동조가능한 대역 필터를 구비하여, 상기 FM 수신기는 동조 신호를 제공하기 위해 상기 복조기 수단 출력 신호에 응답하는 신호 정형수단을 구비하고, 상기 전기적으로 동조가능한 대역 필터는 상기 동조 신호에 응답하는 FM 수신기.
11. 제10항에 있어서, 상기비는 대수적인 FM 수신기.
12. 제10항에 있어서, 상기 제한기에 의해 수신되기 전에 상기 FM 신호 필터링을 위한 IF 필터수단을 구비하며, 상기 IF 필터수단은 적어도 제1대역폭과 상기 제1대역폭보다 상당히 좁은 제2대역폭을 선택적으로 가지며; 상기 IF 필터수단의 대역폭이 선택되는 것을 선택적으로 결정하기 위한 스위치 수단을 구비하며; 상기 IF 필터수단의 대역폭은 스위치 수단에 응답하며, 상기 IF 필터수단의 제1대역폭이 제2의 높은 소정의 반송파 대 잡음비로서 선택되고 상기 IF 필터수단의 제2대역폭이 선택될 때 제1의 소정의 반송파 대 잡음비에서 상기 제한기 둘레의 재생 피드백의 소정의 크기와 같은 FM 수신기.
13. 제11항에 있어서, 상기 가변 피드백 수단은 대략 12dB CNR 그리고 더 높은 곳에서 상기 제한기 주위로부터 효과적으로 제거되며 상기 재생 피드백 양은 무시할 수 있는 FM 수신기.
14. 중심주파수와 강한 잡음 존재시 약한 정보 내용을 가지는 FM 신호 복조방법으로서, 제한기를 통해 FM 신호 진폭을 제한하는 것과; 상기 제한기 입력과 진폭 제한된 FM 신호에 대해 피드백 회로를 통해 그리고 제한기 출력으로부터 재생적으로 피드백하는 것과; 상기 정보 및 잡음을 포함하는 기저대 신호 발생을 위해 진폭 제한된 FM 신호를 복조하는 것과; 상기 기저대 신호내의 잡음이 상당히 높게 관련하여 상기 기저대 신호의 정보에 상당히 낮게 관련된 제1성분을 갖는 제어신호를 제공하기 위해 상기 기저대 신호를 정형하는 것과, 상기 제어 신호에 응답한 피드백회로를 동조하는 것을 포함하며 그에 따라 상기 피드백 회로는 잡음에 의해 부분적으로 동조되는 FM 신호 복조방법.
15. 제14항에 있어서, 상기 기저대 신호의 평균 주파수가 시간에 관련한 제2성분을 갖는 제어 신호를 제공하기 위해 기저대 신호를 정형하는 것을 포함하는 FM 신호 복조방법.
16. 제15항에 있어서, 상기 FM 신호의 반송파 대 잡음비에 비례하는 CNR 신호를 발생하는 것과; 상기 CNR 신호와 대수적 관련과 반대로 상기 피드백 회로에 의해 통과된 피드백 양을 변화하는 것을 포함하는 FM 신호 복조방법.

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