JPH08186448A - Ｆｍ復調器 - Google Patents
Ｆｍ復調器Info
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- JPH08186448A JPH08186448A JP7133829A JP13382995A JPH08186448A JP H08186448 A JPH08186448 A JP H08186448A JP 7133829 A JP7133829 A JP 7133829A JP 13382995 A JP13382995 A JP 13382995A JP H08186448 A JPH08186448 A JP H08186448A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
- H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＣＮが低くスレショールドノイズが大きい時
でも、ＳＮの劣化を防止でき、良好な画質が得られる高
信頼性のＦＭ復調器を実現することにある。 【構成】 ＦＭ変調された入力信号を、位相比較器２０
とループフィルタ２１とＤＣアンプ２２とＢＢアンプ２
３とＶＣＯ２４によってループ状に構成されるＰＬＬ回
路を介して復調して復調信号を取り出すＦＭ復調器にお
いて、ＤＣアンプ２２に対して、外部からの制御電圧に
よって抵抗値が変化する抵抗値可変回路１を帰還回路と
なるように並列に接続してなることを特徴とする。ま
た、抵抗値可変回路１をＤＣアンプ２２及びＢＢアンプ
２３に対して帰還回路となるように並列に接続してなる
ことを特徴とする。また、抵抗値可変回路１の抵抗可変
素子としてピンダイオード１１を用いてなることを特徴
とする。
でも、ＳＮの劣化を防止でき、良好な画質が得られる高
信頼性のＦＭ復調器を実現することにある。 【構成】 ＦＭ変調された入力信号を、位相比較器２０
とループフィルタ２１とＤＣアンプ２２とＢＢアンプ２
３とＶＣＯ２４によってループ状に構成されるＰＬＬ回
路を介して復調して復調信号を取り出すＦＭ復調器にお
いて、ＤＣアンプ２２に対して、外部からの制御電圧に
よって抵抗値が変化する抵抗値可変回路１を帰還回路と
なるように並列に接続してなることを特徴とする。ま
た、抵抗値可変回路１をＤＣアンプ２２及びＢＢアンプ
２３に対して帰還回路となるように並列に接続してなる
ことを特徴とする。また、抵抗値可変回路１の抵抗可変
素子としてピンダイオード１１を用いてなることを特徴
とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＦＭ変調された信号を
ＦＭ復調する場合に使用されるＦＭ復調器に関し、特に
衛星放送受信器のＦＭ復調器に関する。
ＦＭ復調する場合に使用されるＦＭ復調器に関し、特に
衛星放送受信器のＦＭ復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、衛星放送受信器に使用されるＦ
Ｍ復調器はスレショールドノイズ改善のためＰＬＬ（ｐ
ｈａｓｅ ｌｏｃｋｅｄ ｌｏｏｐ）方式のＦＭ復調器
が多く使用されている。
Ｍ復調器はスレショールドノイズ改善のためＰＬＬ（ｐ
ｈａｓｅ ｌｏｃｋｅｄ ｌｏｏｐ）方式のＦＭ復調器
が多く使用されている。
【０００３】図８に上記従来例によるＦＭ復調器のブロ
ック回路図を示す。図８に示すように、ＦＭ変調信号は
入力端子ＴINに入力され、次いで、位相比較器２０、ル
ープフィルター２１、ＤＣアンプ２２、ＢＢ（ベースバ
ンド）アンプ２３を経て、復調出力信号が出力端子Ｔ
OUTより取り出される。ＤＣアンプ２２の出力はＶＣＯ
（電圧制御発振器）２４を経て位相比較器２０に帰還さ
れる。
ック回路図を示す。図８に示すように、ＦＭ変調信号は
入力端子ＴINに入力され、次いで、位相比較器２０、ル
ープフィルター２１、ＤＣアンプ２２、ＢＢ（ベースバ
ンド）アンプ２３を経て、復調出力信号が出力端子Ｔ
OUTより取り出される。ＤＣアンプ２２の出力はＶＣＯ
（電圧制御発振器）２４を経て位相比較器２０に帰還さ
れる。
【０００４】上記回路構成において、入力されるＦＭ信
号とＶＣＯ２３の出力との位相差を位相比較器２０によ
り検出した後、ループフィルター２１により帯域外のノ
イズ成分を減衰させ、さらにＤＣアンプ２２で増幅した
後、復調信号として出力するとともにＶＣＯ２４へフィ
ードバックして発振周波数を制御するようになってい
る。
号とＶＣＯ２３の出力との位相差を位相比較器２０によ
り検出した後、ループフィルター２１により帯域外のノ
イズ成分を減衰させ、さらにＤＣアンプ２２で増幅した
後、復調信号として出力するとともにＶＣＯ２４へフィ
ードバックして発振周波数を制御するようになってい
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、衛星放送受
信器において、降雨時など受信器に入力される信号のレ
ベルが低下したり信号のＣＮ比（ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ
ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ；搬送波電力対雑音電力比）
が劣化した場合、ＦＭ復調器内での信号に対するノイズ
のレベルが大きくなりそのノイズレベルがあるポイント
よりも大きくなると急激にインパルス性のノイズが発生
し、画面においてもスレショールドノイズが発生するな
どＳＮ比（ｓｉｇｎａｌ ｔｏ ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉ
ｏ；信号電力対雑音電力比）の劣化を招くことがある。
このような症状はＦＭ復調器に特有のものであり、ＣＮ
比の良好なときはＳＮ比はまだ改善される利点がある
が、ＣＮ比があるポイント（以下、スレショールドレベ
ルと記す）以下になると急激にノイズが増大しＳＮ比が
劣化するという欠点を持っている。なお、一般にＣＮ比
の測定は図８のＴINで、またＳＮ比の測定は図８のＴ
OUTで行われる。
信器において、降雨時など受信器に入力される信号のレ
ベルが低下したり信号のＣＮ比（ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ
ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ；搬送波電力対雑音電力比）
が劣化した場合、ＦＭ復調器内での信号に対するノイズ
のレベルが大きくなりそのノイズレベルがあるポイント
よりも大きくなると急激にインパルス性のノイズが発生
し、画面においてもスレショールドノイズが発生するな
どＳＮ比（ｓｉｇｎａｌ ｔｏ ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉ
ｏ；信号電力対雑音電力比）の劣化を招くことがある。
このような症状はＦＭ復調器に特有のものであり、ＣＮ
比の良好なときはＳＮ比はまだ改善される利点がある
が、ＣＮ比があるポイント（以下、スレショールドレベ
ルと記す）以下になると急激にノイズが増大しＳＮ比が
劣化するという欠点を持っている。なお、一般にＣＮ比
の測定は図８のＴINで、またＳＮ比の測定は図８のＴ
OUTで行われる。
【０００６】図９は上述の従来例によるＳＮ比の劣化状
態を示す特性図である。横軸がＣＮ比、縦軸がＳＮ比で
ある。図中、Ａ線がＣＮ比対ＳＮ比の理想的な特性ライ
ン、Ｂ線が従来のＦＭ復調器による特性ラインである。
また、Ｃ線は従来のＦＭ復調器のスタティック スレシ
ョールド（ｓｔａｔｉｃ ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ）値を得
るためのラインで、Ａ線よりも平行に１ｄＢ低下させた
ラインである。このＣ線とＢ線が交差したポイントＰ１
のＣＮ比がスタティック スレショールド値である。
態を示す特性図である。横軸がＣＮ比、縦軸がＳＮ比で
ある。図中、Ａ線がＣＮ比対ＳＮ比の理想的な特性ライ
ン、Ｂ線が従来のＦＭ復調器による特性ラインである。
また、Ｃ線は従来のＦＭ復調器のスタティック スレシ
ョールド（ｓｔａｔｉｃ ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ）値を得
るためのラインで、Ａ線よりも平行に１ｄＢ低下させた
ラインである。このＣ線とＢ線が交差したポイントＰ１
のＣＮ比がスタティック スレショールド値である。
【０００７】つまり、スタティック スレショールド値
が低い程、ＳＮ比の劣化が起きる領域はＣＮ比の低い領
域となる。即ち、特性ラインはＡ線に近付くこととな
り、信号受信特性は良いということになる。図９に示し
たＦＭ復調器のスタティックスレショールド値は、図中
の交差ポイントＰ１に対応するＣＮ比の値、５．８ｄＢ
である。
が低い程、ＳＮ比の劣化が起きる領域はＣＮ比の低い領
域となる。即ち、特性ラインはＡ線に近付くこととな
り、信号受信特性は良いということになる。図９に示し
たＦＭ復調器のスタティックスレショールド値は、図中
の交差ポイントＰ１に対応するＣＮ比の値、５．８ｄＢ
である。
【０００８】図９のＢ線より明らかなように、この従来
例によるＦＭ復調器は、ＣＮ比が約１０ｄＢ以上のとき
はほぼ理想的な特性を示すが、約８ｄＢ以下になるとＳ
Ｎ比が劣化し、約６ｄＢ以下になると急激に特性が悪化
する。
例によるＦＭ復調器は、ＣＮ比が約１０ｄＢ以上のとき
はほぼ理想的な特性を示すが、約８ｄＢ以下になるとＳ
Ｎ比が劣化し、約６ｄＢ以下になると急激に特性が悪化
する。
【０００９】このことは、具体的には、以下のような問
題点を意味する。即ち、ＣＮ比が高い、換言するとＦＭ
信号が充分到達する地域や信号受信状態にあっては比較
的理想的な信号受信を実現できるが、ＣＮ比の低いＦＭ
信号が充分到達しない地域や信号受信状態にあっては、
急激に受信信号が劣化し、画質が悪化するということに
なる。
題点を意味する。即ち、ＣＮ比が高い、換言するとＦＭ
信号が充分到達する地域や信号受信状態にあっては比較
的理想的な信号受信を実現できるが、ＣＮ比の低いＦＭ
信号が充分到達しない地域や信号受信状態にあっては、
急激に受信信号が劣化し、画質が悪化するということに
なる。
【００１０】そこで、本発明の目的は、ＣＮ比が低い場
合でもＳＮ比の劣化を防止でき良好な画質が得られる高
信頼性のＦＭ復調器を実現することにある。
合でもＳＮ比の劣化を防止でき良好な画質が得られる高
信頼性のＦＭ復調器を実現することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明によるＦＭ復調器は、ＦＭ変調された入力信
号を、位相比較器において電圧制御型発振器の周波数出
力信号と比較し、この比較により得られた位相比較出力
信号をループフィルタを通過させ、さらにＤＣアンプ及
びＢＢアンプを介して復調信号を取り出すＰＬＬ回路構
成を有するＦＭ復調器において、前記ＤＣアンプに対し
て、外部からの制御電圧によって抵抗値が変化する抵抗
値可変回路を帰還回路として接続してなることを特徴と
する。
に、本発明によるＦＭ復調器は、ＦＭ変調された入力信
号を、位相比較器において電圧制御型発振器の周波数出
力信号と比較し、この比較により得られた位相比較出力
信号をループフィルタを通過させ、さらにＤＣアンプ及
びＢＢアンプを介して復調信号を取り出すＰＬＬ回路構
成を有するＦＭ復調器において、前記ＤＣアンプに対し
て、外部からの制御電圧によって抵抗値が変化する抵抗
値可変回路を帰還回路として接続してなることを特徴と
する。
【００１２】また、前記ＤＣアンプ及びＢＢアンプに対
して、外部からの制御電圧によって抵抗値が変化する抵
抗値可変回路を帰還回路として接続してなることを特徴
とする。
して、外部からの制御電圧によって抵抗値が変化する抵
抗値可変回路を帰還回路として接続してなることを特徴
とする。
【００１３】また、上記ＦＭ復調器において、前記抵抗
可変部の抵抗可変素子としてピンダイオードを用いてな
ることを特徴とする。
可変部の抵抗可変素子としてピンダイオードを用いてな
ることを特徴とする。
【００１４】
【作用】一般に、図８に示すような位相比較器、ループ
フィルター、ＤＣアンプ、ＢＢアンプ、ＶＣＯで構成さ
れるＰＬＬ回路を有するＦＭ復調器にあって、ＦＭ復調
器全体としてのループゲインＫは、 Ｋψ：位相比較器２０のゲイン Ｋｖ：ＶＣＯ２４のゲイン Ｋｄ：ＤＣアンプ２２のゲイン としたときに、主に、 Ｋ＝Ｋψ・Ｋｖ・Ｋｄ ・・・（１） で表される。なお、ＢＢアンプ２３はＫｄのゲインを大
きくするものである。
フィルター、ＤＣアンプ、ＢＢアンプ、ＶＣＯで構成さ
れるＰＬＬ回路を有するＦＭ復調器にあって、ＦＭ復調
器全体としてのループゲインＫは、 Ｋψ：位相比較器２０のゲイン Ｋｖ：ＶＣＯ２４のゲイン Ｋｄ：ＤＣアンプ２２のゲイン としたときに、主に、 Ｋ＝Ｋψ・Ｋｖ・Ｋｄ ・・・（１） で表される。なお、ＢＢアンプ２３はＫｄのゲインを大
きくするものである。
【００１５】また、ループフィルター２１が図１０に示
すようなラグリードフィルタであるとし、そのラグリー
ドフィルタ回路の時定数Ｔ1、Ｔ2をそれぞれ Ｔ1＝Ｒ１・Ｃ、Ｔ2＝Ｒ２・Ｃ ・・・（２） とすると、ループの自然周波数ωｎは ωｎ＝｛Ｋ／（Ｔ1＋Ｔ2）｝1/2 ・・・（３） で表される。
すようなラグリードフィルタであるとし、そのラグリー
ドフィルタ回路の時定数Ｔ1、Ｔ2をそれぞれ Ｔ1＝Ｒ１・Ｃ、Ｔ2＝Ｒ２・Ｃ ・・・（２） とすると、ループの自然周波数ωｎは ωｎ＝｛Ｋ／（Ｔ1＋Ｔ2）｝1/2 ・・・（３） で表される。
【００１６】この自然周波数ωｎはＦＭ復調器の特性を
決定する大きな要因であり、これを小さくすることによ
ってスレショールドノイズの低減を図れる。
決定する大きな要因であり、これを小さくすることによ
ってスレショールドノイズの低減を図れる。
【００１７】この（３）式において、Ｔ1、Ｔ2は（２）
式から明らかなように抵抗Ｒ１，Ｒ２及びコンデンサー
Ｃの部品が固定であり、一定の値となるため、ωｎを調
整するにはＫの値を調整すればよい。ここで、Ｋの値は
（１）式に示されるものであり、従って、ＤＣアンプの
ゲインＫｄを調整することによって、自然周波数ωｎを
調整できる。
式から明らかなように抵抗Ｒ１，Ｒ２及びコンデンサー
Ｃの部品が固定であり、一定の値となるため、ωｎを調
整するにはＫの値を調整すればよい。ここで、Ｋの値は
（１）式に示されるものであり、従って、ＤＣアンプの
ゲインＫｄを調整することによって、自然周波数ωｎを
調整できる。
【００１８】つまり、入力信号のＣＮ比の劣化した場合
に、外部制御電圧によりＤＣアンプのゲインＫｄを下げ
ることによりループゲインＫを小さくでき、自然周波数
ωｎも小さくなり、この結果ノイズ成分を多く含んだ高
周波成分が落とされることになりスレショールドノイズ
を低減できＳＮ比を改善できる。
に、外部制御電圧によりＤＣアンプのゲインＫｄを下げ
ることによりループゲインＫを小さくでき、自然周波数
ωｎも小さくなり、この結果ノイズ成分を多く含んだ高
周波成分が落とされることになりスレショールドノイズ
を低減できＳＮ比を改善できる。
【００１９】本実施例においては、このゲインＫｄを調
整するために、ＤＣアンプに対して、抵抗値可変素子と
してのピンダイオードを帰還回路として挿入している。
ピンダイオードの順抵抗成分は電流値によって変化する
という特性を有する。例えば、電流値を大きくすると抵
抗値が小さくなる。つまり、この回路構成では、電圧入
力端子ＶINへ入力する電圧値を大きくすることによりピ
ンダイオードの抵抗値を小さくでき、ＤＣアンプのゲイ
ンＫｄさらには自然周波数ωｎも小さくでき、最終的に
スレショールドノイズを低減できＳＮ比の改善を図れ
る。
整するために、ＤＣアンプに対して、抵抗値可変素子と
してのピンダイオードを帰還回路として挿入している。
ピンダイオードの順抵抗成分は電流値によって変化する
という特性を有する。例えば、電流値を大きくすると抵
抗値が小さくなる。つまり、この回路構成では、電圧入
力端子ＶINへ入力する電圧値を大きくすることによりピ
ンダイオードの抵抗値を小さくでき、ＤＣアンプのゲイ
ンＫｄさらには自然周波数ωｎも小さくでき、最終的に
スレショールドノイズを低減できＳＮ比の改善を図れ
る。
【００２０】また、ピンダイオードをＤＣアンプに対し
てだけではなく、ＤＣアンプ及びＢＢアンプの両端に接
続する構成とすることにより、ＢＢアンプの分、Ｋｄの
ゲイン変化分をより大きくとることができ、ＳＮ比の改
善効果もより大きくすることができる。
てだけではなく、ＤＣアンプ及びＢＢアンプの両端に接
続する構成とすることにより、ＢＢアンプの分、Ｋｄの
ゲイン変化分をより大きくとることができ、ＳＮ比の改
善効果もより大きくすることができる。
【００２１】
【実施例】本発明の特徴は、ＰＬＬ回路の部分を構成す
るＤＣアンプに抵抗可変部を帰還回路として並列に接続
することによってＤＣアンプのゲインを可変とし、この
ＤＣアンプのゲインを調整することによって、ＦＭ復調
器のループの自然周波数を調整し、ＳＮ比特性を改善す
るものである。また、抵抗可変部の接続をＤＣアンプの
みではなく、後段のＢＢアンプまで取り込むことによっ
てゲイン変化分をより大きく取ることができＳＮ比改善
効果をより大きくできるものである。
るＤＣアンプに抵抗可変部を帰還回路として並列に接続
することによってＤＣアンプのゲインを可変とし、この
ＤＣアンプのゲインを調整することによって、ＦＭ復調
器のループの自然周波数を調整し、ＳＮ比特性を改善す
るものである。また、抵抗可変部の接続をＤＣアンプの
みではなく、後段のＢＢアンプまで取り込むことによっ
てゲイン変化分をより大きく取ることができＳＮ比改善
効果をより大きくできるものである。
【００２２】以下、本発明の一実施例について、図１乃
至図４を参照して詳細に説明する。図１は本実施例によ
るＦＭ復調器のブロック回路図、図２は図１の具体的回
路図、図３は本実施例によるＣＮ比対ＳＮ比の特性図、
図４は本実施例による外部制御電圧対スタティックスレ
ショールド改善度の特性図である。
至図４を参照して詳細に説明する。図１は本実施例によ
るＦＭ復調器のブロック回路図、図２は図１の具体的回
路図、図３は本実施例によるＣＮ比対ＳＮ比の特性図、
図４は本実施例による外部制御電圧対スタティックスレ
ショールド改善度の特性図である。
【００２３】図１に示すＦＭ復調器のブロック回路図
は、ＤＣアンプへのバイアス回路を除き、図８に示す従
来例と同一である。図８と同一機能部分には同一記号を
付している。図１に示すように、ＦＭ変調信号は入力端
子ＴINに入力され、次いで、位相比較器２０、ループフ
ィルター２１、ＤＣアンプ２２、ＢＢアンプ２３を経
て、復調出力信号が出力端子ＴOUTより取り出される。
ＤＣアンプ２２の出力はＶＣＯ（電圧制御発振器）２４
を経て位相比較器２０に帰還される。以上のようにして
ＰＬＬ回路が構成されている。そして、本実施例におい
ては、ＤＣアンプ２２の両端に抵抗値可変回路１を設け
ている。そして、この抵抗値可変回路１の抵抗値を変化
させるための電圧入力端子ＶINが設けられている。
は、ＤＣアンプへのバイアス回路を除き、図８に示す従
来例と同一である。図８と同一機能部分には同一記号を
付している。図１に示すように、ＦＭ変調信号は入力端
子ＴINに入力され、次いで、位相比較器２０、ループフ
ィルター２１、ＤＣアンプ２２、ＢＢアンプ２３を経
て、復調出力信号が出力端子ＴOUTより取り出される。
ＤＣアンプ２２の出力はＶＣＯ（電圧制御発振器）２４
を経て位相比較器２０に帰還される。以上のようにして
ＰＬＬ回路が構成されている。そして、本実施例におい
ては、ＤＣアンプ２２の両端に抵抗値可変回路１を設け
ている。そして、この抵抗値可変回路１の抵抗値を変化
させるための電圧入力端子ＶINが設けられている。
【００２４】また、上記抵抗値可変回路１は、図２に示
すようにＤＣアンプ２２の両端に対して、直列接続され
た抵抗値可変素子としてのピンダイオード１１及び補正
抵抗１２を、コンデンサー１３、１４を介して帰還回路
となるように並列接続している。ここで、補正抵抗１２
とコンデンサー１４の接続点は抵抗１５を介して接地さ
れている。また、ピンダイオード１１のアノードとコン
デンサー１３の接続点は抵抗１６を介して電圧入力端子
ＶINに接続されている。
すようにＤＣアンプ２２の両端に対して、直列接続され
た抵抗値可変素子としてのピンダイオード１１及び補正
抵抗１２を、コンデンサー１３、１４を介して帰還回路
となるように並列接続している。ここで、補正抵抗１２
とコンデンサー１４の接続点は抵抗１５を介して接地さ
れている。また、ピンダイオード１１のアノードとコン
デンサー１３の接続点は抵抗１６を介して電圧入力端子
ＶINに接続されている。
【００２５】以上のような回路構成において、ピンダイ
オード１１をＤＣアンプ２２に対して並列接続している
のは、ピンダイオードの特性、即ち、ピンダイオードの
順抵抗成分が電流値によって変化する（電流が１０ｍＡ
流れるとき→数Ω、電流が流れないとき→数ＫΩ）とい
う特性を利用するためである。ピンダイオードは電流値
を大きくすると抵抗値が小さくなる。つまり、この回路
構成では電圧入力端子ＶINに入力する電圧値を大きくす
ると抵抗値が小さくなる。このように、電圧入力端子Ｖ
INへ入力する電圧値を大きくすることによりピンダイオ
ード１１の抵抗値を小さくでき、結果としてＤＣアンプ
２２のゲインを小さくできる。以上のようにＤＣアンプ
２２のゲインを調整することによって、ＦＭ復調器のル
ープゲインも調整でき、最終的にスレショールドノイズ
の改善を図れるが、この理由を以下に示す。
オード１１をＤＣアンプ２２に対して並列接続している
のは、ピンダイオードの特性、即ち、ピンダイオードの
順抵抗成分が電流値によって変化する（電流が１０ｍＡ
流れるとき→数Ω、電流が流れないとき→数ＫΩ）とい
う特性を利用するためである。ピンダイオードは電流値
を大きくすると抵抗値が小さくなる。つまり、この回路
構成では電圧入力端子ＶINに入力する電圧値を大きくす
ると抵抗値が小さくなる。このように、電圧入力端子Ｖ
INへ入力する電圧値を大きくすることによりピンダイオ
ード１１の抵抗値を小さくでき、結果としてＤＣアンプ
２２のゲインを小さくできる。以上のようにＤＣアンプ
２２のゲインを調整することによって、ＦＭ復調器のル
ープゲインも調整でき、最終的にスレショールドノイズ
の改善を図れるが、この理由を以下に示す。
【００２６】本実施例のようにゲイン調整機能を持たな
い回路構成においては、 Ｋψ：位相比較器２０のゲイン Ｋｖ：ＶＣＯ２４のゲイン Ｋｄ：ＤＣアンプ２２のゲイン とすると、ＦＭ調整器全体としてのループゲインＫは主
に、 Ｋ＝Ｋψ・Ｋｖ・Ｋｄ ・・・（１） で表される。
い回路構成においては、 Ｋψ：位相比較器２０のゲイン Ｋｖ：ＶＣＯ２４のゲイン Ｋｄ：ＤＣアンプ２２のゲイン とすると、ＦＭ調整器全体としてのループゲインＫは主
に、 Ｋ＝Ｋψ・Ｋｖ・Ｋｄ ・・・（１） で表される。
【００２７】また、ループフィルター２１としては、例
えば図７に示すような回路構成のラグリードフィルタが
使用される。ここで、Ｒ１，Ｒ２は抵抗、Ｃ１はコンデ
ンサーである。
えば図７に示すような回路構成のラグリードフィルタが
使用される。ここで、Ｒ１，Ｒ２は抵抗、Ｃ１はコンデ
ンサーである。
【００２８】ここで、時定数Ｔ1、Ｔ2をそれぞれ Ｔ1＝Ｒ１・Ｃ、Ｔ2＝Ｒ２・Ｃ ・・・（２） とすると ループの自然周波数ωｎは ωｎ＝｛Ｋ／（Ｔ1＋Ｔ2）｝1/2 ・・・（３） で表される。
【００２９】この自然周波数ωｎはＦＭ復調器の特性を
決定する大きな要因であり、これを小さくすることによ
ってスレショールドノイズの低減を図れる。
決定する大きな要因であり、これを小さくすることによ
ってスレショールドノイズの低減を図れる。
【００３０】この（３）式において、Ｔ1、Ｔ2は（２）
式から明らかなように部品が固定されている以上、一定
の値となるため、ωｎを調整するにはＫの値を調整すれ
ばよい。ここで、Ｋの値は（１）式に示されるものであ
り、従って、ＤＣアンプのゲインＫｄを調整することに
よって、自然周波数ωｎを調整できる。
式から明らかなように部品が固定されている以上、一定
の値となるため、ωｎを調整するにはＫの値を調整すれ
ばよい。ここで、Ｋの値は（１）式に示されるものであ
り、従って、ＤＣアンプのゲインＫｄを調整することに
よって、自然周波数ωｎを調整できる。
【００３１】つまり、入力信号のＣＮ比の劣化した場合
に、外部制御電圧によりＤＣアンプのゲインＫｄを下げ
ることによりループゲインＫを小さくでき、自然周波数
ωｎも小さくなり、この結果ノイズ成分を多く含んだ高
周波成分が落とされることになりスレショールドノイズ
を低減できＳＮ比を改善できる。なお、抵抗値可変回路
の各部品は例えば下記のようなものを使用する。
に、外部制御電圧によりＤＣアンプのゲインＫｄを下げ
ることによりループゲインＫを小さくでき、自然周波数
ωｎも小さくなり、この結果ノイズ成分を多く含んだ高
周波成分が落とされることになりスレショールドノイズ
を低減できＳＮ比を改善できる。なお、抵抗値可変回路
の各部品は例えば下記のようなものを使用する。
【００３２】抵抗Ｒ１２；１００Ω コンデンサーＣ１３、Ｃ１４；０．１μＦ 抵抗Ｒ１５；１ＫΩ 次に、本実施例によってＳＮ比の向上が図れたことを、
図３によって示す。
図３によって示す。
【００３３】図３に示す特性は、図９と同一の特性につ
いての改善例を示したものである。即ち、横軸がＣＮ
比、縦軸がＳＮ比であり、図中、Ａ線がＣＮ比対ＳＮ比
の理想的な特性ライン、Ｃ線はＦＭ復調器のスタティッ
ク スレショールド（Ｓｔａｔｉｃ ｔｈｒｅｓｈｏｌ
ｄ）値を得るためのラインで、Ａ線よりも１ｄＢ低下さ
せたラインである。そして、Ｄ線が本実施例によって得
られた特性を示すラインである。
いての改善例を示したものである。即ち、横軸がＣＮ
比、縦軸がＳＮ比であり、図中、Ａ線がＣＮ比対ＳＮ比
の理想的な特性ライン、Ｃ線はＦＭ復調器のスタティッ
ク スレショールド（Ｓｔａｔｉｃ ｔｈｒｅｓｈｏｌ
ｄ）値を得るためのラインで、Ａ線よりも１ｄＢ低下さ
せたラインである。そして、Ｄ線が本実施例によって得
られた特性を示すラインである。
【００３４】図３に示す例では、図１（図２）の制御電
圧端子ＶINに入力する電圧値を５Ｖとしている。本実施
例の場合、図３のＤ線より明らかなように、ＣＮ比が低
い領域であっても、理想的な特性ラインであるＡ線に近
似した特性が得られていることがわかる。スタティック
スレショールド値、即ち、ＣラインとＤラインの交差
点であるＰ２点のＣＮ比の値についても、図９に示した
従来例の５．８ｄＢに比較して、３．２ｄＢと改善され
ている。言い換えると、５．８ｄＢ−３．２ｄＢ＝２．
６ｄＢの改善度が図られたとも言える。
圧端子ＶINに入力する電圧値を５Ｖとしている。本実施
例の場合、図３のＤ線より明らかなように、ＣＮ比が低
い領域であっても、理想的な特性ラインであるＡ線に近
似した特性が得られていることがわかる。スタティック
スレショールド値、即ち、ＣラインとＤラインの交差
点であるＰ２点のＣＮ比の値についても、図９に示した
従来例の５．８ｄＢに比較して、３．２ｄＢと改善され
ている。言い換えると、５．８ｄＢ−３．２ｄＢ＝２．
６ｄＢの改善度が図られたとも言える。
【００３５】図４はこの改善度を示した図である。横軸
に制御電圧端子ＶINに入力する電圧値を、また、縦軸に
は従来例と比較してどの程度ＳＮ比が改善されたかを示
す改善度を示している。図３の例と対比すると、図４の
横軸５Ｖに対応する改善度は２．６ｄＢとなっており、
上記図３のデータ（２．６ｄＢ）を確認できる。
に制御電圧端子ＶINに入力する電圧値を、また、縦軸に
は従来例と比較してどの程度ＳＮ比が改善されたかを示
す改善度を示している。図３の例と対比すると、図４の
横軸５Ｖに対応する改善度は２．６ｄＢとなっており、
上記図３のデータ（２．６ｄＢ）を確認できる。
【００３６】また、図４からわかるように、制御電圧端
子ＶINに入力する電圧値を約２Ｖ以上とすると、改善度
がより向上することがわかる。
子ＶINに入力する電圧値を約２Ｖ以上とすると、改善度
がより向上することがわかる。
【００３７】なお、ここでは制御電圧端子ＶINに入力す
る電圧値を０〜５Ｖの範囲としているが、必要に応じて
５Ｖを越えるようにしてもよい。
る電圧値を０〜５Ｖの範囲としているが、必要に応じて
５Ｖを越えるようにしてもよい。
【００３８】ところで、以上のように、外部制御電圧を
印加するのは入力信号のＣＮ比の劣化した場合としてい
る。ＣＮ比の良好な場合に高周波成分を落とすことは、
最大周波数偏位付近での信号成分を欠落させることにな
り、トランケーションノイズの発生につながり画質の劣
化を招く。従って、ＣＮ比の低い地域でのみ、或はＣＮ
比が低下した場合にのみ、外部制御電圧を印加するよう
にするのが望ましい。このＣＮ比が劣化した場合を検知
し外部制御電圧を印加するには、一例として、画面を見
ている人が、画質に応じてリモコン等により外部制御電
圧を制御するようにする方法や、信号入力端子ＴINでＣ
Ｎ比を検知しこの低下に応じて自動的に外部制御電圧を
制御するようにする方法等が考えられる。
印加するのは入力信号のＣＮ比の劣化した場合としてい
る。ＣＮ比の良好な場合に高周波成分を落とすことは、
最大周波数偏位付近での信号成分を欠落させることにな
り、トランケーションノイズの発生につながり画質の劣
化を招く。従って、ＣＮ比の低い地域でのみ、或はＣＮ
比が低下した場合にのみ、外部制御電圧を印加するよう
にするのが望ましい。このＣＮ比が劣化した場合を検知
し外部制御電圧を印加するには、一例として、画面を見
ている人が、画質に応じてリモコン等により外部制御電
圧を制御するようにする方法や、信号入力端子ＴINでＣ
Ｎ比を検知しこの低下に応じて自動的に外部制御電圧を
制御するようにする方法等が考えられる。
【００３９】また、ＣＮ比が低い際、一律に外部制御電
圧を最大値（本実施例の場合では５Ｖ）に設定した方が
良いとは限らない。これは以下のような理由による。
圧を最大値（本実施例の場合では５Ｖ）に設定した方が
良いとは限らない。これは以下のような理由による。
【００４０】つまり、画質に影響を与えるノイズとして
はスレショールドノイズの他に、トランケーションノイ
ズが同時に発生しており、この両ノイズは互いに相反す
る特性を有し、一方のノイズが多い時には他方のノイズ
が少なくなるという傾向がある。従って、スレショール
ドノイズを低下できても他方トランケーションノイズが
大きくなるという問題も抱えている。それでもなお、ス
レショールドノイズの低下をより重視した方が良いの
は、画像が動画の場合にはトランケーションノイズより
もスレショールドノイズの方が画質に顕著な影響を与え
るためである。従って、通常、動画がほとんどである画
面にあっては多少のトランケーションノイズの増加があ
ったとしてもスレショールドノイズの低下を図る方が良
い。
はスレショールドノイズの他に、トランケーションノイ
ズが同時に発生しており、この両ノイズは互いに相反す
る特性を有し、一方のノイズが多い時には他方のノイズ
が少なくなるという傾向がある。従って、スレショール
ドノイズを低下できても他方トランケーションノイズが
大きくなるという問題も抱えている。それでもなお、ス
レショールドノイズの低下をより重視した方が良いの
は、画像が動画の場合にはトランケーションノイズより
もスレショールドノイズの方が画質に顕著な影響を与え
るためである。従って、通常、動画がほとんどである画
面にあっては多少のトランケーションノイズの増加があ
ったとしてもスレショールドノイズの低下を図る方が良
い。
【００４１】ただし、トランケーションノイズが極めて
増加する場合には、多少の微調整が必要になると考えら
れ、このために、本発明においては外部制御電圧による
調整が可能となるような構成としている。
増加する場合には、多少の微調整が必要になると考えら
れ、このために、本発明においては外部制御電圧による
調整が可能となるような構成としている。
【００４２】図５および図６は、本発明の他の実施例に
よるＦＭ復調器のブロック回路図及びその具体的な回路
図である。ここでは、図１および図２と異なる点につい
てのみ説明する。図５及び図６の特徴は、抵抗値可変回
路１をＤＣアンプ２２のみに対して設けるのではなく、
ＤＣアンプ２２及びＢＢアンプ２３の両方に対して設け
た点にある。このようにＢＢアンプ２３をも取り込んだ
回路構成とすることによって、Ｋｄのゲイン変化分をＤ
Ｃアンプ２２単体に対するときよりも大きくとることが
できる。この結果、ループゲインＫもより小さくするこ
とができ、ＳＮ比の改善効果も図１及び図２の回路に比
較して、より大きくなる。
よるＦＭ復調器のブロック回路図及びその具体的な回路
図である。ここでは、図１および図２と異なる点につい
てのみ説明する。図５及び図６の特徴は、抵抗値可変回
路１をＤＣアンプ２２のみに対して設けるのではなく、
ＤＣアンプ２２及びＢＢアンプ２３の両方に対して設け
た点にある。このようにＢＢアンプ２３をも取り込んだ
回路構成とすることによって、Ｋｄのゲイン変化分をＤ
Ｃアンプ２２単体に対するときよりも大きくとることが
できる。この結果、ループゲインＫもより小さくするこ
とができ、ＳＮ比の改善効果も図１及び図２の回路に比
較して、より大きくなる。
【００４３】本実施例によって、よりＳＮ比の向上が図
れたことを図７によって示す。図７に示す特性は、図３
と同一の特性についての改善例を示したものである。こ
の場合のスタティック スレショールド値、即ち、Ｃラ
インとＥラインの交差点であるＰ３点のＣＮ比の値は
１．８ｄＢであり、図１に示した実施例の３．２ｄＢに
比較して、さらに改善されている。図９に示す従来例に
比較すると、５．８ｄＢ−１．８ｄＢ＝４．０ｄＢの改
善を図れたと言える。
れたことを図７によって示す。図７に示す特性は、図３
と同一の特性についての改善例を示したものである。こ
の場合のスタティック スレショールド値、即ち、Ｃラ
インとＥラインの交差点であるＰ３点のＣＮ比の値は
１．８ｄＢであり、図１に示した実施例の３．２ｄＢに
比較して、さらに改善されている。図９に示す従来例に
比較すると、５．８ｄＢ−１．８ｄＢ＝４．０ｄＢの改
善を図れたと言える。
【００４４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
従来のＦＭ調整器に比較的簡単な回路を付加するのみ
で、ＦＭ調整器内のＤＣアンプのゲイン、従ってＦＭ調
整器のループの自然周波数を任意に調整できＳＮ比の良
好な画質を得ることができる。
従来のＦＭ調整器に比較的簡単な回路を付加するのみ
で、ＦＭ調整器内のＤＣアンプのゲイン、従ってＦＭ調
整器のループの自然周波数を任意に調整できＳＮ比の良
好な画質を得ることができる。
【００４５】特に、入力信号のＣＮ比が低い地域、ある
いは低くなる状況にあっても、容易にスレショールドノ
イズを低減できＳＮ比を向上できる。
いは低くなる状況にあっても、容易にスレショールドノ
イズを低減できＳＮ比を向上できる。
【図１】本発明の一実施例によるＦＭ調整器のブロック
回路図である。
回路図である。
【図２】本発明の一実施例によるＦＭ調整器の回路図で
ある。
ある。
【図３】図２のＦＭ調整器のＣＮ比対ＳＮ比による特性
図である。
図である。
【図４】図２のＦＭ調整器の外部入力電圧対ＳＮ比を示
す特性図である。
す特性図である。
【図５】本発明の他の実施例によるＦＭ調整器のブロッ
ク回路図である。
ク回路図である。
【図６】本発明の他の実施例によるＦＭ調整器の回路図
である。
である。
【図７】本発明の他の実施例によるＦＭ調整器のＣＮ比
対ＳＮ比の特性図である。
対ＳＮ比の特性図である。
【図８】従来例によるＦＭ調整器のブロック回路図であ
る。
る。
【図９】従来例によるＦＭ調整器のＣＮ比対ＳＮ比の特
性図である。
性図である。
【図１０】ＦＭ調整器に使用されるループフィルターの
回路図である。
回路図である。
１ 抵抗値可変回路 １１ ピンダイオード ２０ 位相比較器 ２１ ループフィルター ２２ ＤＣアンプ ２３ ＢＢアンプ ２４ 電圧制御型発振器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｎ 7/20
Claims (3)
- 【請求項１】 ＦＭ変調された入力信号を、位相比較器
において電圧制御型発振器の周波数出力信号と比較し、
この比較により得られた位相比較出力信号をループフィ
ルタを通過させ、さらにＤＣアンプ及びＢＢアンプを介
して復調信号を取り出すＰＬＬ回路構成を有するＦＭ復
調器において、 前記ＤＣアンプに対して、外部からの制御電圧によって
抵抗値が変化する抵抗値可変回路を帰還回路として接続
してなることを特徴とするＦＭ復調器。 - 【請求項２】 ＦＭ変調された入力信号を、位相比較器
において電圧制御型発振器の周波数出力信号と比較し、
この比較により得られた位相比較出力信号をループフィ
ルタを通過させ、さらにＤＣアンプ及びＢＢアンプを介
して復調信号を取り出すＰＬＬ回路構成を有するＦＭ復
調器において、 前記ＤＣアンプ及びＢＢアンプに対して、外部からの制
御電圧によって抵抗値が変化する抵抗値可変回路を帰還
回路として接続してなることを特徴とするＦＭ復調器。 - 【請求項３】 請求項１または２のいづれかに記載のＦ
Ｍ復調器において、前記抵抗値可変回路の抵抗可変素子
としてピンダイオードを用いてなることを特徴とするＦ
Ｍ復調器。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7133829A JPH08186448A (ja) | 1994-10-31 | 1995-05-31 | Ｆｍ復調器 |
| KR1019950039472A KR0168480B1 (ko) | 1994-10-31 | 1995-10-30 | 위성방송수신을 위한 fm 복조기 |
| FI955174A FI113109B (fi) | 1994-10-31 | 1995-10-30 | FM-demodulaattori satelliittilähetyksen vastaanottamiseen |
| SG1995001681A SG45123A1 (en) | 1994-10-31 | 1995-10-30 | Fm demodulator for reception of satellite broadcasting |
| EP95307766A EP0709955B1 (en) | 1994-10-31 | 1995-10-31 | FM demodulator for reception of satellite broadcasting |
| US08/550,677 US5625319A (en) | 1994-10-31 | 1995-10-31 | FM demodulator for reception of satellite broadcasting |
| DE69524921T DE69524921T2 (de) | 1994-10-31 | 1995-10-31 | FM-Demodulator für den Empfang von Satellitenrundfunk |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6-266857 | 1994-10-31 | ||
| JP26685794 | 1994-10-31 | ||
| JP7133829A JPH08186448A (ja) | 1994-10-31 | 1995-05-31 | Ｆｍ復調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08186448A true JPH08186448A (ja) | 1996-07-16 |
Family
ID=26468081
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7133829A Pending JPH08186448A (ja) | 1994-10-31 | 1995-05-31 | Ｆｍ復調器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5625319A (ja) |
| EP (1) | EP0709955B1 (ja) |
| JP (1) | JPH08186448A (ja) |
| KR (1) | KR0168480B1 (ja) |
| DE (1) | DE69524921T2 (ja) |
| FI (1) | FI113109B (ja) |
| SG (1) | SG45123A1 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10242848A (ja) * | 1997-02-27 | 1998-09-11 | Nec Corp | 半導体集積回路 |
| US20060141963A1 (en) * | 2004-12-28 | 2006-06-29 | Adrian Maxim | Method and apparatus to reduce the jitter in wideband PLL frequency synthesizers using noise attenuation |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4031483A (en) * | 1976-01-15 | 1977-06-21 | Sperry Rand Corporation | Limiter circuit for servosystems |
| JPS57171808A (en) * | 1981-04-15 | 1982-10-22 | Mitsubishi Electric Corp | Fm demodulating circuit |
| JPS586629A (ja) * | 1981-06-26 | 1983-01-14 | ラリ−・エ−・シヨツツ | 無線周波数信号受信機 |
| FR2564663B1 (fr) * | 1984-05-15 | 1986-09-19 | Radiotechnique | Demodulateur de frequence a largeur de bande ajustable |
| JPH0681065B2 (ja) * | 1984-06-25 | 1994-10-12 | ソニー株式会社 | Ｆｍ受信機 |
| JPS6339291A (ja) * | 1986-08-04 | 1988-02-19 | Sony Corp | 衛星放送受信機 |
| JPH0820910B2 (ja) * | 1988-10-31 | 1996-03-04 | 松下電器産業株式会社 | 圧電素子応用センサ |
-
1995
- 1995-05-31 JP JP7133829A patent/JPH08186448A/ja active Pending
- 1995-10-30 KR KR1019950039472A patent/KR0168480B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1995-10-30 FI FI955174A patent/FI113109B/fi active
- 1995-10-30 SG SG1995001681A patent/SG45123A1/en unknown
- 1995-10-31 EP EP95307766A patent/EP0709955B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-10-31 DE DE69524921T patent/DE69524921T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1995-10-31 US US08/550,677 patent/US5625319A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FI955174A (fi) | 1996-05-01 |
| KR0168480B1 (ko) | 1999-03-20 |
| EP0709955A2 (en) | 1996-05-01 |
| FI955174A0 (fi) | 1995-10-30 |
| FI113109B (fi) | 2004-02-27 |
| KR960016179A (ko) | 1996-05-22 |
| DE69524921T2 (de) | 2002-08-29 |
| EP0709955A3 (en) | 1996-10-09 |
| EP0709955B1 (en) | 2002-01-09 |
| DE69524921D1 (de) | 2002-02-14 |
| SG45123A1 (en) | 1998-01-16 |
| US5625319A (en) | 1997-04-29 |
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