JPS6027207A - 周波数変調信号の復調方式 - Google Patents
周波数変調信号の復調方式Info
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- JPS6027207A JPS6027207A JP13498283A JP13498283A JPS6027207A JP S6027207 A JPS6027207 A JP S6027207A JP 13498283 A JP13498283 A JP 13498283A JP 13498283 A JP13498283 A JP 13498283A JP S6027207 A JPS6027207 A JP S6027207A
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- Japan
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- signal
- frequency
- variable
- bandwidth
- phase shifter
- Prior art date
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
- H03D3/005—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling a bandpass filter
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
背景技術
本発明は、簡易で実現容易な構成で低受信Ｃ／Ｎ（キャ
リア電力対雑音”電力比）におけるスレッシュホーＩレ
ド特注ヲ改善し、広帯域なＴＶ−［Ｉ％ｔ（テレビジョ
ン周波数変調）信号波等の復調信号の雑音特性を改善す
る高感度の）゛へ１信号復調方式従来から、周波数変調
された信号全復調する最も簡便な方法として周波数ディ
スクリミネータによる周波数復調方式がよく用いられて
いる。この場合のＦＭ変調された人力信号のＣ／Ｎ に
対するＦＭ復調された復調信号のＳ／Ｎ （信号対雑音
比）は、８／Ｎ＝０／Ｎ−ＦＩ （Ｆ Ｉ ；定数）と
表わされ、Ｓ／Ｎ はＣ／Ｈに比例する。一方、このＣ
／Ｎは復調時の雑音および信号の帯域幅全制限するため
に用いられる帯域通過ｐ波器の帯域幅Ｂで決定される。
リア電力対雑音”電力比）におけるスレッシュホーＩレ
ド特注ヲ改善し、広帯域なＴＶ−［Ｉ％ｔ（テレビジョ
ン周波数変調）信号波等の復調信号の雑音特性を改善す
る高感度の）゛へ１信号復調方式従来から、周波数変調
された信号全復調する最も簡便な方法として周波数ディ
スクリミネータによる周波数復調方式がよく用いられて
いる。この場合のＦＭ変調された人力信号のＣ／Ｎ に
対するＦＭ復調された復調信号のＳ／Ｎ （信号対雑音
比）は、８／Ｎ＝０／Ｎ−ＦＩ （Ｆ Ｉ ；定数）と
表わされ、Ｓ／Ｎ はＣ／Ｈに比例する。一方、このＣ
／Ｎは復調時の雑音および信号の帯域幅全制限するため
に用いられる帯域通過ｐ波器の帯域幅Ｂで決定される。
通常この方式によれば、Ｃ／Ｎ＝１０ｄＢ程度まで前記
の関係が保持され、七′れ以下のＣ／べにおいて８／Ｎ
は急激に変化する。この点がスレッシュホールド点で
ある。帯域幅Ｂは一般に最高変調周波数と周波数偏移で
決まるカーノン帯域幅に設定される。
の関係が保持され、七′れ以下のＣ／べにおいて８／Ｎ
は急激に変化する。この点がスレッシュホールド点で
ある。帯域幅Ｂは一般に最高変調周波数と周波数偏移で
決まるカーノン帯域幅に設定される。
一般にＴＶ＠号を伝送する通信、たとえば衛星通１訂に
おいては、しばしば信号の伝送にＦ Ｍ ｆ調方式が用
いらｉする。この場合、通信回線は、衛星の送信電力の
制限、衛星通信伝搬路の安定性、衛星の送信電力の安定
性および地上受信設備の経済性から、受Ｇａに際する動
作点はスレッシュホールド付近に設定される点が多い。
おいては、しばしば信号の伝送にＦ Ｍ ｆ調方式が用
いらｉする。この場合、通信回線は、衛星の送信電力の
制限、衛星通信伝搬路の安定性、衛星の送信電力の安定
性および地上受信設備の経済性から、受Ｇａに際する動
作点はスレッシュホールド付近に設定される点が多い。
そのため、時には環境状況の変動で受信入力が減少し、
受信点はスレツＶ ：ｘ−ホー ルｌ’ ｄ Ｔ’の状
態とな、９、ＴＶモニタ上の復調画はＦＭ伝送特有のイ
ンパフレス雑音により著しく乱さｎｌさらに復調画の得
られない状態にまで至る。
受信点はスレツＶ ：ｘ−ホー ルｌ’ ｄ Ｔ’の状
態とな、９、ＴＶモニタ上の復調画はＦＭ伝送特有のイ
ンパフレス雑音により著しく乱さｎｌさらに復調画の得
られない状態にまで至る。
したがって衛星受信に際して簡単な方法で、このインパ
フレス雑音の改善を行なうことはＴＶ復調画質の改善ひ
いては受信設備の経済性において非常に重要な問題とさ
れる。特に放送衛星受信等の簡易衛星受信装置において
は、簡単な構成によるスレッシュホールド特性の改善方
法が）柩めて重四な課萌とさルている。
フレス雑音の改善を行なうことはＴＶ復調画質の改善ひ
いては受信設備の経済性において非常に重要な問題とさ
れる。特に放送衛星受信等の簡易衛星受信装置において
は、簡単な構成によるスレッシュホールド特性の改善方
法が）柩めて重四な課萌とさルている。
スレッシュホールド特性全改善するーツの方式として本
発明とも関連のあるＦＭ帰還によるものがある。
発明とも関連のあるＦＭ帰還によるものがある。
第１図はＦＭ帰還復調方式のＧ７ｆ或を示す。
入力端子Ｉからはｌ′Ｍ信号が入力さル、周波数変換器
２によって周波数父換され、帯域１１１１過Ｐ波器３を
経て増幅器リミッタを含む周波数ディスクリミネータ４
に与えられ、出力端子８からはＦ Ｍ復調電ｅ信号が導
出される。周波数ディスクリミネータ４からの出力は、
低域ｉ用過戸波器５を介して帰還増幅器２含む位相器６
に与えられる。この位相器６からの出力は、可変周波数
発信器７に与えられ、その出力は周波数変換器に与えら
れる。
２によって周波数父換され、帯域１１１１過Ｐ波器３を
経て増幅器リミッタを含む周波数ディスクリミネータ４
に与えられ、出力端子８からはＦ Ｍ復調電ｅ信号が導
出される。周波数ディスクリミネータ４からの出力は、
低域ｉ用過戸波器５を介して帰還増幅器２含む位相器６
に与えられる。この位相器６からの出力は、可変周波数
発信器７に与えられ、その出力は周波数変換器に与えら
れる。
ＦΔ丁倍信号入力端子１より周波数変換器２で変換され
たのち、帯域通過許波器３を通シ、ディスクリミネータ
４によ９周波数検波される。ディスクリミネータ４によ
り復調されたベースバンド信号の一部は低域通過ＰＩＢ
１．器５、増幅器金倉む位相器６などを通り、可変周波
数発振器７に印加され、発振周波数を１ｂ（］御する。
たのち、帯域通過許波器３を通シ、ディスクリミネータ
４によ９周波数検波される。ディスクリミネータ４によ
り復調されたベースバンド信号の一部は低域通過ＰＩＢ
１．器５、増幅器金倉む位相器６などを通り、可変周波
数発振器７に印加され、発振周波数を１ｂ（］御する。
低域１ｍ過戸波器５、位相８ｇ６などよジなるベースバ
ンド帰還回路を開放すｎば、この回路構成は通常のディ
スクリミネータ４のみによる周波数復調方式と同じであ
り、この場合帯域通過Ｐ波器３の帯域幅Ｂは前述のよう
にｒΔ■（３号の最高変調周波数と周波数偏移で決する
カーノン帯域幅を必要とする。
ンド帰還回路を開放すｎば、この回路構成は通常のディ
スクリミネータ４のみによる周波数復調方式と同じであ
り、この場合帯域通過Ｐ波器３の帯域幅Ｂは前述のよう
にｒΔ■（３号の最高変調周波数と周波数偏移で決する
カーノン帯域幅を必要とする。
第１図のＦ Ｍ帰遍復調回路において入力端子１より入
るＦＭ信号の瞬時周波数変化に対応し、可変周波数発振
器７の発振周波数が制御さ６１周波数変換器２の出力信
号の周波数偏移が入力信号のそれに比べて圧縮される方
向に作用するならば、復調に要するカーノン帯域幅すな
わち帯域通過ｐ波器３の帯域幅はより狭くすることがで
きる。すなわち帰Ｒｋ施さない場合に比べてディスクリ
ミネータ４に至るＦＭ信号のＵ／Ｎ が改善されるため
、スレッシュホー７レド特性が改善される。
るＦＭ信号の瞬時周波数変化に対応し、可変周波数発振
器７の発振周波数が制御さ６１周波数変換器２の出力信
号の周波数偏移が入力信号のそれに比べて圧縮される方
向に作用するならば、復調に要するカーノン帯域幅すな
わち帯域通過ｐ波器３の帯域幅はより狭くすることがで
きる。すなわち帰Ｒｋ施さない場合に比べてディスクリ
ミネータ４に至るＦＭ信号のＵ／Ｎ が改善されるため
、スレッシュホー７レド特性が改善される。
ところで周知のように本発明に係わるＴＶ（カラー映像
）信号は輝度信号とカラーサブキャリア成分から１戊９
、そのベースバンドｆ言号はいわゆるＮＴＳＣ方式の場
合４．２ Ｍｌ（ｚ にまでおよぶ非常に広帯域な信号
である。また映像信号は、伝送する画像（′６！ｉ写体
）の種類により、ベースバンド信号の周ｅ数スペクトラ
ムの大きさが著しく変化する。特に画像の色のａさく飽
和度）により、カラーサブギヤリア成分の穏幅は大幅に
変化する。このようなＴＶ信号特仔の性質により、従来
の第１図の方式でＦＭ復調するには数々の困難な開用が
生じる。
）信号は輝度信号とカラーサブキャリア成分から１戊９
、そのベースバンドｆ言号はいわゆるＮＴＳＣ方式の場
合４．２ Ｍｌ（ｚ にまでおよぶ非常に広帯域な信号
である。また映像信号は、伝送する画像（′６！ｉ写体
）の種類により、ベースバンド信号の周ｅ数スペクトラ
ムの大きさが著しく変化する。特に画像の色のａさく飽
和度）により、カラーサブギヤリア成分の穏幅は大幅に
変化する。このようなＴＶ信号特仔の性質により、従来
の第１図の方式でＦＭ復調するには数々の困難な開用が
生じる。
このようなベースバンド信号の広帯域性により、ディス
クリミネータ４の復調信号成分ｋ ｆｆｆ相、振幅面に
おいて低域通過Ｐ波器５、増幅器や移調器６、可変周波
数発振器７との接続回路、曲の付属回路から成る帰還回
路全通して安定かつ忠実に可変周波数発振器７に与え、
可変周波数発振器７の発振周波数を入力ＦＭ＠号の周波
数変化と定められた関係で変化されることは非常に困難
な問題である。
クリミネータ４の復調信号成分ｋ ｆｆｆ相、振幅面に
おいて低域通過Ｐ波器５、増幅器や移調器６、可変周波
数発振器７との接続回路、曲の付属回路から成る帰還回
路全通して安定かつ忠実に可変周波数発振器７に与え、
可変周波数発振器７の発振周波数を入力ＦＭ＠号の周波
数変化と定められた関係で変化されることは非常に困難
な問題である。
特に、能動回路である可変周波数発振器７へＱベースバ
ンド広帯域信号の供給はその制御信号の忠実な印加のみ
ならず、回路溝成上、その安定性に難しい問題を含む。
ンド広帯域信号の供給はその制御信号の忠実な印加のみ
ならず、回路溝成上、その安定性に難しい問題を含む。
Ｆ Ｒ４洒号の周波数偏移の大きい変調周波数成分に対
して可変周波数発振器７の発振が正しく追従されないと
、周波数変換器２の出力信号は入力信号に比べてその周
波数偏移が大きくなシ、そｔ″Ｌ、らの■゛Δ■信号成
分は帯域通過Ｐ波器３により削除される。その結果、デ
ィスクリミネータ４に入る信号のＣ／Ｎ が減少し、ス
レッシュホールド以下の状態に落ち込むなどの逆効果を
生じる場合が多い。
して可変周波数発振器７の発振が正しく追従されないと
、周波数変換器２の出力信号は入力信号に比べてその周
波数偏移が大きくなシ、そｔ″Ｌ、らの■゛Δ■信号成
分は帯域通過Ｐ波器３により削除される。その結果、デ
ィスクリミネータ４に入る信号のＣ／Ｎ が減少し、ス
レッシュホールド以下の状態に落ち込むなどの逆効果を
生じる場合が多い。
目 的
本発明の目的は、このような問題点を解決し、エンファ
ンスを適用したカラーテレビジョン信号などに特有の性
質を利用し、ＴＶ（映像）で変調された周波数変調信号
の復調スレッシュホールド特性を改善する簡易な一方法
を提供することである。
ンスを適用したカラーテレビジョン信号などに特有の性
質を利用し、ＴＶ（映像）で変調された周波数変調信号
の復調スレッシュホールド特性を改善する簡易な一方法
を提供することである。
本発明を要約すると、可変移相器と帯域幅が変化する通
過型Ｆ波器音用い、これらを１ｍしディスクリミネータ
で復調された信号のうちカラーサブキャリア信叶成分を
可変移相器に帰還させ、入力ＦＭ信号のうちカラーキャ
リア変調周波数成分の周ｅ数偏移を圧縮する。そして入
力Ｃ／Ｎ で制御された帯域幅ｉｌｌ過型沖波器の狭帯
域特性によシ雑音を除去し、信号のＣ／Ｎ を改善した
上、ディスクリミネータに入力する。
過型Ｆ波器音用い、これらを１ｍしディスクリミネータ
で復調された信号のうちカラーサブキャリア信叶成分を
可変移相器に帰還させ、入力ＦＭ信号のうちカラーキャ
リア変調周波数成分の周ｅ数偏移を圧縮する。そして入
力Ｃ／Ｎ で制御された帯域幅ｉｌｌ過型沖波器の狭帯
域特性によシ雑音を除去し、信号のＣ／Ｎ を改善した
上、ディスクリミネータに入力する。
・好ましい実施例では、可変移相器と帯域幅可変通過型
Ｐ波器はそれぞれ分離することもできるが、また帯域幅
可変・可変移相器として一体化することもできる。
Ｐ波器はそれぞれ分離することもできるが、また帯域幅
可変・可変移相器として一体化することもできる。
この復調器で得られたＦＭ検波信号の周波数特性は、カ
ラーサブキャリア周波数成分の振幅が低下する。したが
って特別の伝送特性？持つ伝送特性補償回路を通して復
調信号を補償する。この復調動作では、入力Ｃ／Ｎ が
大きいとき帯域幅可変通過型ｐ波器の通過帯域幅は広く
とられ、０７Ｎが減少するに従って狭帯域化さ汗る。ま
た、カラーサブキャリア周波数成分Ｑ可変移相器への帰
還は常時性なうか、または高０７Ｎ においては停止さ
せる。さらには通常のＦＭ信号の復調に用いられるカー
ノン帯域幅に近い帯域幅を持つ固定の通過型Ｐ波器をこ
Ｃらの復調器の前段に用い、信号の高Ｃ／Ｎ 時におい
て帯域幅可変通過型Ｐ波器の帯域幅を固定のｐ波器のそ
れより十分広くシ、とのＣ／Ｎ においては固定ｄ過型
Ｐ波器の帯域幅で復調する。
ラーサブキャリア周波数成分の振幅が低下する。したが
って特別の伝送特性？持つ伝送特性補償回路を通して復
調信号を補償する。この復調動作では、入力Ｃ／Ｎ が
大きいとき帯域幅可変通過型ｐ波器の通過帯域幅は広く
とられ、０７Ｎが減少するに従って狭帯域化さ汗る。ま
た、カラーサブキャリア周波数成分Ｑ可変移相器への帰
還は常時性なうか、または高０７Ｎ においては停止さ
せる。さらには通常のＦＭ信号の復調に用いられるカー
ノン帯域幅に近い帯域幅を持つ固定の通過型Ｐ波器をこ
Ｃらの復調器の前段に用い、信号の高Ｃ／Ｎ 時におい
て帯域幅可変通過型Ｐ波器の帯域幅を固定のｐ波器のそ
れより十分広くシ、とのＣ／Ｎ においては固定ｄ過型
Ｐ波器の帯域幅で復調する。
エンファシス全適用した映像信号の特質について述べる
。カラー映像信号としては、輝度信号とカラー信号から
成り、ＮＴＳＣの場合的４．２ ＭＨｚまでの周波数成
分を含んでいる。そのうち主に輝度信号エネｌレギーの
多くは水平走査周波数（１５゜７５ｋＨｚ）の倍数の低
周波数領域に集中し、カラ一部分は３．５８ ＭＨｚ
近傍に集中している。この種の映像信号がたとえばＣＣ
ＩＲ・ＲＥＯ４０５−１で決められたプリエンファシス
回路の適用を受けると、信号の低域部分は約−Ｉ Ｑ
ｄＢの高域周波数成分に対しては約＋３ｄＢの電力の重
み付けが与えられる。映像信号として最も飽和度の高い
代表的なカラーパー信号を見ると、信号の最大振幅１４
０ Ｉ ＲＥに対して輝度信号の最大振幅７７ Ｉ Ｒ
Ｅ 、 ８．５８ Ｍｌ（ｚ のカラーサブキャリア成
′分の振幅は８８ＩｉｔＥとなっている。したがってこ
のｆａ号・金前記のプリエンファシス回路による重み付
けを行なうと、カラーサブキャリア成分の振幅は１２７
Ｉ几Ｅとな、り１１信号の最大振幅１４ ｇ Ｉ ＩＬ
Ｅに近い振幅となる。したがって）゛リエンファシスが
適用された映像信号で変調されたＦ Ｍ信号の瞬時周波
数偏移が最も大きく、狭帯域ｐ波器の適用に関し問題に
なるのは概してこのカラーサブキャリア成分によるもの
と看做してもよい。
。カラー映像信号としては、輝度信号とカラー信号から
成り、ＮＴＳＣの場合的４．２ ＭＨｚまでの周波数成
分を含んでいる。そのうち主に輝度信号エネｌレギーの
多くは水平走査周波数（１５゜７５ｋＨｚ）の倍数の低
周波数領域に集中し、カラ一部分は３．５８ ＭＨｚ
近傍に集中している。この種の映像信号がたとえばＣＣ
ＩＲ・ＲＥＯ４０５−１で決められたプリエンファシス
回路の適用を受けると、信号の低域部分は約−Ｉ Ｑ
ｄＢの高域周波数成分に対しては約＋３ｄＢの電力の重
み付けが与えられる。映像信号として最も飽和度の高い
代表的なカラーパー信号を見ると、信号の最大振幅１４
０ Ｉ ＲＥに対して輝度信号の最大振幅７７ Ｉ Ｒ
Ｅ 、 ８．５８ Ｍｌ（ｚ のカラーサブキャリア成
′分の振幅は８８ＩｉｔＥとなっている。したがってこ
のｆａ号・金前記のプリエンファシス回路による重み付
けを行なうと、カラーサブキャリア成分の振幅は１２７
Ｉ几Ｅとな、り１１信号の最大振幅１４ ｇ Ｉ ＩＬ
Ｅに近い振幅となる。したがって）゛リエンファシスが
適用された映像信号で変調されたＦ Ｍ信号の瞬時周波
数偏移が最も大きく、狭帯域ｐ波器の適用に関し問題に
なるのは概してこのカラーサブキャリア成分によるもの
と看做してもよい。
実施例
第２図は本発明の一つの考え方に従う構成全油す図であ
る。
る。
ＦＭ信号は入力端子１より入り、可変移相器９、帯域幅
可変通過型戸波器１０を通ったのち周波数ディスクリミ
ネータ４に入る。周波数ディスクリミネータ４の検波出
力は検波信号出力端子８よシ取出される、。一方この周
波数ディスクリミネータ４０ベースバンド検波出力の一
部はカラーサグキャリア成分ヲ通過させるベースバンド
瀘波訝１１、位相調整器１２を通ったのち、可変移相器
９に与えらルる。周波数ディスクリミネータ４からのＣ
／Ｎ検出信号は帯域幅ｉ丁度通過型ｐ波器９に入力され
、その帯域幅を制限する。第２図ではディスクリミネー
タ４の雑音出力よりＯ／：Ｎｋｌ灸出する場合を示して
いるが、池にＣ／Ｎ 検出器を設けたシ、通常のＡＧＣ
（自動利得制御回路）の制御信号を用いてもよい。
可変通過型戸波器１０を通ったのち周波数ディスクリミ
ネータ４に入る。周波数ディスクリミネータ４の検波出
力は検波信号出力端子８よシ取出される、。一方この周
波数ディスクリミネータ４０ベースバンド検波出力の一
部はカラーサグキャリア成分ヲ通過させるベースバンド
瀘波訝１１、位相調整器１２を通ったのち、可変移相器
９に与えらルる。周波数ディスクリミネータ４からのＣ
／Ｎ検出信号は帯域幅ｉ丁度通過型ｐ波器９に入力され
、その帯域幅を制限する。第２図ではディスクリミネー
タ４の雑音出力よりＯ／：Ｎｋｌ灸出する場合を示して
いるが、池にＣ／Ｎ 検出器を設けたシ、通常のＡＧＣ
（自動利得制御回路）の制御信号を用いてもよい。
可変移相器９へのカラーサブキャリア制御信号の印加は
、入力端子１からのＦＭ信号のカラーサブキャリア変調
成分による周波数偏移が圧縮されるように、いわば逆変
調の状態となるように、その位相、振幅が位相調整器１
２により調整される。
、入力端子１からのＦＭ信号のカラーサブキャリア変調
成分による周波数偏移が圧縮されるように、いわば逆変
調の状態となるように、その位相、振幅が位相調整器１
２により調整される。
これ罠より可変移相器９のＦ ｂｉ倍信号入力に比べて
周波数偏移が減少し、信号周波数帯域幅が狭くなる。し
たがってＣ／Ｎ の低い場合、狭帯域化された帯域幅可
変通過型ν波器により雑音成分が除去され、Ｃ／Ｎ が
改善され、スレツンユホ−にド特性が改善される。
周波数偏移が減少し、信号周波数帯域幅が狭くなる。し
たがってＣ／Ｎ の低い場合、狭帯域化された帯域幅可
変通過型ν波器により雑音成分が除去され、Ｃ／Ｎ が
改善され、スレツンユホ−にド特性が改善される。
次に先の説明のごとくカラーサブキャリア周波数成分の
みに着目し、本方式におけるＣ／４Ｎ の改善効果すな
わちスレッシュホーｌレド改善効果についてその要旨金
示す。今、第２図において入力ＦＭ信号金位相に注目し
、次のように表わす。
みに着目し、本方式におけるＣ／４Ｎ の改善効果すな
わちスレッシュホーｌレド改善効果についてその要旨金
示す。今、第２図において入力ＦＭ信号金位相に注目し
、次のように表わす。
Ｓｉ ＝Ａ ５ｉｎ（ωｔ＋ａｓｉｎｐｔ） −・−（
１）可変移相器９の出力信号を固定位相項全省略して、 Ｓｏ ＝ Ａ ｓ ｉｎ（ωも＋ｂｓｉｎｐｔ） 、、
、（２）とする。ωはＦＭ信号の中心角周波数、Ｐｒ／
ｉ変調角周波数であり、入力８ｉ の角周波数偏移ΔΩ
は、ΔΩ＝ａｐ ・・・（３） 可変移相器出力Ｓｉ の角周波数偏移Δωは、Δω＝ｂ
ｐ ・・・（４） である。ここでａ、ｂは定数である。
１）可変移相器９の出力信号を固定位相項全省略して、 Ｓｏ ＝ Ａ ｓ ｉｎ（ωも＋ｂｓｉｎｐｔ） 、、
、（２）とする。ωはＦＭ信号の中心角周波数、Ｐｒ／
ｉ変調角周波数であり、入力８ｉ の角周波数偏移ΔΩ
は、ΔΩ＝ａｐ ・・・（３） 可変移相器出力Ｓｉ の角周波数偏移Δωは、Δω＝ｂ
ｐ ・・・（４） である。ここでａ、ｂは定数である。
次にディスクリミネータ４の検波感度をＫＱ。
ベースバンドＦ波器１１の増幅器等の利得ｅＫ１、位相
調整器１２の位相をθとすれば、可変移相器９に対する
制御″ぼ圧ｅＯは、 ｅＱ ＝ＫＱ−Ｋｌ−Δωｃｏｓ（ｐｔ−〇） ・（５
）となる。一方可斐移相器の位相量０と制御電圧ｅＯと
の関係を ω＝に２・ｅＯ・・・（６） とすれば、 ＠＝ｌ（−ΔＧＩＣＯ８（Ｐむ−θ） −（７）Ｋ＝［
０・Ｋ１・１（２−（８） となる。このとき移相器の出力信号Ｓｏ の位相〔Ｋ８
０（θ）〕は ／ＳＯ（θ）＝ ａｓｉｎｐｔ−１ｃ ｃｏｓ（ｐｔ−
θ） −（９）ｋ−＝Ｋ・Δω ・・・ＱＯ となる。
調整器１２の位相をθとすれば、可変移相器９に対する
制御″ぼ圧ｅＯは、 ｅＱ ＝ＫＱ−Ｋｌ−Δωｃｏｓ（ｐｔ−〇） ・（５
）となる。一方可斐移相器の位相量０と制御電圧ｅＯと
の関係を ω＝に２・ｅＯ・・・（６） とすれば、 ＠＝ｌ（−ΔＧＩＣＯ８（Ｐむ−θ） −（７）Ｋ＝［
０・Ｋ１・１（２−（８） となる。このとき移相器の出力信号Ｓｏ の位相〔Ｋ８
０（θ）〕は ／ＳＯ（θ）＝ ａｓｉｎｐｔ−１ｃ ｃｏｓ（ｐｔ−
θ） −（９）ｋ−＝Ｋ・Δω ・・・ＱＯ となる。
θ＋−＝θ１ ・・・Ｉ
とすれば、
／ＳＯ（θ）＝ ａ ５ｉｎｐｔ＋ｋｓｉｎ（ｐｔ−θ
ｌ）・・・＠ 一０°°゛（Ｐ“−ψ） １ Ｃ＝ （ａ２＋に２＋ ２ａｋｃｏｓθ１）” −（１
：Ｄとなる。
ｌ）・・・＠ 一０°°゛（Ｐ“−ψ） １ Ｃ＝ （ａ２＋に２＋ ２ａｋｃｏｓθ１）” −（１
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／５ｏ（−）＝＝ （ａ −ｋ ） ５ｉｎｐｔ −Ａ
ＩＣＮとなる。このとき ｂ ＝ａ−ｋ ＝＝Ｂ−ｉ（−Δω・・−ｕｉとなる。
ＩＣＮとなる。このとき ｂ ＝ａ−ｋ ＝＝Ｂ−ｉ（−Δω・・−ｕｉとなる。
したがって人力８ｉ の角周波数偏移ΔΩ＝ａｐ に対
して可変移相器出力ＳＯの角周波数偏移は、 Δω＝ΔΩ−に−ｐΔω ・・・（閲 となシ、 となる。すなわちこのような条件下において［可変移相
器の出力信号ＳＯの角周波数偏移は、入力（Ｕ号ｌのそ
ｎに比べて１／（１＋に−Ｐ）に圧縮される。
して可変移相器出力ＳＯの角周波数偏移は、 Δω＝ΔΩ−に−ｐΔω ・・・（閲 となシ、 となる。すなわちこのような条件下において［可変移相
器の出力信号ＳＯの角周波数偏移は、入力（Ｕ号ｌのそ
ｎに比べて１／（１＋に−Ｐ）に圧縮される。
次にディスクリミネータ４における信号のスレッシュホ
ールド特性は復調に伴なう帯域１瓜過Ｅ波器の帯域幅で
決まる。カラーサブキャリアの帰還回路が無い通常の復
調器の場合１、復調に必要な帯域通過Ｐ波器の帯域幅Ｂ
Ｏとして通常の如くカーノン帯域幅を適用するものとす
れば、 Ｂｏ ＝２（１）＋ΔΩ） ・・・（１）である。一方
、ディスクリミネータ４に入る信号のＣ／Ｎ はこの帯
域幅により決まシ、雑音′直方Ｎはこの帯域幅に比例す
る。これに対して帰還を施した本発明では、ＦΔ１１Ｂ
号の周波数偏移が圧縮さｎるため復調に必要なカーノン
帯域幅Ｂｆは次のようになる。
ールド特性は復調に伴なう帯域１瓜過Ｅ波器の帯域幅で
決まる。カラーサブキャリアの帰還回路が無い通常の復
調器の場合１、復調に必要な帯域通過Ｐ波器の帯域幅Ｂ
Ｏとして通常の如くカーノン帯域幅を適用するものとす
れば、 Ｂｏ ＝２（１）＋ΔΩ） ・・・（１）である。一方
、ディスクリミネータ４に入る信号のＣ／Ｎ はこの帯
域幅により決まシ、雑音′直方Ｎはこの帯域幅に比例す
る。これに対して帰還を施した本発明では、ＦΔ１１Ｂ
号の周波数偏移が圧縮さｎるため復調に必要なカーノン
帯域幅Ｂｆは次のようになる。
したがってスレッシュホールドレベルの改善度ηは、
となり、帰還量Ｋを大きくとることによシη〉１となり
、スレッシュホールド特注の改善が計られる。
、スレッシュホールド特注の改善が計られる。
ところで、信号の復調に際し、スレツンユホーＭド特性
の点から見れば、復調帯域幅はある程度狭ければ狭いほ
ど存利である。しかし復調（Ｓ波）信号のＤＧ、Ｄｒ特
性や池の波形歪み、また、トランケンジョン雑音などの
点から見れば、復調帯域幅は広い方がよい。特に入力Ｃ
／Ｎ が大きく、復調され′ｆＣ，信号のＳ／Ｎ が高
い場合、これら歪みやトランケンジョン雑音の影響は、
復調画像において非常に目立ったものとなるため、高０
７Ｎ 時における復調帯域幅の狭帯域化の大きな利点は
ない。この対策として、本発明では帯域幅可変通過型戸
波器を用い、検出されたＣ／Ｎ ｊ信号により帯域幅を
制呻する。すなわち、第２図の帯域幅可変通過型ｐ波器
１０は、高（３／Ｎ 時（たとえば、入力信号のカーノ
ン帯域幅で定義したＣ／Ｎ ）に広帯域特性音もたせ、
Ｃ／Ｎ が低下するに従って狭帯域化する。
の点から見れば、復調帯域幅はある程度狭ければ狭いほ
ど存利である。しかし復調（Ｓ波）信号のＤＧ、Ｄｒ特
性や池の波形歪み、また、トランケンジョン雑音などの
点から見れば、復調帯域幅は広い方がよい。特に入力Ｃ
／Ｎ が大きく、復調され′ｆＣ，信号のＳ／Ｎ が高
い場合、これら歪みやトランケンジョン雑音の影響は、
復調画像において非常に目立ったものとなるため、高０
７Ｎ 時における復調帯域幅の狭帯域化の大きな利点は
ない。この対策として、本発明では帯域幅可変通過型戸
波器を用い、検出されたＣ／Ｎ ｊ信号により帯域幅を
制呻する。すなわち、第２図の帯域幅可変通過型ｐ波器
１０は、高（３／Ｎ 時（たとえば、入力信号のカーノ
ン帯域幅で定義したＣ／Ｎ ）に広帯域特性音もたせ、
Ｃ／Ｎ が低下するに従って狭帯域化する。
本発明による方式においては、可変移相器及び帯域幅可
変通過型Ｐ波器の利用が重要な役割を示す。可変移相器
として種々の方式があるが、その−例を第３図に示す。
変通過型Ｐ波器の利用が重要な役割を示す。可変移相器
として種々の方式があるが、その−例を第３図に示す。
これは、ブリッジ伝としてよく知らａ 、！ｌ ｉｄ
（＠号入力端子、ｍは出力端子である。ｒは抵抗、凡は
可変抵抗、Ｃは可変容楡である。ここで、町斐抵抗また
は可変容量を変化させることにより、出力１言号泣（旧
はず化する。
（＠号入力端子、ｍは出力端子である。ｒは抵抗、凡は
可変抵抗、Ｃは可変容楡である。ここで、町斐抵抗また
は可変容量を変化させることにより、出力１言号泣（旧
はず化する。
帯域幅可変Ｐ波器としても種々の形態が考えられるが、
第４図にその一例を示す。第４図で、入力抵抗は省略さ
れているが、可変抵抗Ｒｄｉ変化させることにより、単
峰伝送特性を持つ町斐ｐ波器の１重過帯域幅は変化され
る。
第４図にその一例を示す。第４図で、入力抵抗は省略さ
れているが、可変抵抗Ｒｄｉ変化させることにより、単
峰伝送特性を持つ町斐ｐ波器の１重過帯域幅は変化され
る。
ところで、本方式の特徴は前述のように、可変位相相に
よるＩ” Ｍ信号のカラーザブギヤリア斐調成分の周波
数偏移の圧縮と帯域幅可変通過型Ｐ波器による雑音除去
にある。しかるに映像信号（０〜４．２Ｍ、Ｅ［Ｚ ）
のうちカラーサブキャリア信号近傍以外の信号成分に対
してはそれらによるＦＭ信号の周波数偏移の圧縮を行な
っていない。したがつてディスクリミネータにより復調
さｔ″したベースバンド信号は、周波数特性において特
異な特性を示す。すなわち、当方式が適切に調整された
状態において、ベースバンド信号の周波数特性は第５図
に示されているようにカラーサブギヤリア周波数近傍で
低下する。
よるＩ” Ｍ信号のカラーザブギヤリア斐調成分の周波
数偏移の圧縮と帯域幅可変通過型Ｐ波器による雑音除去
にある。しかるに映像信号（０〜４．２Ｍ、Ｅ［Ｚ ）
のうちカラーサブキャリア信号近傍以外の信号成分に対
してはそれらによるＦＭ信号の周波数偏移の圧縮を行な
っていない。したがつてディスクリミネータにより復調
さｔ″したベースバンド信号は、周波数特性において特
異な特性を示す。すなわち、当方式が適切に調整された
状態において、ベースバンド信号の周波数特性は第５図
に示されているようにカラーサブギヤリア周波数近傍で
低下する。
可変移相器に対する帰還信号の位相が適切でないと、可
変移相器の出力Ｆ Ｍ信号の周波数偏移は、入力信号の
それに比べて増大し、復調ベースバンド信号の周波数特
性は、第５図と異なシ帰還周波数近傍で振幅が也の周波
数に比べて持ち上がることもある。この場合、スレッシ
ュホールド特注を劣化させることにもなる。
変移相器の出力Ｆ Ｍ信号の周波数偏移は、入力信号の
それに比べて増大し、復調ベースバンド信号の周波数特
性は、第５図と異なシ帰還周波数近傍で振幅が也の周波
数に比べて持ち上がることもある。この場合、スレッシ
ュホールド特注を劣化させることにもなる。
第６図は、第２図の方式を１）？１略化したもので、第
２図における可変移相イＪ９と帯域幅可友仙１７．′ｉ
型戸波器１０を分離せず、通過帯域幅可変機ｒｉヒを持
つ可変移相Ｈｇで、これらを代用したものであるっまた
参照符１３はｄ過帯域幅可変鏝能を持っ可変移相器を表
わし、対応するその池の部分には第２図と同一の参照符
を付す。
２図における可変移相イＪ９と帯域幅可友仙１７．′ｉ
型戸波器１０を分離せず、通過帯域幅可変機ｒｉヒを持
つ可変移相Ｈｇで、これらを代用したものであるっまた
参照符１３はｄ過帯域幅可変鏝能を持っ可変移相器を表
わし、対応するその池の部分には第２図と同一の参照符
を付す。
第７図は、可変移相器１３の具体基本例を示している。
ここで、ｎはＦＭ信号の入力端子、Ｃは可変容量、■し
は可変抵抗、Ｌはインダクタンス全油す。可変容量には
、第６図の位相調整器１２によりカラーサブキャリア周
波ｉ ５９分が印加され、可変抵抗孔には、Ｃ／Ｎ 検
出器よりの制御信号が印加される。
は可変抵抗、Ｌはインダクタンス全油す。可変容量には
、第６図の位相調整器１２によりカラーサブキャリア周
波ｉ ５９分が印加され、可変抵抗孔には、Ｃ／Ｎ 検
出器よりの制御信号が印加される。
今、第７図において、入力電圧ｅｉｎ
ｅ ｉｎ ＝ Ｅ Ｓｉｎ ωｔ −Ｊ３とすれば、出
力電圧ｅ ｏｕｔは、 Ｌ となる。書直せば、 となる。
力電圧ｅ ｏｕｔは、 Ｌ となる。書直せば、 となる。
第７図の角周波数に対する伝送特性は、第２６式より第
８図の如くなる。すなわち、定められたり、０の匝に対
し、Ｒを変えることにより、帯域賜可変通過特ｔｑ’ｉ
呈する。
８図の如くなる。すなわち、定められたり、０の匝に対
し、Ｒを変えることにより、帯域賜可変通過特ｔｑ’ｉ
呈する。
一方、可変容量Ｃｆｚ変えることにより、入出力電圧の
位相差Φが変化する。Ｃと位相量Φの関係を第９図に示
す。したがって、前述のごとく最適な位相制御により、
カラーサブキャリア成分によるＦＭ信号の周波数偏移が
圧縮され、ｊｎｌｎｌ性の狭帯域化によって雑音除去、
すなわちディスクリミネータに入る信号のＣ／Ｎ が改
善さ扛、フレッシュホールド特性が改善される。
位相差Φが変化する。Ｃと位相量Φの関係を第９図に示
す。したがって、前述のごとく最適な位相制御により、
カラーサブキャリア成分によるＦＭ信号の周波数偏移が
圧縮され、ｊｎｌｎｌ性の狭帯域化によって雑音除去、
すなわちディスクリミネータに入る信号のＣ／Ｎ が改
善さ扛、フレッシュホールド特性が改善される。
しかしこの方式では、第２６式から位相の変化により、
可変移相量の出力信号は、振幅の変化（振幅変調）が発
生することがわかる。したがって光移相器の後段に用い
るリミッタは、カラーザブキャリア変調周波数成分に対
しても十分な振幅抑圧効果をもたせることが必要である
。ここでは直列共振系を用いた一例を示したが、並列共
振系を用いても同様に類似の簡易構成が実現できる。
可変移相量の出力信号は、振幅の変化（振幅変調）が発
生することがわかる。したがって光移相器の後段に用い
るリミッタは、カラーザブキャリア変調周波数成分に対
しても十分な振幅抑圧効果をもたせることが必要である
。ここでは直列共振系を用いた一例を示したが、並列共
振系を用いても同様に類似の簡易構成が実現できる。
ところで本発明では、第５図で示したように特定変調周
波数偏移の圧縮により、ＦＭＭ検波信号周波数特性上、
圧縮された周波数成分の振幅が低下する。したがってよ
り良い特注を望むならば、その周波数成分に対する補償
回路を用いて、特性改善を行なう必要がある。
波数偏移の圧縮により、ＦＭＭ検波信号周波数特性上、
圧縮された周波数成分の振幅が低下する。したがってよ
り良い特注を望むならば、その周波数成分に対する補償
回路を用いて、特性改善を行なう必要がある。
第１０図は、特性補償回路１４の一例を示し、本発明の
実施例を示す第２図、第６図のディスクリミネータの出
力側に：ｔ、、ｃ、ｎ４りなる並列共振系を接続し、特
定周波数の負荷インピーダンスを品め、振幅特性全増加
させ補償する。共振系の共振層波数は、その特定周波数
近傍に設定される。
実施例を示す第２図、第６図のディスクリミネータの出
力側に：ｔ、、ｃ、ｎ４りなる並列共振系を接続し、特
定周波数の負荷インピーダンスを品め、振幅特性全増加
させ補償する。共振系の共振層波数は、その特定周波数
近傍に設定される。
第１０図の特性補償回路に、破線１５の可変抵抗または
スイッチ回路を挿入し、光補償回路の付加、除去、ある
いは補償の度合調整を行なうこともできる。たとえば本
発明における可変移相器への、特定ベースバンド周波数
成分の帰還の存無を、Ｃ／Ｎ または手動によって連続
的またはステップ状に制御する場合〔第２図の１６はス
イッチまたは可変抵抗で保磁信号の制御を行なう〕、デ
ィスクリミネータ出力の特注変化に対応させ、上記可変
抵抗（またはスイッチ回路）１５を、Ｃ／Ｎ または手
動により制御すれば、より良い周波数特注をもつＦ Ｍ
検波信号が得られる。
スイッチ回路を挿入し、光補償回路の付加、除去、ある
いは補償の度合調整を行なうこともできる。たとえば本
発明における可変移相器への、特定ベースバンド周波数
成分の帰還の存無を、Ｃ／Ｎ または手動によって連続
的またはステップ状に制御する場合〔第２図の１６はス
イッチまたは可変抵抗で保磁信号の制御を行なう〕、デ
ィスクリミネータ出力の特注変化に対応させ、上記可変
抵抗（またはスイッチ回路）１５を、Ｃ／Ｎ または手
動により制御すれば、より良い周波数特注をもつＦ Ｍ
検波信号が得られる。
第６図の簡易方式の場合、第７図の抵抗孔による帯域幅
の可変に対して、カラーサブキャリアの帰還量も変化し
、ディスクリミネータ出力の検波特性も変化する。この
場合、同時にＣ／Ｎ によって、第１０図の可変抵抗１
５を制御し、補償の度合を制御することは、総合特注全
改善する上で有効に働く。
の可変に対して、カラーサブキャリアの帰還量も変化し
、ディスクリミネータ出力の検波特性も変化する。この
場合、同時にＣ／Ｎ によって、第１０図の可変抵抗１
５を制御し、補償の度合を制御することは、総合特注全
改善する上で有効に働く。
第１１図は、前述の本発明を拡張した曲の一例である。
参照符１７で示す回路は、第２図、第６図、第１０図等
よりなるＦ Ｍ信号復調回路で、その前段に入力ＦＭ信
号に対するカーノン帯域幅近傍の帯域幅？もつ固定の帯
域ｄ過ン戸波器１８を縦続に接続したものである。当木
式では第２図、第６図の帯域幅可変通過型戸波器（また
は移相器）の帯域幅を充分広くした場合、復調帯域幅の
制限を前段のｐ波器１８によシ行なうことを特徴とする
特 許 以上説明したように、本発明はエンファシスを適用した
カラーＴＶＦＭ斐調信号の特徴に注目し、主に可変移相
器、帯域幅可変通過型Ｐ波器を用いて、特定のＣ／Ｎ
において特定父調信号の帰還とその周波数偏移の圧弼に
より、簡易で実現容易な１糊１盛度Ｉ” Ｍ信号復調方
式を実現することができる。
よりなるＦ Ｍ信号復調回路で、その前段に入力ＦＭ信
号に対するカーノン帯域幅近傍の帯域幅？もつ固定の帯
域ｄ過ン戸波器１８を縦続に接続したものである。当木
式では第２図、第６図の帯域幅可変通過型戸波器（また
は移相器）の帯域幅を充分広くした場合、復調帯域幅の
制限を前段のｐ波器１８によシ行なうことを特徴とする
特 許 以上説明したように、本発明はエンファシスを適用した
カラーＴＶＦＭ斐調信号の特徴に注目し、主に可変移相
器、帯域幅可変通過型Ｐ波器を用いて、特定のＣ／Ｎ
において特定父調信号の帰還とその周波数偏移の圧弼に
より、簡易で実現容易な１糊１盛度Ｉ” Ｍ信号復調方
式を実現することができる。
したがって特に放送衛星受信装置などスレッシュホール
ドマージンが少なく、また簡易で低コスト性と重視する
システムにおいて当方式は極めて存効な手段となる。
ドマージンが少なく、また簡易で低コスト性と重視する
システムにおいて当方式は極めて存効な手段となる。
第１図は本発明の基礎となるＦ Ｍ帰還復調方式のブロ
ック図、第２図は本発明の一実施例のブロック図、第３
図は可変移相器９の具体的な構成を示す電気回路図、第
４図は帯域幅可変Ｆ波器１１の具体的な構成を示す電気
回路図、第５図は＠２図に示された実施例の特性を示す
グラフ、第６図は本発明の曲の実施例のブロック図、第
７図は可変移相器１３の具体的な構成を示す電気回路図
、第８図および第９図はその可変移相器１３の特性？示
すグラフ、第１０図は特注補償回路１４の具体的特性を
示す電気回路図、第１１図は本発明の池の実施例のブロ
ック図である。 １・・・ＦＭ信号の入力端子、２・・・周波数変換語、
３・・帯域通過Ｐ波ｇＬ４・・・周波数ディスクリミネ
ータ、５・・・低域通過ｐ波器、６・・・移相器、７・
・・可変周波数発振器、８・・ｌ゛Δ１検波信号出カ端
子、９・・・可変移相器、１０・・・帯域幅町斐通過型
沖波器、１１・・・ベースバンドＰ波澁（カラーサブキ
ャリア通過型Ｐ波器）、１２・・・位相調整器、１８・
・・通過帯域幅可変・可変移相器、１４・・・検波信号
特姓油償回路、１５．１６・・・町斐抵抗またはスイッ
チ、１７・・・ｌ’Ｍ信号復調回路、１８・・・帯域通
過ｉｊｉ波冊代理人 弁理士 西教圭一部 第１図 第２図 第３図 第４図 変真間箇波委又 第５図
ック図、第２図は本発明の一実施例のブロック図、第３
図は可変移相器９の具体的な構成を示す電気回路図、第
４図は帯域幅可変Ｆ波器１１の具体的な構成を示す電気
回路図、第５図は＠２図に示された実施例の特性を示す
グラフ、第６図は本発明の曲の実施例のブロック図、第
７図は可変移相器１３の具体的な構成を示す電気回路図
、第８図および第９図はその可変移相器１３の特性？示
すグラフ、第１０図は特注補償回路１４の具体的特性を
示す電気回路図、第１１図は本発明の池の実施例のブロ
ック図である。 １・・・ＦＭ信号の入力端子、２・・・周波数変換語、
３・・帯域通過Ｐ波ｇＬ４・・・周波数ディスクリミネ
ータ、５・・・低域通過ｐ波器、６・・・移相器、７・
・・可変周波数発振器、８・・ｌ゛Δ１検波信号出カ端
子、９・・・可変移相器、１０・・・帯域幅町斐通過型
沖波器、１１・・・ベースバンドＰ波澁（カラーサブキ
ャリア通過型Ｐ波器）、１２・・・位相調整器、１８・
・・通過帯域幅可変・可変移相器、１４・・・検波信号
特姓油償回路、１５．１６・・・町斐抵抗またはスイッ
チ、１７・・・ｌ’Ｍ信号復調回路、１８・・・帯域通
過ｉｊｉ波冊代理人 弁理士 西教圭一部 第１図 第２図 第３図 第４図 変真間箇波委又 第５図
Claims (1)
- 入力されるＦＭ信号が与えられる可変移相器と、帯域幅
可変通過型ろ波器と、周波数ディスクリミネータと、Ｃ
／Ｎ 検出器とベースバンド信号のうち特定の周波数成
分を通過させるベースバンドＦ波器と該周波数成分の位
相及び振幅金変える位相調整器とを備え、入力されるＦ
Ｍ信号金町可変相器と帯域幅可変通過型Ｆ波器とディス
クリミネータとを通して検波し、ディスクリミネータ８
力の一部をベースバンドＦ波器と位相調整器とを趙した
後、可変移相器に帰還側両信号として入力し、前記Ｃ／
Ｎ 検出器の出力により帯域幅可変通過型ｐ波器の帯域
幅を制御し、ＦＭ信号のカーソン帯域幅できまるＣ／Ｎ
が低下するに従い、Ｃ／Ｎ検出器の出力によシ帯域幅
可変ｄ過型Ｐ波器の帯域幅を狭くする方向に制御し、前
記の可変位相器に入力さルる特定のベースバンド帰還制
御信号によシ、該周波数成分による入力ＦＭ信号の周波
数偏移が圧縮される方向に可変移相器金制両し、ディス
クリミネータによシ検波された信号？取り出すことを特
徴とする周波数変調信号の復調方式。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13498283A JPS6027207A (ja) | 1983-07-22 | 1983-07-22 | 周波数変調信号の復調方式 |
| US06/632,105 US4594556A (en) | 1983-07-22 | 1984-07-18 | Demodulation circuit from FM signals and demodulation system therefor |
| CA000459235A CA1223926A (en) | 1983-07-22 | 1984-07-19 | Demodulation circuit from fm signal and demodulation system therefor |
| EP84304965A EP0135301B1 (en) | 1983-07-22 | 1984-07-20 | Demodulation circuit from fm signals and demodulation system therefor |
| AU30888/84A AU552117B2 (en) | 1983-07-22 | 1984-07-20 | Fm demodulation |
| DE8484304965T DE3469659D1 (en) | 1983-07-22 | 1984-07-20 | Demodulation circuit from fm signals and demodulation system therefor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13498283A JPS6027207A (ja) | 1983-07-22 | 1983-07-22 | 周波数変調信号の復調方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6027207A true JPS6027207A (ja) | 1985-02-12 |
| JPH0122763B2 JPH0122763B2 (ja) | 1989-04-27 |
Family
ID=15141151
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13498283A Granted JPS6027207A (ja) | 1983-07-22 | 1983-07-22 | 周波数変調信号の復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6027207A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0253305A (ja) * | 1988-08-18 | 1990-02-22 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | Ｆｍ復調装置 |
-
1983
- 1983-07-22 JP JP13498283A patent/JPS6027207A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0253305A (ja) * | 1988-08-18 | 1990-02-22 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | Ｆｍ復調装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0122763B2 (ja) | 1989-04-27 |
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