JPH0122396Y2 - - Google Patents
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- JPH0122396Y2 JPH0122396Y2 JP3870984U JP3870984U JPH0122396Y2 JP H0122396 Y2 JPH0122396 Y2 JP H0122396Y2 JP 3870984 U JP3870984 U JP 3870984U JP 3870984 U JP3870984 U JP 3870984U JP H0122396 Y2 JPH0122396 Y2 JP H0122396Y2
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- Japan
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- coil
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- transformer
- voltage
- switching transistor
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 19
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 3
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
この考案は直流安定化電源回路に関し、詳しく
はスイツチング方式の直流安定化電源回路の効率
の改良に関するものである。
はスイツチング方式の直流安定化電源回路の効率
の改良に関するものである。
従来、比較的小電力の直流安定化電源として、
フオワード式のスイツチングレギユレータが汎用
されている。
フオワード式のスイツチングレギユレータが汎用
されている。
このフオード式スイツチングレギユレータは、
第１図に例示するように、直流入力を抵抗R1、
コンデンサC1、及びダイオードCR1から成るクラ
ンプ回路K1で保護されたスイツチングトランジ
スタＱでスイツチングし、このスイツチングされ
た出力をトランスＴを介して整流用ダイオード
CR2，CR3、チヨークコイルL1および平滑用コン
デンサC2等より成る出力回路K2に取り出し、整
流、平滑化された直流電圧E0を負過RLに供給す
る一方、直流出力電圧E0の一部を制御回路K3に
導き、該制御回路K3によつて出力電圧E0を安定
させる構成とされている。
第１図に例示するように、直流入力を抵抗R1、
コンデンサC1、及びダイオードCR1から成るクラ
ンプ回路K1で保護されたスイツチングトランジ
スタＱでスイツチングし、このスイツチングされ
た出力をトランスＴを介して整流用ダイオード
CR2，CR3、チヨークコイルL1および平滑用コン
デンサC2等より成る出力回路K2に取り出し、整
流、平滑化された直流電圧E0を負過RLに供給す
る一方、直流出力電圧E0の一部を制御回路K3に
導き、該制御回路K3によつて出力電圧E0を安定
させる構成とされている。
上記のような直流安定化電源は、制御回路が簡
単であるので、制御回路の消費電力が回路全体の
能率に大きく影響する小電力用に適するといつた
利点があるが、スイツチングの効率が比較的悪い
（約60％〜70％程度）といつた欠点があつた。
単であるので、制御回路の消費電力が回路全体の
能率に大きく影響する小電力用に適するといつた
利点があるが、スイツチングの効率が比較的悪い
（約60％〜70％程度）といつた欠点があつた。
即ち、第１図において、スイツチングトランジ
スタＱがオフとなるとトランスＴに流れていた電
流はインダクタンスの性質により継続して流れよ
うとし、スイツチングトランジスタＱのコレクタ
側におけるＫ点の電圧は、第２図に鎖線で示すよ
うに入力電圧Viよりかなり大きくなる。
スタＱがオフとなるとトランスＴに流れていた電
流はインダクタンスの性質により継続して流れよ
うとし、スイツチングトランジスタＱのコレクタ
側におけるＫ点の電圧は、第２図に鎖線で示すよ
うに入力電圧Viよりかなり大きくなる。
クランプ回路K1は、かかるＫ点の電圧を低く
押え、第２図に実線で示すように、立ち上り電圧
の緩和を図るものであるが、トランスＴから取り
出す二次電流が増加するとスイツチングトランジ
スタＱで流す電流も増加し、整流用トランジスタ
CR1を介して充電されるコンデンサＣの充電電圧
が高くなり、Ｋ点の電圧はこれに供なつて上昇す
る。
押え、第２図に実線で示すように、立ち上り電圧
の緩和を図るものであるが、トランスＴから取り
出す二次電流が増加するとスイツチングトランジ
スタＱで流す電流も増加し、整流用トランジスタ
CR1を介して充電されるコンデンサＣの充電電圧
が高くなり、Ｋ点の電圧はこれに供なつて上昇す
る。
これは、スイツチングトランジスタＱのスイツ
チング電圧が上昇することであるのでスイツチン
グトランジスタＱのオンオフの過渡時に消費する
電力が増加し、効率の低下を招く。
チング電圧が上昇することであるのでスイツチン
グトランジスタＱのオンオフの過渡時に消費する
電力が増加し、効率の低下を招く。
従つて効率の良化を図るため、Ｋ点の電圧を低
く押える手段としては、コンデンサC1を放電さ
せる抵抗R1の値を小さくするか、又はコンデン
サC1の容量を小さくすることが考えられるが、
前者の抵抗値を小さくするのは、スイツチングト
ランジスタＱに消費される電力は低下し得ても、
抵抗R1に消費される電力が増加するため、回路
全体の効率は向上せず、また、後者のコンデンサ
C1の容量を小さくすれば、第２図における波形
の立下り時の電圧は低下するが立上り時の電圧が
上昇するため、やはり効率は向上しない。
く押える手段としては、コンデンサC1を放電さ
せる抵抗R1の値を小さくするか、又はコンデン
サC1の容量を小さくすることが考えられるが、
前者の抵抗値を小さくするのは、スイツチングト
ランジスタＱに消費される電力は低下し得ても、
抵抗R1に消費される電力が増加するため、回路
全体の効率は向上せず、また、後者のコンデンサ
C1の容量を小さくすれば、第２図における波形
の立下り時の電圧は低下するが立上り時の電圧が
上昇するため、やはり効率は向上しない。
この考案は上記に鑑み、コンデンサの容量を十
分大きくすることによりスイツチング時の立上り
電圧を低く押え、しかも、抵抗による電力の無駄
な消費も回避し得、もつて、効率を大幅に向上し
得る直流安定化電源回路を提供することを目的と
してなされたものであつて、直流電源入力端子の
一方がトランスの一次側コイルの一端に接続さ
れ、該一次コイルの他端がスイツチング用トラン
ジスタのコレクタ及び整流用ダイオードのアノー
ド側に分岐して接続され、該整流用ダイオードの
カソード側が分岐され、一方がコンデンサを介し
て前記トランスの一次側コイルの一端に、他方が
前記トランスの二次側コイルの一端に接続され、
該トランスの二次側コイルの他端が、整流用ダイ
オード及びチヨークコイルを介し直流出力端子の
一方に接続され、前記チヨークコイルの出力端側
が平滑用コンデンサを介し直流出力端子の他方に
接続され、前記直流電源入力端子の他方が前記ス
イツチング用トランジスタのエミツタ、平滑用コ
ンデンサの出力端側と接続され、さらにチヨーク
コイルの入力端側と整流用ダイオードを介して接
続されており、前記チヨークコイルの出力端側が
制御回路の入力側に接続され、該制御回路の出力
側が前記スイツチング用トランジスタのベースに
接続されて成ることを特徴とするものである。
分大きくすることによりスイツチング時の立上り
電圧を低く押え、しかも、抵抗による電力の無駄
な消費も回避し得、もつて、効率を大幅に向上し
得る直流安定化電源回路を提供することを目的と
してなされたものであつて、直流電源入力端子の
一方がトランスの一次側コイルの一端に接続さ
れ、該一次コイルの他端がスイツチング用トラン
ジスタのコレクタ及び整流用ダイオードのアノー
ド側に分岐して接続され、該整流用ダイオードの
カソード側が分岐され、一方がコンデンサを介し
て前記トランスの一次側コイルの一端に、他方が
前記トランスの二次側コイルの一端に接続され、
該トランスの二次側コイルの他端が、整流用ダイ
オード及びチヨークコイルを介し直流出力端子の
一方に接続され、前記チヨークコイルの出力端側
が平滑用コンデンサを介し直流出力端子の他方に
接続され、前記直流電源入力端子の他方が前記ス
イツチング用トランジスタのエミツタ、平滑用コ
ンデンサの出力端側と接続され、さらにチヨーク
コイルの入力端側と整流用ダイオードを介して接
続されており、前記チヨークコイルの出力端側が
制御回路の入力側に接続され、該制御回路の出力
側が前記スイツチング用トランジスタのベースに
接続されて成ることを特徴とするものである。
以下、この考案を実施例により説明する。
第３図はこの考案の実施例の回路図である。
この考案の直流出力安定化電源回路Ａは、直流
電源入力端子Viの一方１がトランス２の一次側
コイル２１の一端に接続され、該一次側コイル２
１の他端がスイツチング用トランジスタ３のコレ
クタ３１及び整流用ダイオード４のアノード側へ
分岐して接続され、この整流用ダイオード４のカ
ソード側が分岐され一方がコンデンサ５を介して
前記トランスの一次側コイル２１の一端に、他方
がトランス２の二次側コイル２２の一端に接続さ
れ、この二次側コイル２２の他端が、整流用ダイ
オード６及びチヨークコイル７を介し直流出力端
子Voの一方８に接続され、チヨークコイル７の
出力端側７１が平滑用コンデンサ９を介し直流出
力端子Voの他方８′に接続され、前記直流電源入
力端子Viの他方１′、前記スイツチングトランジ
スタ３のエミツタ３２、平滑用コンデンサ９の出
力端側９１が接地され、さらに、チヨークコイル
７の入力端側７２が整流用ダイオード１０を介し
て接地されており、前記チヨークコイル７の出力
端側７１が、制御回路１１の入力側に接続され、
この制御回路１１の出力側がスイツチングトラン
ジスタ３のベース３３に接続されて構成されてい
る。
電源入力端子Viの一方１がトランス２の一次側
コイル２１の一端に接続され、該一次側コイル２
１の他端がスイツチング用トランジスタ３のコレ
クタ３１及び整流用ダイオード４のアノード側へ
分岐して接続され、この整流用ダイオード４のカ
ソード側が分岐され一方がコンデンサ５を介して
前記トランスの一次側コイル２１の一端に、他方
がトランス２の二次側コイル２２の一端に接続さ
れ、この二次側コイル２２の他端が、整流用ダイ
オード６及びチヨークコイル７を介し直流出力端
子Voの一方８に接続され、チヨークコイル７の
出力端側７１が平滑用コンデンサ９を介し直流出
力端子Voの他方８′に接続され、前記直流電源入
力端子Viの他方１′、前記スイツチングトランジ
スタ３のエミツタ３２、平滑用コンデンサ９の出
力端側９１が接地され、さらに、チヨークコイル
７の入力端側７２が整流用ダイオード１０を介し
て接地されており、前記チヨークコイル７の出力
端側７１が、制御回路１１の入力側に接続され、
この制御回路１１の出力側がスイツチングトラン
ジスタ３のベース３３に接続されて構成されてい
る。
なお、図中RLは、直流出力端Voに接続された
負荷を示す。
負荷を示す。
上記構成の回路において、負荷抵抗RLが小さ
くなり、取り出す電力が大きくなると、Ｂ点の電
圧は上昇するが、この電圧は、二次コイル２２を
介し矢印で示すように負荷側に有効に吸収され、
スイツチング用トランジスタ３のスイツチング電
圧は低く押えられると共に、クランプ回路で無駄
な電力を消費することがないのである。
くなり、取り出す電力が大きくなると、Ｂ点の電
圧は上昇するが、この電圧は、二次コイル２２を
介し矢印で示すように負荷側に有効に吸収され、
スイツチング用トランジスタ３のスイツチング電
圧は低く押えられると共に、クランプ回路で無駄
な電力を消費することがないのである。
なお、第３図のＢ点の電圧は、直流入力電圧の
２〜３倍の間で変化するので、入力電圧に比較し
て出力電圧が十分高くなければならない。また、
入力と出力の接地が共通であるといつた問題があ
るため、第４図に示すように、入出力間の続縁、
及び電圧レベルの変換を、チヨツパー回路１５、
及びトランス１６で行なう構成としても良い。
２〜３倍の間で変化するので、入力電圧に比較し
て出力電圧が十分高くなければならない。また、
入力と出力の接地が共通であるといつた問題があ
るため、第４図に示すように、入出力間の続縁、
及び電圧レベルの変換を、チヨツパー回路１５、
及びトランス１６で行なう構成としても良い。
この構成とした場合、Ｂ点における直流電圧
は、チヨツパー回路１５で交流電圧に変換され、
トランス１６で電圧のレベル変換が行なわれるた
め、入出力電圧差に応じ、トランス１６を設定す
れば、比較的簡単に高効率の回路を構成すること
が可能となる。
は、チヨツパー回路１５で交流電圧に変換され、
トランス１６で電圧のレベル変換が行なわれるた
め、入出力電圧差に応じ、トランス１６を設定す
れば、比較的簡単に高効率の回路を構成すること
が可能となる。
なお、第４図において、１７は、制御回路、１
８は光アイソレータを示し、光アイソレータ１８
は、制御回路１７、及び制御回路１１で入出力が
結合してしまうのを防止するために一例として示
したもので、制御回路での絶縁手段は、これに限
らず、他のものも使用できる。
８は光アイソレータを示し、光アイソレータ１８
は、制御回路１７、及び制御回路１１で入出力が
結合してしまうのを防止するために一例として示
したもので、制御回路での絶縁手段は、これに限
らず、他のものも使用できる。
また、第４図に鎖線で示すように、チヨツパー
回路１５に入力電圧Viが重畳する回路を設けて
も良い。
回路１５に入力電圧Viが重畳する回路を設けて
も良い。
この考案は以上のように構成されているので、
従来仕方が無いと考えられてきた、１トランジス
タドライブのフオワード方式のレギユレータのロ
ス分を積局的に負荷に消費させることが出来、直
流電源の効率を飛躍的に向上させることが出来る
のである。
従来仕方が無いと考えられてきた、１トランジス
タドライブのフオワード方式のレギユレータのロ
ス分を積局的に負荷に消費させることが出来、直
流電源の効率を飛躍的に向上させることが出来る
のである。
ちなみに、下記の仕様で本考案の直流安定化電
源回路をテストしたところ、負荷電流50mAのと
きの効率として、従来の回路（第１図に図示のも
の）が65％であつたのに対し、本願考案の回路
は、85％以上となり、上記効果が確認された。
源回路をテストしたところ、負荷電流50mAのと
きの効率として、従来の回路（第１図に図示のも
の）が65％であつたのに対し、本願考案の回路
は、85％以上となり、上記効果が確認された。
(1) 入力電圧 DC＋15V
(2) 出力電圧 DC＋185V
(3) 出力電流 ０〜50mA
第１図は従来例の回路図、第２図は、第１図に
おけるＫ点の電圧パルス図、第３図は、この考案
の実施例の回路図、第４図は他の実施例の回路図
である。 Ａ……直流安定化電源回路、Vi……入力端子、
１……一方の入力端子、１′……他方の入力端子、
２……トランス、２１……一次側コイル、２２…
…二次側コイル、３……スイツチング用トランジ
スタ、３１……コレクタ、３２……エミツタ、３
３……ベース、４，６，１０……整流用ダイオー
ド、５……コンデンサ、７……チヨークコイル、
Vo……直流出力端子、８……一方の出力端子、
８′……他方の出力端子、９……平滑用コンデン
サ、１１……制御回路。
おけるＫ点の電圧パルス図、第３図は、この考案
の実施例の回路図、第４図は他の実施例の回路図
である。 Ａ……直流安定化電源回路、Vi……入力端子、
１……一方の入力端子、１′……他方の入力端子、
２……トランス、２１……一次側コイル、２２…
…二次側コイル、３……スイツチング用トランジ
スタ、３１……コレクタ、３２……エミツタ、３
３……ベース、４，６，１０……整流用ダイオー
ド、５……コンデンサ、７……チヨークコイル、
Vo……直流出力端子、８……一方の出力端子、
８′……他方の出力端子、９……平滑用コンデン
サ、１１……制御回路。
Claims (1)
- 直流電源入力端子の一方が、トランスの一次側
コイルの一端に接続され、該一次コイルの他端が
スイツチング用トランジスタのコレクタ及び整流
用ダイオードのアノード側に分岐して接続され、
該整流用ダイオードのカソード側が分岐され、一
方がコンデンサを介して前記トランスの一次側コ
イルの一端に、他方が前記トランスの二次側コイ
ルの一端に接続され、該トランスの二次側コイル
の他端が、整流用ダイオード及びチヨークコイル
を介し直流出力端子の一方に接続され、前記チヨ
ークコイルの出力端側が平滑用コンデンサを介し
直流出力端子の他方に接続され、前記直流電源入
力端子の他方、前記スイツチング用トランジスタ
のエミツタ、平滑用コンデンサの出力端側が接地
され、さらにチヨークコイルの入力側端が整流用
ダイオードを介して接地されており、前記チヨー
クコイルの出力端側が制御回路の入力側に接続さ
れ、該制御回路の出力側が前記スイツチング用ト
ランジスタのベースに接続されて成ることを特徴
とする直流安定化電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3870984U JPS60151296U (ja) | 1984-03-16 | 1984-03-16 | 直流安定化電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3870984U JPS60151296U (ja) | 1984-03-16 | 1984-03-16 | 直流安定化電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60151296U JPS60151296U (ja) | 1985-10-08 |
| JPH0122396Y2 true JPH0122396Y2 (ja) | 1989-06-30 |
Family
ID=30545966
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3870984U Granted JPS60151296U (ja) | 1984-03-16 | 1984-03-16 | 直流安定化電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60151296U (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4884180A (en) * | 1987-12-08 | 1989-11-28 | Wandel & Goltermann Gmbh & Co. | Regulated direct-current converter |
| KR102317140B1 (ko) | 2014-02-19 | 2021-10-22 | 엘지전자 주식회사 | 전력변환장치 및 태양광 모듈 |
-
1984
- 1984-03-16 JP JP3870984U patent/JPS60151296U/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60151296U (ja) | 1985-10-08 |
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