JP2737066B2 - Ａｃーｄｃコンバータ - Google Patents
ＡｃーｄｃコンバータInfo
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- JP2737066B2 JP2737066B2 JP3360275A JP36027591A JP2737066B2 JP 2737066 B2 JP2737066 B2 JP 2737066B2 JP 3360275 A JP3360275 A JP 3360275A JP 36027591 A JP36027591 A JP 36027591A JP 2737066 B2 JP2737066 B2 JP 2737066B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、力率を改善し、電源ラ
インの電圧歪みと高調波の発生を少なくしたＡＣ−ＤＣ
コンバータに関する。
インの電圧歪みと高調波の発生を少なくしたＡＣ−ＤＣ
コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のＡＣ−ＤＣコンバータの入力回路
は、図３の回路図に示すようにコンデンサ入力形の整流
回路が一般的に用いられる。図３において、１は商用電
源に接続する整流器、Ｃ1 は整流器１の出力端に接続す
る平滑コンデンサ、２はコンバータトランスであり、整
流器１の出力端、コンバータトランス２の１次巻線
Ｌ1 、スイッチングトランジスタＱ1 は直列接続されて
いる。
は、図３の回路図に示すようにコンデンサ入力形の整流
回路が一般的に用いられる。図３において、１は商用電
源に接続する整流器、Ｃ1 は整流器１の出力端に接続す
る平滑コンデンサ、２はコンバータトランスであり、整
流器１の出力端、コンバータトランス２の１次巻線
Ｌ1 、スイッチングトランジスタＱ1 は直列接続されて
いる。
【０００３】トランス２の２次巻線Ｌ2 には、整流ダイ
オードＤ1 、フライホイールダイオ−ドＤ2 、チョーク
コイルＬ3 、平滑コンデンサＣ2 からなる整流平滑回路
が接続されている。このようなＡＣ−ＤＣコンバータで
は、パルス幅変調回路（図示を省略）の信号がスイッチ
ングトランジスタＱ1 のベースに加えられ、そのオン時
間が制御されることにより、安定化した直流出力を出力
端子４Ａ、４Ｂから得るようにしてある。３Ａ、３Ｂ
は、商用電源に接続する整流器１の入力端子である。
オードＤ1 、フライホイールダイオ−ドＤ2 、チョーク
コイルＬ3 、平滑コンデンサＣ2 からなる整流平滑回路
が接続されている。このようなＡＣ−ＤＣコンバータで
は、パルス幅変調回路（図示を省略）の信号がスイッチ
ングトランジスタＱ1 のベースに加えられ、そのオン時
間が制御されることにより、安定化した直流出力を出力
端子４Ａ、４Ｂから得るようにしてある。３Ａ、３Ｂ
は、商用電源に接続する整流器１の入力端子である。
【０００４】図４は図３のＡＣ−ＤＣコンバータの電圧
と電流の波形図であり、ｖ1 は整流器１の出力電圧、ｉ
1 は整流器１の出力電流、即ちＡＣ−ＤＣコンバータの
入力電流波形（交流で一つおきに正、負方向交互）を全
て正方向にしたものである。主に点線からなる波形は、
平滑コンデンサＣ1 が存在しない時の整流器１の出力電
圧の波形である。
と電流の波形図であり、ｖ1 は整流器１の出力電圧、ｉ
1 は整流器１の出力電流、即ちＡＣ−ＤＣコンバータの
入力電流波形（交流で一つおきに正、負方向交互）を全
て正方向にしたものである。主に点線からなる波形は、
平滑コンデンサＣ1 が存在しない時の整流器１の出力電
圧の波形である。
【０００５】コンデンサ入力形の整流回路を有するＡＣ
−ＤＣコンバータでは、整流器１の出力電流ｉ1 は大部
分がコンデンサＣ1 に短時間に流れる電流となり、その
流通角は非常に狭い。従って、力率が低いし、電源ライ
ンの電圧歪みや高調波を発生しやすい。電圧歪みや高調
波は、商用電源の電源ラインを通って他の電子機器に悪
影響を及ぼすので、誤動作を許されないロボット等の電
子機器が増加する昨今では社会的に問題となりつつあ
る。
−ＤＣコンバータでは、整流器１の出力電流ｉ1 は大部
分がコンデンサＣ1 に短時間に流れる電流となり、その
流通角は非常に狭い。従って、力率が低いし、電源ライ
ンの電圧歪みや高調波を発生しやすい。電圧歪みや高調
波は、商用電源の電源ラインを通って他の電子機器に悪
影響を及ぼすので、誤動作を許されないロボット等の電
子機器が増加する昨今では社会的に問題となりつつあ
る。
【０００６】図５は、従来のＡＣ−ＤＣコンバータの別
の回路図であり、図３と同一部分は同じ符号を付与して
ある。このＡＣ−ＤＣコンバータは、整流器１の出力端
にアクティブフィルタ５を接続してある。
の回路図であり、図３と同一部分は同じ符号を付与して
ある。このＡＣ−ＤＣコンバータは、整流器１の出力端
にアクティブフィルタ５を接続してある。
【０００７】アクティブフィルタ５は、整流器１の
（＋）側の出力端とコンバータトランス２の１次巻線Ｌ
1 間に直列接続するチョークコイルＬ4 とダイオードＤ
3 、チョークコイルＬ4 とダイオードＤ3 の接続点と整
流器１の（−）側の出力端間に接続するトランジスタＱ
2 、ダイオードＤ3 と１次巻線Ｌ1 の接続点と整流器１
の（−）側の出力端間に接続する出力コンデンサＣ3 、
さらにトランジスタＱ2 の制御回路６からなる。
（＋）側の出力端とコンバータトランス２の１次巻線Ｌ
1 間に直列接続するチョークコイルＬ4 とダイオードＤ
3 、チョークコイルＬ4 とダイオードＤ3 の接続点と整
流器１の（−）側の出力端間に接続するトランジスタＱ
2 、ダイオードＤ3 と１次巻線Ｌ1 の接続点と整流器１
の（−）側の出力端間に接続する出力コンデンサＣ3 、
さらにトランジスタＱ2 の制御回路６からなる。
【０００８】アクティブフィルタ５は、出力コンデンサ
Ｃ3 の電圧、および整流器１の出力電圧を検出し、制御
回路６でトランジスタＱ2 を制御することにより、チョ
ークコイルＬ4 に整流器１の出力電圧に比例した電流が
流れるようにしてある。図６は図５のＡＣ−ＤＣコンバ
ータの電圧と電流の波形図であり、整流器１の出力電圧
をｖ2 、チョークコイルＬ4 に流れる整流器１の出力電
流をｉ2 として表してある。なお、出力電流ｉ2 は、平
均値で表してある。
Ｃ3 の電圧、および整流器１の出力電圧を検出し、制御
回路６でトランジスタＱ2 を制御することにより、チョ
ークコイルＬ4 に整流器１の出力電圧に比例した電流が
流れるようにしてある。図６は図５のＡＣ−ＤＣコンバ
ータの電圧と電流の波形図であり、整流器１の出力電圧
をｖ2 、チョークコイルＬ4 に流れる整流器１の出力電
流をｉ2 として表してある。なお、出力電流ｉ2 は、平
均値で表してある。
【０００９】図５のＡＣ−ＤＣコンバータは、整流器１
の出力電流ｉ2 の流通角が広がるので、図３に比較する
と力率が改善され、電源ラインの電圧歪みや高調波の発
生も減少する。しかし、アクティブフィルタ５がチョー
クコイルＬ4 や乗算回路（制御回路６に内蔵）を必要と
するので、全体の回路が複雑になる。また、チョークコ
イルＬ4 は、扱う電力が大きくなると大形化する欠点が
あった。
の出力電流ｉ2 の流通角が広がるので、図３に比較する
と力率が改善され、電源ラインの電圧歪みや高調波の発
生も減少する。しかし、アクティブフィルタ５がチョー
クコイルＬ4 や乗算回路（制御回路６に内蔵）を必要と
するので、全体の回路が複雑になる。また、チョークコ
イルＬ4 は、扱う電力が大きくなると大形化する欠点が
あった。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、回路
構成を複雑にしたり、形状を大形化することなく力率を
改善し、電源ラインの電圧歪みや高調波の発生を少なく
できるＡＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
構成を複雑にしたり、形状を大形化することなく力率を
改善し、電源ラインの電圧歪みや高調波の発生を少なく
できるＡＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、商用電源に接
続する整流器の出力端、コンバータトランスの１次巻線
およびスイッチングトランジスタを直列接続し、スイッ
チングトランジスタのオン時間を制御することにより、
コンバータトランスの２次巻線に接続する整流平滑回路
を経て安定化した直流出力を得るＡＣ−ＤＣコンバータ
において、整流器の（＋）側出力端子と１次巻線との間
の第１接続点及び整流器の（−）側出力端子とスイッチ
ングトランジスタとの間の第２接続点間に、その入力側
を接続した非絶縁・スイッチング方式の降圧型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に
設けた出力コンデンサ、前記第１接続点と降圧型ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力側との間に接続され、前記出力コ
ンデンサに蓄積されたエネルギーを第１接続点に回生す
るための電流路を形成するダイオードを具備し、充電さ
れることで該出力コンデンサの両端に現れる電圧は、降
圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの独立した制御動作によって
常に、整流器の整流出力電圧の最大値より低い一定の値
に保持されることを特徴とする。
続する整流器の出力端、コンバータトランスの１次巻線
およびスイッチングトランジスタを直列接続し、スイッ
チングトランジスタのオン時間を制御することにより、
コンバータトランスの２次巻線に接続する整流平滑回路
を経て安定化した直流出力を得るＡＣ−ＤＣコンバータ
において、整流器の（＋）側出力端子と１次巻線との間
の第１接続点及び整流器の（−）側出力端子とスイッチ
ングトランジスタとの間の第２接続点間に、その入力側
を接続した非絶縁・スイッチング方式の降圧型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に
設けた出力コンデンサ、前記第１接続点と降圧型ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力側との間に接続され、前記出力コ
ンデンサに蓄積されたエネルギーを第１接続点に回生す
るための電流路を形成するダイオードを具備し、充電さ
れることで該出力コンデンサの両端に現れる電圧は、降
圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの独立した制御動作によって
常に、整流器の整流出力電圧の最大値より低い一定の値
に保持されることを特徴とする。
【００１２】
【実施例】以下、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータの実施
例を示す図１の回路図を参照しながら説明する。なお、
図３、図５と同一部分は同じ符号を付与してある。図１
において、整流器１の出力端、コンバータトランス２の
１次巻線Ｌ1 およびスイッチングトランジスタＱ1 は直
列接続しており、トランス２の２次巻線Ｌ2 には整流ダ
イオードＤ1 、フライホイールダイオードＤ2 、チョー
クコイルＬ3 、平滑コンデンサＣ2 からなる整流平滑回
路が接続されている。
例を示す図１の回路図を参照しながら説明する。なお、
図３、図５と同一部分は同じ符号を付与してある。図１
において、整流器１の出力端、コンバータトランス２の
１次巻線Ｌ1 およびスイッチングトランジスタＱ1 は直
列接続しており、トランス２の２次巻線Ｌ2 には整流ダ
イオードＤ1 、フライホイールダイオードＤ2 、チョー
クコイルＬ3 、平滑コンデンサＣ2 からなる整流平滑回
路が接続されている。
【００１３】そして、パルス幅変調回路（図示を省略）
の信号がスイッチングトランジスタＱ1 のベースに加え
られ、そのオン時間を制御することにより、安定化した
直流出力を出力端子４Ａ、４Ｂに得るようにしてある。
このような構成や制御動作は、一般的によく知られた技
術であり、これ以上の説明を要しないであろう。本発明
の図１のＡＣ−ＤＣコンバータは、整流器１の（＋）側
の出力端と１次巻線Ｌ1 の第１接続点７と、整流回路１
の（−）側の出力端とスイッチングトランジスタＱ1 の
第２接続点８間に降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ９を接続
してある。
の信号がスイッチングトランジスタＱ1 のベースに加え
られ、そのオン時間を制御することにより、安定化した
直流出力を出力端子４Ａ、４Ｂに得るようにしてある。
このような構成や制御動作は、一般的によく知られた技
術であり、これ以上の説明を要しないであろう。本発明
の図１のＡＣ−ＤＣコンバータは、整流器１の（＋）側
の出力端と１次巻線Ｌ1 の第１接続点７と、整流回路１
の（−）側の出力端とスイッチングトランジスタＱ1 の
第２接続点８間に降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ９を接続
してある。
【００１４】ＤＣ−ＤＣコンバータ９は、トランジスタ
Ｑ3 、チョークコイルＬ5 、出力コンデンサＣ4 、フラ
イホイールダイオードＤ4 、逆流防止用のダイオードＤ
5 、パルス幅変調回路１０、基準電圧源１１から構成さ
れる。トランジスタＱ3 のエミッタは、第１接続点７に
接続し、コレクタはチョークコイルＬ5 、フライホイー
ルダイオードＤ4 、出力コンデンサＣ4 からなるフィル
タに接続する。そして、出力コンデンサＣ4 と第１接続
点７間には、ダイオードＤ5 が接続する。
Ｑ3 、チョークコイルＬ5 、出力コンデンサＣ4 、フラ
イホイールダイオードＤ4 、逆流防止用のダイオードＤ
5 、パルス幅変調回路１０、基準電圧源１１から構成さ
れる。トランジスタＱ3 のエミッタは、第１接続点７に
接続し、コレクタはチョークコイルＬ5 、フライホイー
ルダイオードＤ4 、出力コンデンサＣ4 からなるフィル
タに接続する。そして、出力コンデンサＣ4 と第１接続
点７間には、ダイオードＤ5 が接続する。
【００１５】ＤＣ−ＤＣコンバータ９は、整流器１によ
り得られる電圧をトランジスタＱ3 によりチョッピング
し、出力コンデンサＣ4 の電圧ｖ4 が設定値ｋＶR にな
るようにする。なお、ｋは定数であり、ＶR は基準電圧
源１１の電圧である。即ち、トランジスタＱ3 のベース
に接続するパルス幅変調回路１０は、出力コンデンサＣ
4 の電圧ｖ4 と基準電圧源１１の電圧ＶR を比較して、
電圧ｖ4 が電圧ＶR に比例した設定値ｋＶR になるよう
にトランジスタＱ3 を制御する。
り得られる電圧をトランジスタＱ3 によりチョッピング
し、出力コンデンサＣ4 の電圧ｖ4 が設定値ｋＶR にな
るようにする。なお、ｋは定数であり、ＶR は基準電圧
源１１の電圧である。即ち、トランジスタＱ3 のベース
に接続するパルス幅変調回路１０は、出力コンデンサＣ
4 の電圧ｖ4 と基準電圧源１１の電圧ＶR を比較して、
電圧ｖ4 が電圧ＶR に比例した設定値ｋＶR になるよう
にトランジスタＱ3 を制御する。
【００１６】次に、図１のＡＣ−ＤＣコンバータの電圧
と電流の波形図である図２を参照しながら、整流器１の
出力電圧と平均値で表してある出力電流について説明す
る。整流器１の出力電圧ｖ3 が出力コンデンサＣ4 の電
圧ｖ4 より高い期間ｔ1 では、ＤＣ−ＤＣコンバータ９
のコンデンサＣ4 が設定値ｋＶR に向けて充電され、電
圧ｖ4 は上昇する。整流器１の出力電圧ｖ3 が、点線の
ように出力コンデンサＣ4 の電圧ｖ4 より低くなる期間
ｔ2 では、コンデンサＣ4 への充電は停止する。そし
て、整流器１の出力端の電圧、つまりコンバータトラン
ス２の入力電圧は、ダイオードＤ5 を通して出力コンデ
ンサＣ4 の電圧ｖ4 にクランプされる。
と電流の波形図である図２を参照しながら、整流器１の
出力電圧と平均値で表してある出力電流について説明す
る。整流器１の出力電圧ｖ3 が出力コンデンサＣ4 の電
圧ｖ4 より高い期間ｔ1 では、ＤＣ−ＤＣコンバータ９
のコンデンサＣ4 が設定値ｋＶR に向けて充電され、電
圧ｖ4 は上昇する。整流器１の出力電圧ｖ3 が、点線の
ように出力コンデンサＣ4 の電圧ｖ4 より低くなる期間
ｔ2 では、コンデンサＣ4 への充電は停止する。そし
て、整流器１の出力端の電圧、つまりコンバータトラン
ス２の入力電圧は、ダイオードＤ5 を通して出力コンデ
ンサＣ4 の電圧ｖ4 にクランプされる。
【００１７】この期間ｔ2 は、コンデンサＣ4 の電圧ｖ
4 が出力電圧ｖ3 より高いから、その差が逆流防止用の
ダイオードＤ5 のしきい値電圧ＶF を越えると、コンデ
ンサＣ4 の電荷はダイオードＤ5 を通して１次巻線Ｌ1
に流れ、ＡＣ−ＤＣコンバータのエネルギーとなる。そ
して、電圧ｖ4 は徐々に低下して値（ｋＶR −α）とな
る。αは、コンデンサＣ4 のエネルギーが放出されて、
設定値ｋＶR から降下した電圧値である。
4 が出力電圧ｖ3 より高いから、その差が逆流防止用の
ダイオードＤ5 のしきい値電圧ＶF を越えると、コンデ
ンサＣ4 の電荷はダイオードＤ5 を通して１次巻線Ｌ1
に流れ、ＡＣ−ＤＣコンバータのエネルギーとなる。そ
して、電圧ｖ4 は徐々に低下して値（ｋＶR −α）とな
る。αは、コンデンサＣ4 のエネルギーが放出されて、
設定値ｋＶR から降下した電圧値である。
【００１８】こうしている間に再び整流器１の出力電圧
ｖ3 は上昇して、コンデンサＣ4 の電圧ｖ4 の値（ｋＶ
R −α）よりも高くなり、期間ｔ1 に入る。このように
して、ＤＣ−ＤＣコンバータ９は、整流回路１の出力電
圧ｖ3 が出力コンデンサＣ4 の電圧ｖ4 よりも高い期間
ｔ1 では出力コンデンサＣ4 を充電し、出力コンデンサ
Ｃ4 の電圧ｖ4 よりも低い期間ｔ2 では出力コンデンサ
Ｃ4 を放電し、主コンバータであるＡＣ−ＤＣコンバー
タのエネルギーを供給するという一連のサイクル動作を
行う。
ｖ3 は上昇して、コンデンサＣ4 の電圧ｖ4 の値（ｋＶ
R −α）よりも高くなり、期間ｔ1 に入る。このように
して、ＤＣ−ＤＣコンバータ９は、整流回路１の出力電
圧ｖ3 が出力コンデンサＣ4 の電圧ｖ4 よりも高い期間
ｔ1 では出力コンデンサＣ4 を充電し、出力コンデンサ
Ｃ4 の電圧ｖ4 よりも低い期間ｔ2 では出力コンデンサ
Ｃ4 を放電し、主コンバータであるＡＣ−ＤＣコンバー
タのエネルギーを供給するという一連のサイクル動作を
行う。
【００１９】そしてこの一連のサイクル動作において、
整流器１の出力電流ｉ3 は、整流器１の出力電圧ｖ3 が
出力コンデンサＣ4 の電圧ｖ4 よりも高い期間ｔ1 だけ
流れ、ＡＣ−ＤＣコンバータのエネルギーとコンデンサ
Ｃ4 を充電するエネルギーとなる。図２では、出力電流
ｉ3 のコンデンサＣ4 に流れる分をｉ31、ＡＣ−ＤＣコ
ンバータに流れる分をｉ32として表してある。そして、
整流回路１の出力端の電圧ｖ3 が出力コンデンサＣ4 の
電圧ｖ4 よりも低い期間ｔ2 では、コンデンサＣ4 から
放電されるエネルギーがＡＣ−ＤＣコンバータの出力を
得るために用いられるので、電流ｉ3 は流れない。
整流器１の出力電流ｉ3 は、整流器１の出力電圧ｖ3 が
出力コンデンサＣ4 の電圧ｖ4 よりも高い期間ｔ1 だけ
流れ、ＡＣ−ＤＣコンバータのエネルギーとコンデンサ
Ｃ4 を充電するエネルギーとなる。図２では、出力電流
ｉ3 のコンデンサＣ4 に流れる分をｉ31、ＡＣ−ＤＣコ
ンバータに流れる分をｉ32として表してある。そして、
整流回路１の出力端の電圧ｖ3 が出力コンデンサＣ4 の
電圧ｖ4 よりも低い期間ｔ2 では、コンデンサＣ4 から
放電されるエネルギーがＡＣ−ＤＣコンバータの出力を
得るために用いられるので、電流ｉ3 は流れない。
【００２０】入力と出力の仕様を同じにして、本発明の
ＡＣ−ＤＣコンバータと図３のコンデンサ入力形の整流
回路を用いたＡＣ−ＤＣコンバータを比較した場合、図
４の短時間に流れる電流ｉ1 と図２の期間ｔ1 に流れる
電流ｉ3 の積分値は一致するから、本発明のＡＣ−ＤＣ
コンバータにおいて期間ｔ1 に流れる電流ｉ3 は頭のつ
ぶれた幅の広い波形となる。なお出力電流ｉ3 は、前記
したようにＡＣ−ＤＣコンバータの入力電流波形（交流
で一つおきに正、負方向交互）を全て正方向にしたもの
である。
ＡＣ−ＤＣコンバータと図３のコンデンサ入力形の整流
回路を用いたＡＣ−ＤＣコンバータを比較した場合、図
４の短時間に流れる電流ｉ1 と図２の期間ｔ1 に流れる
電流ｉ3 の積分値は一致するから、本発明のＡＣ−ＤＣ
コンバータにおいて期間ｔ1 に流れる電流ｉ3 は頭のつ
ぶれた幅の広い波形となる。なお出力電流ｉ3 は、前記
したようにＡＣ−ＤＣコンバータの入力電流波形（交流
で一つおきに正、負方向交互）を全て正方向にしたもの
である。
【００２１】このことは、コンデンサ入力形の整流回路
を用いるＡＣ−ＤＣコンバータに比較して、整流器の出
力電流の流通角が広いことを意味するから、実質的に力
率が高く、電源ラインの電圧歪みと高調波の発生の少な
いＡＣ−ＤＣコンバータを提供できる。なお、整流器１
の出力電圧ｖ3 の最大値をＶP とし、その最大値ＶP と
コンデンサＣ4 の電圧ｖ4 の設定値ｋＶR の関係が、ｋ
ＶR ＝ＶP ／２1/2 の場合には、ｔ1 ＝ｔ2 となる。
を用いるＡＣ−ＤＣコンバータに比較して、整流器の出
力電流の流通角が広いことを意味するから、実質的に力
率が高く、電源ラインの電圧歪みと高調波の発生の少な
いＡＣ−ＤＣコンバータを提供できる。なお、整流器１
の出力電圧ｖ3 の最大値をＶP とし、その最大値ＶP と
コンデンサＣ4 の電圧ｖ4 の設定値ｋＶR の関係が、ｋ
ＶR ＝ＶP ／２1/2 の場合には、ｔ1 ＝ｔ2 となる。
【００２２】図５のアクテイブフィルタを用いたＡＣ−
ＤＣコンバータでは、アクテイブフィルタが昇圧形の回
路なので、コンデンサＣ3 の電圧は一般的に３６０Ｖ程
度が用いられる。そのために、チョークコイルＬ4 の処
理するエネルギーは（１）式以上になる。 （３６０−１００・２1/2 ）・Ｐ0 ／３６０ （１） 他方、図１の本発明の場合、チョークコイルＬ5 の処理
するエネルギーは（２）式以下になる。 （１００・２1/2 −ｋＶR ）・Ｐ0 ／１００・２1/2 （２）
ＤＣコンバータでは、アクテイブフィルタが昇圧形の回
路なので、コンデンサＣ3 の電圧は一般的に３６０Ｖ程
度が用いられる。そのために、チョークコイルＬ4 の処
理するエネルギーは（１）式以上になる。 （３６０−１００・２1/2 ）・Ｐ0 ／３６０ （１） 他方、図１の本発明の場合、チョークコイルＬ5 の処理
するエネルギーは（２）式以下になる。 （１００・２1/2 −ｋＶR ）・Ｐ0 ／１００・２1/2 （２）
【００２３】なお、ＰO は、ＡＣ−ＤＣコンバータの入
力端から出力端に転送される電力であり、商用電源から
の交流入力が１００Ｖ（実効値）、ｋＶR が１００Ｖの
直流の時の例である。 （１）式の値は、０．６ＰO 、（２）式の値は０．３Ｐ
O であり、本発明ではアクティブフィルタを用いたもの
に比較して、チョークコイルの処理するエネルギーが小
さいためにその形状を大幅に小さくできることがわか
る。なお実施例では、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータには
チョッパ方式のものを用いたが、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを降圧型として用い得ることは言うまでもな
い。
力端から出力端に転送される電力であり、商用電源から
の交流入力が１００Ｖ（実効値）、ｋＶR が１００Ｖの
直流の時の例である。 （１）式の値は、０．６ＰO 、（２）式の値は０．３Ｐ
O であり、本発明ではアクティブフィルタを用いたもの
に比較して、チョークコイルの処理するエネルギーが小
さいためにその形状を大幅に小さくできることがわか
る。なお実施例では、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータには
チョッパ方式のものを用いたが、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを降圧型として用い得ることは言うまでもな
い。
【００２４】また、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおけ
る出力コンデンサの電圧の設定値は１００Ｖに限定する
必要はなく、整流器の出力電圧の最大値より低く、力率
改善に効果の上がる電圧値となるよう、ＡＣ−ＤＣコン
バータの仕様により最適な値に決めればよい。ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータのトランジスタを制御するパルスと、主コ
ンバータであるＡＣ−ＤＣコンバータのスイッチングト
ランジスタを制御するパルスの周波数の関係は、特に限
定する必要はない。さらに実施例では、ＡＣ−ＤＣコン
バータがフォワード形の場合を説明したが、フライバッ
ク形でも効果は同じである。
る出力コンデンサの電圧の設定値は１００Ｖに限定する
必要はなく、整流器の出力電圧の最大値より低く、力率
改善に効果の上がる電圧値となるよう、ＡＣ−ＤＣコン
バータの仕様により最適な値に決めればよい。ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータのトランジスタを制御するパルスと、主コ
ンバータであるＡＣ−ＤＣコンバータのスイッチングト
ランジスタを制御するパルスの周波数の関係は、特に限
定する必要はない。さらに実施例では、ＡＣ−ＤＣコン
バータがフォワード形の場合を説明したが、フライバッ
ク形でも効果は同じである。
【００２５】
【発明の効果】以上述べたように本発明のＡＣ−ＤＣコ
ンバータは、入力側の整流回路に降圧形のＤＣーＤＣコ
ンバータを接続してあり、整流回路の出力電圧がＤＣー
ＤＣコンバータの出力コンデンサの電圧よりも高い期間
のみ整流器の出力電流、即ちＡＣ−ＤＣコンバータの入
力電流が流れるようにしてあり、アクティブフィルタを
用いることなく従来のＡＣ−ＤＣコンバータに比較して
その流通角を広くできる。そして、力率を改善し、商用
電源の電源ラインの電圧歪みと高調波の発生を減少でき
る。回路構成は、乗算回路がないのでアクティブフィル
タを用いた場合に比較して簡単にできる。また、入力回
路のチョークコイルの形状を小さくできるので、アクテ
ィブフィルタを用いた場合に比較して大形化が避けら
れ、価格も安くなる利点がある。
ンバータは、入力側の整流回路に降圧形のＤＣーＤＣコ
ンバータを接続してあり、整流回路の出力電圧がＤＣー
ＤＣコンバータの出力コンデンサの電圧よりも高い期間
のみ整流器の出力電流、即ちＡＣ−ＤＣコンバータの入
力電流が流れるようにしてあり、アクティブフィルタを
用いることなく従来のＡＣ−ＤＣコンバータに比較して
その流通角を広くできる。そして、力率を改善し、商用
電源の電源ラインの電圧歪みと高調波の発生を減少でき
る。回路構成は、乗算回路がないのでアクティブフィル
タを用いた場合に比較して簡単にできる。また、入力回
路のチョークコイルの形状を小さくできるので、アクテ
ィブフィルタを用いた場合に比較して大形化が避けら
れ、価格も安くなる利点がある。
【図１】本発明のＡＣ−ＤＣコンバータの実施例を示す
回路図である。
回路図である。
【図２】図１のＡＣ−ＤＣコンバータの電圧と電流の波
形図である。
形図である。
【図３】従来のＡＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図４】図３のＡＣ−ＤＣコンバータの電圧と電流の波
形図である。
形図である。
【図５】従来の別のＡＣ−ＤＣコンバータの回路図であ
る。
る。
【図６】図５のＡＣ−ＤＣコンバータの電圧と電流の波
形図である。
形図である。
１ 整流器 ９ 降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ
Claims (1)
- 【請求項１】 商用電源に接続する整流器の出力端、コ
ンバータトランスの１次巻線およびスイッチングトラン
ジスタを直列接続し、スイッチングトランジスタのオン
時間を制御することにより、コンバータトランスの２次
巻線に接続する整流平滑回路を経て安定化した直流出力
を得るＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、 該整流器の（＋）側出力端子と該１次巻線との間の第１
接続点及び該整流器の（−）側出力端子と該スイッチン
グトランジスタとの間の第２接続点間に、 その入力側を接続した非絶縁・スイッチング方式の降圧
型ＤＣ−ＤＣコンバータ、 前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に設けた出力
コンデンサ、 該第１接続点と該降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側
との間に接続され、 前記出力コンデンサに蓄積されたエネルギーを該第１接
続点に回生するための電流路を形成するダイオードを具
備し、 充電されることで該出力コンデンサの両端に現れる電圧
は、該降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの独立した制御動作
によって常に、該整流器の整流出力電圧の最大値より低
い一定の値に保持されることを特徴とするＡＣ−ＤＣコ
ンバータ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3360275A JP2737066B2 (ja) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | Ａｃーｄｃコンバータ |
| DE4243943A DE4243943C2 (de) | 1991-12-27 | 1992-12-23 | Wechselstrom-Gleichstrom-Umformer |
| US08/227,891 US5502628A (en) | 1991-12-27 | 1994-04-14 | AC-DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3360275A JP2737066B2 (ja) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | Ａｃーｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05184146A JPH05184146A (ja) | 1993-07-23 |
| JP2737066B2 true JP2737066B2 (ja) | 1998-04-08 |
Family
ID=18468690
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3360275A Expired - Lifetime JP2737066B2 (ja) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | Ａｃーｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2737066B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4321060B4 (de) * | 1992-06-26 | 2004-04-29 | Toko, Inc. | Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler |
| JP5994603B2 (ja) * | 2012-11-27 | 2016-09-21 | ダイキン工業株式会社 | 直接形電力変換装置の制御方法 |
-
1991
- 1991-12-27 JP JP3360275A patent/JP2737066B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05184146A (ja) | 1993-07-23 |
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