JPH01218228A - デジタルオーディオデータのエンコード方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 以下の順序で説明する。

Ａ　産業上の利用分野 Ｂ　発明の概要 Ｃ従来の技術 Ｄ　発明が解決しようとする課題 Ｅ　課題を解決するための手段（第１図）Ｆ　作用 Ｇ　実施例 ＧＫ第１の実施例（第１図〜第８図） Ｈ発明の効果 Ａ　産業上の利用分野 この発明はデジタルオーディオデータのエンコード方法
に関する。

Ｂ　発明の概要 この発明は、デジタルオーディオデータをデータ圧縮し
て伝送する場合において、ペアとなる２つのブロック間
でビットを融通しあうことにより、より優れたデータ伝
送ができるようにしたものである。

Ｃ従来の技術 例えば、８ミリビデオにおいては、オブシツンの機能と
して、記録時、オーディオ信号をＰＣＭ信号にデジタル
化し、このＰＣＭ信号を、テープのオーバースキャン区
間に記録し、再生時、その逆の処理を行うことによりも
とのオーディオ信号を得ることが認められている。

この場合、ＰＣＭ信号のサンプリング周波数及び量子化
ビット数を多くすれば、より優れた特性でオーディオ信
号を記録再生できるが、そのようにすると、記録再生す
べきビット数が多くなり、記録再生できなくなってしま
う。

そこで、記録時、ＰＣＭ信号のビット数の圧縮を行い、
再生時、そのビット数の伸張を行うことにより、テープ
上のビット数が少なくても優れた記録再生特性が得られ
るようにすることが考えられている。

そして、そのようなビット圧縮・伸張の方法としてＡＤ
ＰＣＭと呼ばれる方法がある。

第９図は、そのＡＤＰＣＭによる伝送システムの一例を
示し、この例においては、入力データの連続する６４サ
ンプルごとに、その６４サンプルを１ブロツクとし、こ
の１ブロツクごとに予測フィルタの予測係数を最適値に
制御する場合である。そして、このとき、入力データの
１サンプルごとにビット圧縮した主データを出力すると
ともに、ｌブロックごとにそのビット圧縮に関する補助
データを出力する。

すなわち、同図において、（１０）はエンコーダ、（３
０）は信号伝送系、（４０）はデコーダを示し、例えば
、８ミリビデオにおけるＰＣＭオーディオ系に通用され
る場合であれば、エンコーダ（１０）は記録系に設けら
れ、デコーダ（４０）は再生系に設けられるとともに、
伝送系（３０）は、エラー訂正の処理回路９回転磁気ヘ
ッドなどを含むものである。

そして、エンコーダ（ｌＯ）において、デジタルデータ
Ｘｔが、１サンプルごとに並列に入力端子（１１）から
遅延回路（１２）　、　　（１３）を通じて減算回路（
１４）に供給される。この場合、入力データＸｔは、ア
ナログのオーディオ信号がリニアにＡ／Ｄ変換されたＰ
ＣＭ信号であり、例えば、サンプリング周波数は４８ｋ
Ｈｚ　、量子化ビット数は１６ビツトである。また、デ
ータＸｔは、８１０図に示すように、−１５Ｘｔ＜１の
固定小数点で表現されているとともに、２の補数で表現
されているものとする（他のデータについても同様）。

さらに、遅延回路（１２）　、　　（１３）は、主デー
タと、補助データとのタイミングを合わせるためのもの
であり、それぞれ１ブロツク期間の遅縫時間を有する（
このため、厳密には、端子（１１）の入力値をＸｔとす
れば、遅延回路（１３）の出力はＸ　ｔ−１２１１とな
るが、煩雑になるので、単にＸｔと記す）。

また、予測フィルタ（１９）からデータＸｔに対する予
測値×ｔが取り出され、この値５２ｔが減算回路（１４
）に供給されて減算回路（１４）からは、値Ｘｔと×ｔ
との差Ｄｔ Ｄｔ−Ｘｔ　−５；（ｔ が取り出される。この値Ｄｔは、入力値Ｘｔに対する予
測値５；Ｈｔの誤差（予測残差）である、したがって、
値Ｄｔは、理想的には、Ｄｔ　−０であり、−船釣にも
小さな値なので、値Ｄｉの語長が例えば１６ビツトであ
るとしても、例えば第１Ｏ図に示すように、ｌ）ｔ≧０
のときには、そのＭＳＢ側のかなりのビットは、すべて
“０”になり、Ｄｔ＜Ｏのときには、すべて“１”にな
るとともに、残るＬＳＢ側の数ビットが、値Ｘｔと×ｔ
との差に対応して“０゛または１１となる。また、値Ｄ
ｔが大きい値となったときには、下位ビットは無視でき
る。

そこで、この値Ｄｔが、利得制御回路（１５）に供給さ
れてＧ倍（Ｇ≧１）されることにより正規化された値Ｄ
ｔ−Ｇとされ、この値Ｇ−Ｄｔが再量子化回路（１６）
に供給されて例えば４ビツトの値Ｅｔ−ｆ５ｔ−Ｇに再
量子化される。

さらに、この値Ｅｔが利得制御回路（１７）に供給され
て１／Ｇ倍され、したがって、値Ｌ）ｔと同じオーダー
で、正規化されていない値６ｔとされ、この値５ｔが加
算回路（１８）に供給されるとともに、フィルタ（１９
）からの予測値ヌｔが加算回路（１８）に供給されて加
算回路（１８）からは、値しｔと父ｔとの和父ｔ ＞ｊｔ−−父ｔ＋Ｓｔ が取り出され、この値父仁がフィルタ（１９）に供給さ
れる。

この場合、値ヌｔは、値Ｘｔに対する予測値であり、値
ｆ５ｔは、その予測時における誤差Ｄｔの下位ビットを
切り捨てた、あるいはまるめた値であるから、これら値
５＜ｔと６ｔとの和である値父ｔは、入力値Ｘｔにほぼ
等しい、そして、この値父ｔが、フィルタ（１９）に供
給されたのであるから、そのフィルタ出力である値父ｔ
は、次のサンプル時点の入力値Ｘｔ◆１を予測した値と
することができる。

そして、再量子化回路（１６）からの値Ｅｔが、伝送系
（３０）を通じてデコーダ（４ｏ）に供給される。

このデコーダ（４０）においては、値ｇｔが利得制御回
路（４１）により　１／Ｇ倍されて値ｅｔとされ、この
値５ｔが加算回路（４２）に供給され、その加算出力が
出力端子（４４）に取り出されるとともに、フィルタ（
１９）と同様に構成された予測フィルタ（４３）に供給
され、そのフィルタ出力が加算回路（４２）に供給され
る。

したがって、フィルタ（４３）の出力が、値父【となる
とともに、端子（４４）には、入力データＸｔ　２にほ
ぼ等しいデジタルデータ父ｔが取り出される。

さらに、フィルタ（１９）　、　　（４３）における予
測係数を１ブロツクごとに最適値とするため、次のよう
な回路が設けられる。

すなわち、予測フィルタ（１９）　、　　（４３）は、
予測係数として例えば偏自己相関係数（ＰＡＩ？ＣＯＲ
係数）を使用する３次のフィルタとされるとともに、そ
の第１次〜第３次の係数ａ１〜ａ３は、任意の値に変更
できるようにされる。

また、端子（１１）からの入力データＸｔが、時間窓回
路（２１）に供給されて所定の重みづけが行われてから
自己相関回路（２２）に供給されて相関係数が算出され
、この係数が予測係数回路（２３）に供給されてデータ
Ｘｔの１ブロツクごとに第３次までの予測係数として偏
自己相関係数に１〜に３が算出され、この係数に１〜に
３が１ブロツク期間の遅延回路（２７）によりタイミン
グが調整されてからフィルタ（１９）に供給されるとと
もに、ラッチ（５１）を通じてフィルタ（４３）に供給
される。

さらに、遅延回路（１２）からのデータＸｔが予測誤差
フィルタ（２４）に供給され、そのフィルタ出力がブロ
ック内最大値検出回路（２５）に供給される。

この場合、フィルタ（２４）は、予測フィルタ（１９）
と同様に構成された３次の予測フィルタ（２４１）と、
減算回路（２４２）とを有するとともに、係数回路（２
３）からの予測係数に１〜に３がフィルタ（２４１）に
供給され、入力データＸｔに対する誤差Ｄｔの予測値（
予測誤差）５ｔを、１サンプルごとに生成するものであ
る。また、検出回路（２５）は、人力データＸｔの１ブ
ロツクごとに、そのブロック内における予測誤差ａｔ　
　＜これは６４個ある）のうち、絶対値が最大である予
測誤差の絶対値５　Ｗａｘを検出するものである。

そして、この最大値５　ｅｔａｘが正規化利得算出回路
（２６）に供給されて正規化時の利得ＧＧ■ｔ）１５ｗ
ａｘ ｂは、Ｑ＜ｂ＜ｌの安全係数で、 例えば、ｂ−０，９ に変換され、この正規化用の利得係数Ｇが利得制御回路
（１５）　、　　（１７）に供給されるとともに、ラッ
チ（５２）を通じて利得制御回路（４１）に供給される
。この場合、値５　ｖｐａｘは、６４１１Ｍある値１５
ｔの鰻大値であるから、値Ｅｔは、−１≦Ｅｔ＜１に正
規化される。

なお、ラッチ（５１）　、　　（５２）は、係数に１〜
に３、Ｇを、対応する値６ｔ−Ｇの１ブロツク期間にわ
たって保持するためのものである。

また、エンコーダ（１０）から伝送系（３０）を通じて
デコーダ（４０）に伝送されるデータ量につぃて考える
と、主データである予測残差Ｅｔは、例えば４ビツトで
１サンプルごとに伝送され、補助データ（予測パラメー
タ）である予測係数に１〜に３及び利得係数Ｇは、例え
ば１６ビツト、１２ビツト、１２ビツト及び８ビツトで
１ブロツクごとに伝送されるので、１ブロツク期間にお
けるデータ量は、 ４ビット×６４サンプル分＋１６ビツト＋１２ビット＋
１２ビット＋８ビット−３０４ビツトとなる。そして、
データ圧縮を行わない場合における１ブロツク期間のデ
ータ量は、 １６ビツト×６４サンプル分−１０２４ビットであろ、
したがって、データ量は、 ３０４ビツト／　１０２４ビット′＝１２９．７％に圧
縮されて伝送されたことになる。

また、伝送系（３０）が８ミリビデオのＰＣＭオーディ
オ系である場合、１フイ一ルド期間におけるデータ量を
計算すると、予測残差ｇｔのデータ量は、１チヤンネル
あたり、 ４８００Ｇサンプル／フイ一ルド周波数＝　　４８００
０１５９．９４　　・・・・’＝　　８００．８サンプ
ル となるが、端数を切り捨るわけにはいかないので、８０
１サンプル＝８０１Ｘ４ピツト となる。したがって、ステレオの左及び右の２チヤンネ
ルでは、 ８０１Ｘ　４ビット×２゛チャンネル−８０１ワード（
ｌワード−８ビツト） となる。

また、予測係数に１〜に３及び利得係数Ｇのデータ量は
、６４サンプル（１ブロツク）ごとに１組が得られるの
で、１チヤンネルあたりでは、８０１サンプル／６４サ
ンプル＃１２．５１組となるが、やはり端数を切り捨て
るわけにはいかないので、１３組となり、左及び右の２
チヤンネルでは、２６組となる。そして、これをワード
数に換算すると、 （１６＋１２＋１２＋　８ビツト）×２６組−６ワード
×２６組 ！　１５６ワード となる。

したがって、■フィールド期間における全データ量は、 ８０１ワード＋　１５６ワードー　９５７ワードとなる
。　− これに対して、現行の８ミリビデオにおけるＰＣＭオー
ディオのデータ量を計算すると、サンプリング周波数が
２　ｆ　ｈ　＃　３１．４６８ｋＨｚ　（ｆ　ｈは水平
周波数）、量子化ビット数が８ビツトなので、１フイ一
ルド期間におけるデータ量は、信号り、　Ｈの２チヤン
ネルで、 ２　ｆ　ｈ／フィールド周波数×２チャンネル−５２５
サンプル×２チヤンネル −１０５０ワード となる。

したがって、上述のＡＤＰＣＭオーディオによるデータ
量は、現行の８ミリビデオにおけるＰＣＭオーディオの
データ量よりも少ないので、上述のＡＤＰＣＭによる各
データを、そのまま現行の８ミリビデオにおけるデジタ
ルオーディオデータとみなして記録のエンコード処理及
び再生のデコード処理を行うことができる。また、現行
のテープフォーマットのままで、オーディオ信号をより
優れた音質で記録再生できる。

さらに、上述のＡＤＰＣＭシステムによれば、係数及び
演算の語長に制限があっても、予測フィルタ（１９）　
、　　（４３）の予測係数を入力データＸｔにしたがっ
て最適値に制御しているので、デコードされたデータｇ
ｔの圧縮により生じるエラーを最小にすることができる
。

また、予測残差Ｄｔを伝送する場合、この残差Ｄｔを再
量子化によりビット数を少なくするとともに、その再量
子化の前に正規化を行っているので、伝送されるデータ
Ｅｔは、ビット数が少なく、しかも、誤差の少ないデー
タとなる。

文献：「音戸情報処理の基礎」オーム社発行特願昭６１
−２９９２８５号の明細書及び図面Ｄ　発明が解決しよ
うとする課題 ところで、上述のＡＤＰＣＭシステムにおいては、第５
図Ａに不すように、どのブロック期間Ｔ　ｔにおいても
、伝送される予測残差Ｅｔのビット数は、４ビツトで一
定である。

そして、この場合、デジタルデータＸｔに＾／Ｄ変換さ
れるオーディオ信号Ａｔのレベル（＆幅）変化がどのサ
ンプルでも小さければ、残差Ｅｔは小さく、したがって
、残差Ｅｔを４ビツトで表現しても問題はない。

ところが、オーディオ信号Ａｔのレベルが、例えば同図
Ｂに示すように、あるブロック期間Ｔ−に急激に大き←
変化したとすると、この期間ＴＩｌにおけるレベルの予
測ははずれることになるので、残差Ｅｔは大きくなり、
これを４ビツトで表現したのでは、精度が低く、デコー
ダ（４０）においてデコードされたデータ父ｔのエラー
が大きくなってしまう。

したがって、残ｆｉＥｔは、できるだけ多いビット数で
表現することが好ましいが、上述の数値例からもわかる
ように、伝送系（３０）の伝送容量に基づいてデータＥ
ｔのビット数や１ブロツクあたりのサンプル数などを決
定しているので、残差Ｅｔのビット数を多くすることは
無理である。したがって、オーディオ信号Ａｔのレベル
変化が急激なとき、データ父ｔにはエラーを生じてしま
い、再生されたオーディオ信号Ａｔに歪みやノイズを生
じてしまう。

この発明は、このような問題点を解決しようとするもの
である。

Ｅ　課題を解決するための手段 今、人間の聴感について考えると、この聴感にはマスキ
ング効果があり、音のレベルが急激に変化すると、その
変化時点から±ＩＱｍ秒程度以内に、歪みやノイズがあ
っても、これをあまり感知できないという特性がある。

この発明は、このような点に着目し、所定の間隔を有す
る２つのブロックを１つのペアとし、このペアとなる２
つのブロックの間で、残差Ｅｔに必要なビット数を互い
に融通して伝送するようにしたものである。なお、ペア
となる２つのブロックの間隔は、マスキング効果が有効
な期間内とする。

ド　作用 残差Ｅｔに対する平均的なビット数は増減しないが、精
度を必要とする残差Ｅｔについてはビット数が多くなる
。

Ｇ　実施例 Ｇ１第１の実施例 この例においては、第８図に示すように、期間Ｔｔと’
ｌ’（−ｓ　　　　・・・■期間’ｒｉｏｔとＴｉＣ・
・・■ 期間Ｔｔ◆？と′ｒト３　・・・■ 期間’ｒｉ＊３とＴｉ◆８　・・・０ 期間Ｔｓ令鴫とＴ（−ｔ　　　・・・０期間Ｔｉ令５と
Ｔｓ◆１ｏ　　・・・■期間ＴｉｅｓとＴｔ◆１　・・
・■ のブロック期間をペアとし、すなわち、５ブロツク期間
間離れたブロック期間をペアとするとともに、１ブロツ
ク期間ごとに、ペアとなる相手のブロック期間を前のブ
ロック期間と後のブロック期間とに切り換える。

また、＠５図Ｃに示すように、期間Ｔ−には、オーディ
オ信号Ａｔのレベルが急激に大きく変化しているので、
期間Ｔｍの残差Ｅｔの各ビット数をすべて２ビツト増や
して６ビツトにするとともに、ペアとなる期間Ｔｌｌ５
ｓの残＠ｇｔのビット数をすべて２ビット減らして２ピ
ツトとする。また、ブロック期間Ｔｎのように、信号Ａ
ｔのレベル変化があまり大きくないときには、その期間
Ｔｎの残差Ｅｔの各ビット数をすべて１ビツトだけ増や
して５ビツトとするとともに、ペアとなるブロック期間
Ｔｎ＋ｓの残差Ｅｔの各ビット数をすべて１ビツトだけ
減らして３ビツトとする。

そして、期間Ｔ−のｊ番目（ｊ−１〜６４）の残！１Ｌ
Ｅｔ　　（６ビツト）と、期間Ｔ　ｅ−ｓのｊ番目の残
差Ｅｔ　　（２ビツト）とを、８ビツトのデータＷＥに
合成するというように、ペアとなる２つのプロツク期間
の対応する残差Ｅｔ、Ｅｔを、８ビツトのデータＷＥに
再構成し、このデータＷＥを送出する。さらに、このと
き、例えば■番のペアと、■番のペアとは、対象となる
ブロック期間が同じであり、データＷＥも■番と■番と
では同じになるので、■番のデータＷＥは送出しない、
すなわち、ペアとなるブロック期間が５ブロック期間（
−船釣には奇数ブロック期間）離れた場合、１つおきの
各ブロック期間と、残る１つおきのブロック期間とでは
、データＷＥが同じになるので、残差Ｅｔは各ブロック
期間ごとに求めるが、データＷＥは■、■、■、■、・
・・・・・のように、１ブロック期間（第８図のＯ印の
期間）おきに伝送系（３０）に送出する。

また、期間］゛翔＋　’ｒ　ｎのようにピント数を標準
の４ビツトから変更する場合、これはオーディオ信号Ａ
ｔのレベル変化に基づいて行うが、このためには、利得
計数Ｇを使用する。すなわち、係数Ｇは、信号Ａｔのレ
ベルをブロック単位でポしているので、期間Ｔ　ｉの利
得係数Ｇｉと、期間Ｔｌ−５の利得係＠　Ｇ　ｔ　−ｓ
との比Ｒ（ Ｒｉ　＝　Ｇ　（／　Ｇ　ｉ−ｓ を求め、この比Ｒｉにしたがって残差Ｈｔのビット数を
、例えば次のように決定する。

ｉ、Ｒｉ　≧１１．３またはＯ≦Ｒ直≦１／１１．３の
とき期間Ｔｉは６ビツト、期間’ｒｉ−ｓは２ビツト（
期間Ｔ　ｙａ　、　’ｒ　ｗ−ｓが該当する）またはそ
の逆。

ｉｉ　、　１１．３＞　Ｒｔ≧２．８または１／　１１
．３＜　Ｒｉ　≦１／２．８のとき 期間１゛ｉは５ビツト、期間ｒト５は３ビフト（期間’
ｌ’ｎ、’ｌ’ｎ−ｓが該当する）またはその逆。

ｉｉｉ　、上記Ｌｉｉ以外のとき すべて４ビツト そして、このように残差Ｅｔのビット数を変更したとき
には、このビット数を示すデータもデコーダ（４０）に
伝送する必要があるが、これは例えば次のようにする。

すなわち、残差Ｅｔのビット数を示すデータをデータＮ
ＭＢＲとすると、これは４ビツトの大きさとする。そし
て、第６図に示すように、データＮＭＢｊ？の下位３ビ
ツトが増減すべきビット数を２進値で示し、ＭＳＨは、
これが１″のとき、データＮＭＢＲ自身がペアとなる２
つのブロック期間Ｔｔ。

Ｔｉ−５のうちの前の期間Ｔｉ−５のビット数のデータ
であることを示し、“０′のとき、後の期間１゛ｉのビ
ット数のデータであることを示すものとする。

したがって、期間Ｔｓにおいては、データＮｌ’１．Ｂ
Ｒは、ペアの後の期間Ｔｍのデータであるから、ＭＳＢ
は“θ″となり、残差Ｅｔが６ビツトなので、下位３ビ
ツトは“０１０”となり、−全体としてＮＭＢＲ＝“０
０１Ｏ″となる。

また、期間′ｒｎにおいては、データＮＭＢＲは、ペア
の前の期間′１゛ｎのデータであるから、ＭＳＢは“ｌ
”となり、残差Ｅｔが３ビツトなので、下位３ビツトは
“１１１”となり、全体どしてＮ？ＩＢＲ−“１１１１
″となる。

なお、ペアとなる期間］゛εのデータＮＭＢＲと、期間
Ｔｉ−５のデータＮＭＢＲとは、２の補数の関係にある
。

さらに、現行の８ミリビデオにおいては、すべての処理
が１ワ一ド単位で行われるので、第７図に示すように、
２つのデータＮＭＢＲ，ＮＭＢＲを組み合わせて１ワー
ド長のデータＷＮＭＢとする。ただし、この場合、デー
ターＮＰＩＢの上位４ビツトのデータＮＭＢｊ？と、下
位４ビツトのデータＮ？ｌＢＭとは、ペアにならないブ
ロック期間の各データ１ｕｌＢＲ，ＮＭＢＲとする。

第１図は、以上の規則にしたがってエンコードを行うエ
ンコーダ（１０）を示し、理解を容易にするため、以下
の説明及び第１図においては、上記■番のブロック期間
Ｔｔを中心にして説明を行う。

また、第１図の各データには、■番の処理時におけるブ
ロック期間の番号を（）内に示すとともに、回Ｖ＆（６
１）　、　　（６３）については、それらの内部のデー
タの動きを示すために、そのデータの属するブロック期
間の番号を示す。

すなわち、遅延回路（１３）においては、６ブロツク期
間の遅延から行われ、その人力データＸｔが期間Ｔｉｅ
６のデータであるとき、期間ＴｔのデータＸｔが取り出
される。そして、このデータＸｔが減算回路（１４）に
供給されて再量子化回路（１６）からは期間′ｒＮの残
差Ｅｔが取り出され、この残差Ｅｔが遅延用のメモリ　
（６１）に供給されて期間Ｔｉ　、Ｔｉ−５の残差Ｅｔ
、Ｅｔが取り出され、これら残差Ｅｔ、Ｅｔが合成回路
（６２）に供給されるとともに、期間’ｌ’　＋のデー
タＮＭＢＲが合成回路（６２）に供給されるとともに、
期間ＴｉのデータＮＩ’ｌＢＲが合成回路（６２）に供
給されて期間Ｔ　ｉの残差Ｅｔと、期間Ｔｔ−５の残！
！ＥｔとがデータＮＭＢＲにしたがって１ワード長のデ
ータＷＥに合成される。こうして、■番の期間Ｔ（、’
Ｉ”ｉ−ｓのデータＷＥが形成され、以下、同様にして
１ブロック期間おきに、順に■、■、■、・・・・・・
のデータＷＥが形成され、このデータＷＥが伝送系（３
０）に送出される。

またこのとき、遅延回路（２７）において、予測係数に
１〜に３が６ブロツク期間遅延されて期間１゛亀の係数
に１〜に３が取り出され、この係数ｋＬ〜に３が予測フ
ィルタ（１９）に供給されるとともに、伝送系（３０）
に送出される。なお、この係数に１〜に３の処理及び送
出は、各ブロック期間ごとに行われる。

さらに、算出回路（２６）から期間Ｔｉ◆５の利得係数
Ｇ　ｉ　＋　５が取り出され、この係数Ｇ　ｉ　＋　ｓ
が、遅延用のメモリ　（６３）に供給されて期間゛ｒｉ
の利得係数０１が取り出され、この係数ＧＩが利得制御
回路（１５）　、　　（１７）に供給されるとともに、
伝送系（３０）に送出される。なお、この係数Ｇｉの送
出も、各ブロック期間ごとに行われる。

また、メモリ　（６３）から期間Ｔ　ｉｔｓ　＊　’ｒ
　ｉ　＊゛ｒｉづの利得係数Ｇｉ◆ｓ　、　Ｇｉ　＋　
Ｇ１−５が取り出され、これら係数がビット長算出回路
（６４）に供給される。そして、第３図Ａにも示すよう
に■番の期間Ｔｉには、係数Ｇｉ　、Ｇｌ−ｇから値Ｒ
４が検出されるとともに、この値ＲｉからデータＮＭＢ
Ｉ？に変換され、このデータＮＭＢＲが、再量子化回路
（１６）及び合成回路（６２）に、期間’ｒ　ｉにおけ
る残差Ｅｔのビット数を指定する信号として供給される
。また、同図Ｂに示すように、■番の期間Ｔｉ◆１には
、メモリ　（６３）内の係数Ｇは、１ブロック期間分だ
け進むので、メモリ　（６３）からは係数Ｇｉ◆ｓ　＋
　Ｇ１５ｔ　＊　Ｇ１−４が取り出されて算出回路（６
４）に供給されるが、この■番の期間Ｔ−◆１には、係
数ＧｔすｔＧｔ◆６から値Ｒ（Φ１が算出されるととも
に、データＮＭＢＲに変換され、このデータＮＭＢＲが
回路（１６）　、　　（６２）に供給される。

そして、同図Ｃ以降に示すように、０番以降の期間につ
いても同様にしてデータＮＭＢＲが求められ、回路（１
６）　、　　（６２）における残差Ｅｔのビット長が制
御される。

また、算出口ＶＰＩ（６４）においては、データＷＥに
おける残差Ｅｔ、ｇｔがペアを組んでいない２つのブロ
ック期間のデータＮＭＢＲ，ＮＭＢＲからデータＷＮＭ
Ｂが形成され、このデータＷＮＭＢが各ブロック期間ご
とに伝送系（３０）に送出される。

なお、エンコーダ（１０）から各データが伝送系（３０
）に送出される場合、図示はしないが、伝送系（３０）
の伝送フォーマットにしたがってそれらデータのタイミ
ングが補正される。また、データＷＮＭＢが新しく伝送
されることになるので、１フイ一ルド期間のデータ績は
、２６ワード増加して９８３ワードとなるが、これは現
行の８ミリビデオにおけるデータ１ｆｔ１０５０ワード
よりも少ない。

第２図は上述のエンコーダ（１０）に対応するデコーダ
（４０）の−例を示す、ただし、この場合、伝送系（３
０）からデコーダ（４０）に供給される各データは、以
下のデコード処理に必要なタイミングに補正されている
ものとする。

すなわち、伝送系（３０）からは、残差データＷＥが、
ペアとなる２ブロック分づつ１ブロック期間おきに伝送
されてくるので、このデータＷＥが、第４図にも示すよ
うに、１ブロック期間おきにメモリ（７１）に供給され
る。そして、同図Ｃに示すように、期間１゛ｉ◆ｅ、’
ｌ’（◆１　（０番の期間）のデータＷ１４がメモリ　
（７１）に供給されたときには、このデータＷＥが、分
離回路（７２）供給されるとともに、期間゛ｒ％◆１の
データＮＭＢＲが分離回路（７２）に供給され、このデ
ータＮｌ’ｌＢＨに基づいてデータＷＥから期間Ｔｉ◆
１の残差Ｅｔが取り出され、この残差Ｅｔが利得制御回
路（４１）に供給される。

そして、次のブロック期間には、同図りに示すように、
メモリ　（’／ｌ）から期間’Ｉ’　ｉφ２．Ｉ″１−
ａ（０番の期間）のデータＷＥが取り出されて分離回路
（７２）に供給されるとともに、期間’ｌ’　ｉ　令２
のデータＮＭＢＲが分離回路（７２）に供給されてデー
タＷＥから期間’ｒｉ＋＊の残差ＭＬが取り出されて制
御回路（４１）に供給される。

そして、以後、同図Ｅ以降に示すように、２ブロック期
間を周期として以上の処理が繰り返され、残差Ｅｔが制
御回路（４１）に順次供給される。

また、そのとき、伝送系（３０）からのデータＷＮＭＢ
が分離回路（７３）に供給されて各ブロック期間ごとに
、そのブロック期間のデータＮＭＢＲがデータＷＮ？１
Ｂから取り出されて上述のように分離回路（７２）に供
給される。

したがって、端子（４４）にはデコードにされたデータ
５ｉ！仁が各サンプルごとに取り出される。

Ｈ発明の効果 こうして、この発明によれば、ＡＤＰＣＭによるオーデ
ィオデータＸｔが伝送されるが、この場合、特にこの発
明によれば、２つのブロック期間をペアとし、このペア
のブロック期間において残差Ｅｔのビット数を融通する
ようにしたので、平均的なビット数を増加させないで、
レベルが急激に変化したときの残差Ｅｔのビット数を多
くすることができ、この変化時に大きな歪みやノイズを
生じることがない。

また、ビット数の融通状態を示すデータＮＭＢＲは、各
ブロック期間ごとに伝送するとともに、ペアとなる前の
ブロック期間と後のブロック期間とでは、データＮ？’
ｌＢＲ，ＮＭＢＲは２つの補数の関係にあるので、一方
のデータＮＭ８Ｒにエラーを住しても他方のデータＮＭ
ＢＲからそのエラーを生じているデータＮＭＢＲを復元
でき、したがって、残差Ｅｔのビット数をより正しく復
元できる。

さらに、伝送されるデータは、すべて１ワード長とされ
ているので（係数に１〜に３については、８ビツトごと
に区切ることができる）、これらデータを現行の８ミリ
ビデオにおけるＰＣＭオーディオデータとみなして記録
再生することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一例の系統図、第２図〜第１０図は
その説明のための図である。 （１０）はエンコーダ、（３ｏ）は信号伝送系、（４０
）はデコーダである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 Ａ／Ｄ変換されたサンプルを、その所定数ごとに１つの
   ブロックとし、 このブロックごとに、そのブロックに含まれる上記サン
   プルから予測パラメータを求め、この予測パラメータに
   基づいて、この予測パラメータを求めた上記ブロックの
   上記サンプルごとに予測残差を求め、 この予測残差を上記サンプルの割り合いで送出し、 上記予測パラメータを上記ブロックの割り合いで送出す
   るとともに、 上記予測残差の送出時、２つのブロックを１つのペアと
   し、 このペアとなる２つのブロックの間で、上記予測残差の
   ビットを融通して送出するようにしたデジタルオーディ
   オデータのエンコード方法。