JPH01168131A - デジタルデータのデコード装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 以下の順序で説明する。

Ａ　産業上の利用分野 Ｂ　発明の概要 Ｃ従来の技術 Ｄ　発明が解決しようとする問題点 Ｅ　問題点を解決するための手段（第１図）Ｆ　作用 Ｇ　実施例 Ｇ１第１の実施例（第１図） Ｇ２他の実施例 Ｈ発明の効果 Ａ　産業上の利用分野 この発明はデジタルデータのデコード装置に関する。

Ｂ　発明の概要 この発明は、デジタルデータのサンプルごとの予測残差
と、ブロックごとのパーコール係数とが伝送されてきた
場合において、パーコール係数のエラー訂正が不可能な
ときには、パーコール係数に対して所定の処理を行うこ
とにより、適切なデコードが行われるようにしたもので
ある。

Ｃ従来の技術 例えば、８ミリビデオにおいては、オプションの機能と
して、記録時、オーディオ信号をＰＣＭ信号にデジタル
化し、このＰＣＭ信号を、テープのオーバースキャン区
間に記録し、再生時、その逆の処理を行うことによりも
とのオーディオ信号を得ることが認められている。

この場合、ＰＣＭ信号のサンプリング周波数及び量子化
ビット数を多くすれば、より優れた特性でオーディオ信
号を記録再生できるが、そのようにすると、記録再生す
べきビット数が多くなり、記録再生できなくなってしま
う。

そこで、記録時、ｐｃ、Ｍ（４号のビット数の圧縮を行
い、再生時、そのビット数の伸張を行うことにより、テ
ープ上のビット数が少なくても優れた記録再生特性が得
られるようにすることが考えられている。

そして、そのようなビット圧縮・伸張の方法としてＡＤ
ＰＣＭと呼ばれる方法がある。

第２図は、そのＡＤＰＣＭによる伝送システムの一例を
示し、この例においては、入力データの連続する６４サ
ンプルごとに、その６４サンプルを１ブロツクとし、こ
の１ブロツクごとに予測フィルタの予測係数を最適値に
制御する場合である。そして、このとき、入力データの
１サンプルごとにビット圧縮した生データを出力すると
ともに、１ブロツクごとにそのビット圧縮に関する補助
データを出力する。

すなわち、同図において、（１０）はエンコーダ、（３
０）は信号伝送系、（４０）はデコーダを示し、例えば
、８ミリビデオにおけるＰＣＭ音声系に通用される場合
であれば、エンコーダ（１０）は記録糸に設けられ、デ
コーダ（４０）は再往系に設けられるとともに、伝送系
（３０）は、エラー訂正の処理回路９回転磁気ヘッドな
どを含むものである。

そして、エンコーダ（１０）において、デジタルデータ
Ｘｔが、１サンプルごとに並列に入力端子（１１）から
遅延回路（１２）　ｉ　　（１３）を通じ、て減算回路
（１４）に供給される。この場合、入力データＸｔは、
アナログのオーディオ信号がリニアにＡ／Ｄ変換された
ＰＣＭ信号であり、例えば、サンプリング周波数は４８
ｋＨｚ　、量子化ビット数は１６ビツトである。また、
データＸｔは、第３図に示すように、−１≦Ｘｔ＜１の
固定小数点で表現されているとともに、２の補数で表現
されているものとする（他のデータについても同様）。

さらに、遅延回路（１２）　、　　（１３）は、主デー
タと、補助データとのタイミングを合わせるためのもの
であり、それぞれ１ブロツク期間の遅延時間を有す、る
（このため、厳密には、端子（１１）の人力値をＸｔと
すれば、遅延回路（１３）の出力はＸ　ｔ−１２ｓとな
るが、煩雑になるので、単にＸｔと記す）。

また、予測フィルタ（１９）からデータＸｔに対する予
測値５；Ｈｔが取り出され、この値５（ｔが減算回路（
１４）に供給されて減算回路（１４）からは、値ｘｔと
父ｔとの差Ｄｔ ａｔ　＝ｘｔ　−ｘｔ が取り出される。この値Ｄｔは、入力値Ｘｔに対する予
測値ヌｔの誤差（予測残差）である、したがって、値Ｄ
ｔは、理想的には、Ｄｔ　＝０であり、−殻内にも小さ
な値なので、値Ｄｔの語長が例えば１６ビツトであると
しても、例えば第３図に示すように、そのＭＳＢ側のか
なりのビットは、Ｄｔ≧Ｏのときには、すべて“０゛Ｉ
になり、Ｄｔ＜０のときには、すべて“１１になるとと
もに、残るＬＳＢ側の数ビットが、値Ｘｔと５＜ｔとの
差に対応して′０”または１１”となる。また、値Ｄｔ
が大吉い値となったときには、下位ビットは無視できる
。

そこで、この値Ｌ）ｔが、利得制御回路（１５）に供給
されてＧ倍（Ｇ≧１）されることにより正規化された値
Ｄｔ−Ｇとされ、この値Ｇ−Ｄｔが再量子化回路（１６
）に供給されて例えば４ビツトの値しｔ−Ｇに再量子化
される。

さらに、この値ｌ５ｔ−ａが利得制御回路（１７）に供
給されて１／Ｇ倍され、したがって、値Ｄｔと同じオー
ダーで、正規化されていない値ｔ５ｔとされ、この値５
ｔが加算回路（１８）に供給されるとともに、フィルタ
（１９）からの予測値Ｒｔが加算回路（１８）に供給さ
れて加算回路（１８）からは、値ｔ５ｔ、ａ父ｔとの和
父り 父ｔ＝７ｔ＋６ｔ が取り出され、この値５５ｔがフィルタ（１９）に供給
される。

この場合、値７ｔは、値Ｘｔに対する予測値であり、値
ｔ５ｔは、その予測時における誤差Ｄｔのド位ビットを
切り捨てた、あるいはまるめた値であるから、これら値
７ｔと５ｔとの和である値９．ｔは、入力値Ｘｔにほぼ
等しい。そして、この値父ｔが、フィルタ（１９）に供
給されたのであるから、そのフィルタ出力である値父り
は、次のサンプル時点の入力値Ｘｔ◆１を予測した値と
することができる。

そして、再量子化回路（１６）からの値ｔ５ｔ−Ｇが、
伝送系（３０）を通じてデコーダ（４０）に供給される
。

このデコーダ（４０）においては、値１５ｔ−Ｇが利得
制御回路（４１）により　１／Ｇ倍されて値６ｔとされ
、この値しｔが加算回路（４２）に供給され、その加算
出力が出力端子（４４）に取り出されるとともに、フィ
ルタ（１９）と同様に構成された予測フィルタ（４３）
に供給され、そのフィルタ出力が加算回路（４２）に供
給される。

したがって、フィルタ（４３）の出力が、値ヌＬとなる
とともに、端子（４４）には、入力データＸｔにほぼ等
しいデジタルデータ父ｔが取り出される。

さらに、フィルタ（１９）、（４３）における予測係数
を１ブロツクごとに最適値とするため、次のような回路
が設けられる。

すなわち、予測フィルタ（１９）　、　　（４３）は、
例えば３次のフィルタとされるとともに、その第１次〜
第３次の係数ａ１〜ａ３は、任怠の値に変更できるよう
にされる。

また、端子（１１）からの入力データＸｔが、時間窓回
路（２１）に供給されて所定の重みづけが行われてから
自己相関回路（２２）に供給されて相関係数が算出され
、この係数が予測係数回路（２３）に供給されてデータ
Ｘｔの１ブロツクごとに第３次までの予測係数０１〜Ｃ
３が算出され、この係Ｍｃｘ〜Ｃ３がフィルタ（１９）
に供給されるとともに、ラッチ（５１）を通じてフィル
タ（４３）に供給される。

さらに、遅延回路（１２）からのデータＸｔが予測誤差
フィルタ（２４）に供給され、そのフィルタ出力がブロ
ック内最大値検出回路（２５）に供給される。

この場合、フィルタ（２４）は、予測フィルタ（１９）
と同様に構成された３次の予測フィルタ（２４１）と、
減算回路（２４２）とを有するとともに、係数回路（２
３）からの予測係数０１〜ｃ３がフィルタ（２４１）に
供給され、人力データＸｔに対する誤差Ｄｔの予測値（
予測誤差＞　ｔ５ｔを、１サンプルごとに生成するもの
である。また、検出回路（２５）は、入力データＸｔの
１ブロツクごとに、そのブロック内における予測誤差ｉ
５ｔ　　（これは６４（ＩＩある）のうち、絶対値が最
大である予測誤差の絶対値５　ｍａｘを検出するもので
ある。

そして、この最大値ｔ５ｍａｘが正規化利得算出回路（
２６）に供給されて正規化時の利得Ｇのデータ、Ｇ＝ｂ
／σｗａｘ ｂは、Ｑ＜ｂ＜１の安全係数で、 例えば、ｂ−０，９ に変換され、このデータＧが利得制御回路（１５）　。

（１７）に供給されるとともに、ラッチ（５２）を通じ
て利得制御回路（４１）に供給される。この場合、値ｉ
５　ｍａｘは、６４個ある値ｔ５Ｌの最大値であるから
、値Ｄｔ−Ｇは、−１≦Ｄｔ−Ｇ＜１に正規化される。

なお、ラッチ（５１）　、　　（５２）は、データｃ１
〜Ｃ３、Ｇを、対応する値６ｔ−Ｇの１ブロツク期間に
わたって保持するためのものである。

また、エンコーダ（ｌＯ）から伝送系（３０）を通じて
デコーダ（４０）に伝送されるデータ量について考える
と、主データであるデータ５ｔ−Ｇは、例えば４ビツト
で１サンプルごとに伝送され、補助データである予測係
数０１〜Ｃ３及び利得データＧは、例えば１６ビツト、
１２ビツト、１２ビツト及び８ビツトで１ブロツクごと
に伝送されるので、１ブロツク期間におけるデータ量は
、 ４ビット×６４サンプル分＋１６ビツト＋１２ビット＋
１２ビット＋８ビア）−３０４ビツトとなる。そして、
データ圧縮を行わない場合における１ブロツク期間のデ
ータ量は、 １６ピツト×６４サンプル分−１０２４ビットである。

したがって、データ量は、 ３０４ビツト／　１０２４ビット′＝、２９．７％に圧
縮されて伝送されたことになる。

こうして、このシステムによれば、デジタルオーディオ
データのデータ圧縮を行うことができるが、この場合、
特にこのシステムによれば、係数及び演算の倍長に制限
があっても、予測フィルタ（１９）　、　　（４３）の
予測係数を入力データＸｔにしたがって最適値に制御し
ているので、デコードされたデータ１５ｔの圧縮により
生じるエラーを最小にすることができる。

また、予測残差Ｌ）ｔを伝送する場合、この残差Ｄｔを
再量子化によりビット数を少なくするとともに、その再
量子化の前に正規化を行っているので、伝送されるデー
タ５ｔ−Ｇは、ビット数が少なく、しかも、誤差の少な
いデータとなる。

第４図及び第５図は、上述のエンコーダ（１０）及びデ
コーダ（４０）を、８ミリビデオのオーディオ信号の記
録系及び再生系に通用した場合の一例を示す。

すなわち、記録系においては、例えばＮＴＳＣ方式のカ
ラービデオ信号が、端子（６１）を通じて記録ビデオ回
路（６２）に供給されて輝度信号がｌ’Ｍ信号に変換さ
れるとともに、搬送色信号が、そのＦ′Ｍ輝度信号より
も低域側、すなわち、搬送周波数ｆｃが、ｆ　ｃ　＝　
４７．２５ｆ　ｈ　　（＃７４３ｋＨｚ、　ｆ　ｈは水
、＋ｉ：周波数）の信号に周波数変換され、これらＦＭ
輝度信号と、低域変換された搬送色信号と、再生時のト
ラッキングサーボ用のパイロット信号との加算信号Ｓｖ
が取り出され、この信号Ｓｖが記録アンプ（６３）を通
じてスイッチ回路（６４）に供給゛される。

また、ステレオの左及び右チャンネルのオーディオ信号
り、　Ｒが、端子（７１Ｌ）　、　　（７１Ｒ）を通じ
てＡ／Ｄコンバータ（７２Ｌ）　、　　（７２Ｒ）に供
給されて信号り、Ｒのそれぞれについて例えばサンプリ
ング周波数４８ｋＨｚＳｌ子ビツト数１６ビツトのデジ
タルデータｘｔ、ｘｔにＡ／Ｄ変換され、これらデータ
ｘｔ、ｘｔが上述したエンコーダ（１０）と同様に構成
されたエンコーダ（ＩＯＬ）　、　　（ＩＯＲ）に供給
されて各チャンネルごとに、データｔ５ｔ　・Ｇ、Ｃ１
〜Ｃ３，０が取り出される。

そして、これらデータが記録エンコーダ（７３）に供給
されて１フイ一ルド期間分ごとに、エラー訂正データの
付加、インターリーブ及び各フィールド期間の終わりの
ほぼ１１５フイ一ルド期間への時間軸圧縮などの記録エ
ンコード処理の行われたデジタル信号Ｓａとされ、この
信号Ｓａが、変調回路（７４）に供給されて例え頃パイ
フェイスマーク信号ｓｂとされ、この信号ｓｂが記録ア
ンプ（７５）を通じてスイッチ回路（６４）に供給され
る。

そして、スイッチ回路（６４）が所定のタイミングで制
御されて信号Ｓｖが１フイ一ルド期間ごとに交互に回転
磁気ヘッド（ＩＡ）　、　　（１Ｂ）に供給されるとと
もに、信号ｓｂが信号Ｓｖとは逆の関係でヘッド（ＬＡ
）　、　　（１Ｂ）に供給される。

また、ヘッド（ＩＡ）　、　　（１Ｂ）は、互いに１８
０゜の角間隔を有し、端子（６１）のカラービデオ信号
に同期してフレーム周波数で回転させられるとともに、
その回転局面の２１６°強の角範囲にわたって磁気テー
プ（２）が斜めに一定の速度で走行させられる。なお、
ヘッド（ＩＡ）　、　　（ＩＢ）は、互いに異なるスリ
ット角、いわゆるアジマス角を有する。

したがって、テープ（２）には、第６図に示すように、
トラック（２Ｔ）が隣接して順次形成されるとともに、
そのトラック（２丁）の始めから３６”の区間にはｌフ
ィールド期間分の信号ｓｂが記録され、残る１８０°の
区間には１フイ一ルド期間分の信号Ｓｖが記録されるこ
とになる。

なお、上述における記録糸及び記録フォーマットなどは
、信号ｓｂにおける信号Ｓａを除けば、現行の８ミリビ
デオと同様である。

一方、再生糸においては、ヘッド（ＩＡ）により１つお
きのトラック（２Ｔ）から信号Ｓｖ、Ｓｂが順次再生さ
れ、ヘッド（ＩＢ）により残る１つおきのトラック（２
Ｔ）から信号Ｓｖ、Ｓｂが順次再生され、これら再生信
号が再生アンプ（８１Ａ）。

（８１Ｂ　）を通じてスイッチ回路（８２）に供給され
、スイッチ回路（８２）からはヘッド（ＬＡ）　、　　
（１Ｂ）の再生した信号Ｓν、Ｓｖが連続して取り出さ
れるとともに、ヘッド（ＬＡ）　、　　（ＩＢ）の再生
した信号ｓｂ、ｓｂが各フィールド期間の終わりのほぼ
１１５フイ一ルド期間ごとに取り出される。

そして、スイッチ回路（８２）からの信号Ｓｖが再生ビ
デオ回路（８３）に供給されて記録時とは逆の処理が行
われてもとのカラービデオ信号が端子（８４）に取り出
される。

また、スイッチ回路（８２）からの信号ｓｂが、復調回
路（９１）に供給されて信号Ｓａが復調され、この信号
Ｓａが再生デコーダ（９２）に供給されて時間軸伸張、
デインターリーブ及びエラー訂正などが行われることに
より、各チャンネルごとにもとのデータしｔ−Ｇ、Ｃｔ
−Ｃ３，Ｇがデコードされ、これらデータが、上述のデ
コーダ（４０）と同様に構成されたデコーダ（４０Ｌ　
）　、　　（４０Ｒ’）に供給されてデータ父ｔ、２ｔ
がデコードされ、これらデータがＤ／Ａコンバータ（９
３Ｌ）　、　　（９３Ｒ）に供給されて端子（９４Ｌ）
　、　　（９４Ｒ）にもとのオーディオ信号り、Ｒが取
り出される。

以上のようにしてオーディオ信号り、　Ｒが記録再生さ
れるが、この場合、１秒間にテープ（２）に記録される
データ１５ｔ−Ｇ、ｃ１〜ｃ〕、Ｇのデータ量（エラー
！１１正データなどを除く）は、（４８０００サンプル
／６４サンプル）ブロック×３０４ビット×２チャンネ
ル−４５６Ｘ　１０３ビツトとなる。そして、現行の８
ミリビデオにおけるＰＣＭオーディオにおいては、サン
プリング周波数は２ｆ　ｈ　＃３１．４６８ｋＨｚ、　
甘子化ビット数が８ビツトであるから、１秒間にテープ
（２）に記録されるデータ量は、 ３１４６Ｂサンプル×８ビット×２チャンネルζ５０３
ｘ　１０’ビツト となる。したがって、上述したデータｅ５ｔ−Ｇ。

Ｃ１〜Ｃ３，Ｇは、十分に記録再生できる。

文献：「音声情報処理の基礎」オーム社発行特願昭６１
−２９９２８５号の明細書及び図面Ｄ　発明が解決しよ
うとする問題点 ところで、上述の８ミリビデオにおいて、復調された信
号Ｓａにエラーを生じていても、デコーダ（９２）ニお
いて、データ５ｔ−Ｇ、Ｃｔ　〜Ｃ３、Ｇのエラーを完
全に訂正できれば、何も問題は生じない。

しかし、実際には、テープ（２）における伝送容量の制
限などのため、エンコーダ（７３）において十分なエラ
ー訂正コードの付加ができず、この結果、デコーダ（９
２）において完全なエラー訂正ができないことがある。

そして、なかでも予測係数０１〜Ｃ３にエラーを生じ、
これが訂正できないと、聴感上の影響が大きい。

この発明は、このような問題点を解決しようとするもの
である。

Ｅ　問題点を解決するための手段 今、予測係数０１〜ｃ３について考えると、これには、
線形予測係数αと、パーコール係数（ＰＡ−１７ＣＯＲ
係数：偏自己相関係数）ｋとが知られている。

そして、線形予測係数αの場合には、ｍ次までの予測係
数α１〜α輌を求めたときの例えば１次の係数α１と、
ｐ次（ｐ≠ｍ）までの予測係数α１〜αｐを求めたとき
の１次の係数α１とは、一般に異なる値となる。したが
って、ｍ次までの予測係数α１〜α−を求めたときの１
次の係数α１を、ｐ次までの予測係数α１〜αｐを求め
たときの１次の係数α１で代用することはできない。

これに対し、パーコール係数にの場合には、そのｍ次の
係数ｋｍは、あるデータＸｔと、ｍサンプルだけ離れた
データＸｔ−との相関を示すものであるとともに、オー
ディオ信号は、一般に、近いサンプルの方が相関が高い
ので、低次のパーコール係数はど重要性が高い。

また、ｍ次までのパーコール係数に１〜ｋｍを求めたと
きの係数に１〜ｋＩＩＩと、ｐ次（ｐ＞ｍ）までのパー
コール係数に１〜にρを求めたときの係数に１〜に＋＋
＋とは互いに等しくなる。

したがって、デコーダ（４０）において、ｐ次までの係
数に１〜ｋｐが得られているにもかかわらず、そのｍ次
までの係数に１〜ｋｍＬか使用しなくても、デコードさ
れたデータ父ｔの精度がわずかに低下するだけであり、
大きなエラーを生じることはない。

この発明は、このような点に着目し、予測係数としてパ
ーコール係数に１〜にρを使用するとと５もに、デコー
ダ（９２）におけるデコード時、ｍ次のパーコール係数
ｋｍに訂正不能のエラーを生じたときには、ｍ次以上の
パーコール係数ｋ　ｍ　−ｋ　ｐを例えば　「０」に置
き換え、その結果の≠壽パーコール係数に１〜ｋｐをも
とに、対応するブロックのデータ２ｔのデコードを行う
ようにしたものである。

Ｆ　作用 パーコール係数に１〜ｋｐの中にエラー訂正不能の係数
を生じても、低次側から正しい次数までのパーコール係
数に１〜に＋ｍをもとにデコードを行うので、精度が若
干落ちるだけで、穂感上、問題の少ない再生音が得られ
る。

Ｇ　実施例 Ｇ１第１実施例 第１図において、予測フィルタ（４３）は、予測係数と
してパーコール係数ｋを使用するｐ次（ｐ≧１）、例え
ば３次のフィルタとされるとともに、その第１次〜第３
次の係数ａ１〜ａ３は、任意の値に変更できるようにさ
れる。また、エンコーダ（１０）の予測フィルタ（１９
）　、　　（２４１）についてもフィルタ（４３）　と
同様とされる。

したがって、デコーダ（９２）からは、ｌブロックにつ
き、６４個の残差データ５ｔ−ｃと、１個の利得データ
Ｇと、１組のパーコール係数に１〜に３が取り出される
ことになる。

さらに、デコーダ（９２）に検出回路（５３）が接続さ
れ、デコードされたパーコール係数に１〜に３のエラー
状態を示す検出信号Ｓ　ｅ　、すなわち、係数に１〜に
３にエラーを生じているときには、そのエラーを生じて
いる係数ないしその次数を示す検出信号Ｓｅが取り出さ
れ、この信号Ｓｅがラッチ（５１）に供給されて係数に
１〜に３にエラーを生じているときには、そのエラーを
生じている係数及びその係数よりも高次の係数はすべて
「０」にされる、そして、そのような係数に□〜に３が
フィルタ（４３）に供給される。

このような構成によれば、デコーダ（９２）においてパ
ーコール係数に１〜に３を正しくデコードできたときに
は、その係数に１〜に３がラッチ（５１）にラッチされ
るとともに、そのままフィルタ（４３）に供給きれるの
で、対応するブロックのデータ父ｔが正しくデコードさ
れて端子（４４）に取り出される。

しかし、デコーダ（９２）において、例えばパーコール
係数に２．ｋｉを正しくデコードできず、エラーを生じ
ているときには、これを検出信号Ｓｅが検出していると
ともに、この信号Ｓｓにより、ランチ（５１）において
係数に２．ｋｘは「０」とされ、このに２．に３−０及
び正しい係数に１がフィルタ（４３）に供給されてデー
タ父（がデコードされる。

この場合、係数ｋ　２　＋　　ｋ　３は高次の係数であ
り、より離れたサンプルとの相関を示すものなので、１
１ｉ要性が低く、また、パーコール係数ｋにおいては、
ｐ次まで求めたときのパーコール係数に１〜ｋｐにおけ
るｍ次までの係数に１〜ｋｍと、ｍ次まで求めたときの
パーコール係数ｋｘ”ｋｍとは等しいので、データｇｔ
をほぼ正しくデコードして取り出すことができる。

こうして、この発明によれば、予測係数としてパーコー
ル係数に１〜ｋｐを使用するとともに、デコード時に、
その係数に１〜ｋｐにエラー訂正不能の係数があったと
きには、その係数及びその高次の係数を「０」としてい
るので、エラー訂正ができずに誤った予測係数によりで
たらめなデータ父ｔをデコードする場合に比べ、はるか
に真価に近いデータ父ｔをデコードでき、聴感上の問題
となることがない。

Ｇ２伯の実施例 なお、上述においては、エラー訂正できなかったパーコ
ール係数及びその高次の係数を「０」にしたが、例えば
１つの前のブロックの対応する係数で補間することもで
きる。

Ｈ発明の効果 この発明によれば、予測係数としてパーコール係数に１
〜ｋｐを使用するとともに、デコード時に、その係数に
１〜ｋｐにエラー訂正不能の係数があったときには、そ
の係数及びその高次の係数を「０」としているので、エ
ラー訂正ができずに誤った予測係数によりでたらめなデ
ータ父【をデコードする場合に比べ、はるかに真値に近
いデータ父（をデコードでき、聴感上の問題となること
がない。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一例の系統図、第２図〜第６図はそ
の説明のための図である。 （１０）はエンコーダ、（３０）は信号伝送系、（４０
）はデコーダである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 所定のサンプリング周波数によってデジタル信号に変換
   されたサンプルが、その所定数ごとに１つのブロックと
   され、 このブロックごとに、そのブロックに含まれる上記サン
   プルからパーコール係数が求められ、このパーコール係
   数に基づいて、このパーコール係数を求めた上記ブロッ
   クの上記サンプルごとに予測残差が求められ、 この予測残差が上記サンプルの割り合いで送出されると
   ともに、 上記パーコール係数が上記ブロックごとに送出されるデ
   ジタルデータの伝送システムのデコード装置において、 上記パーコール係数のエラー訂正が不可能な状態にある
   とき、そのエラー訂正不可能なパーコール係数及びこれ
   よりも高次のパーコール係数を所定値に置き換え、 この置き換えの行われたパーコール係数に基づいて上記
   予測残差から上記サンプルをデコードするようにしたデ
   ジタルデータのデコード装置。