JPH01159696A - デジタル信号シンセサイザ及び校正信号発生器 - Google Patents
デジタル信号シンセサイザ及び校正信号発生器Info
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- JPH01159696A JPH01159696A JP63247262A JP24726288A JPH01159696A JP H01159696 A JPH01159696 A JP H01159696A JP 63247262 A JP63247262 A JP 63247262A JP 24726288 A JP24726288 A JP 24726288A JP H01159696 A JPH01159696 A JP H01159696A
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- JP
- Japan
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- signal
- analog
- digital
- frequency
- synthesizer
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 10
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 6
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 4
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
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-
- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
- G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
- G06F1/00—Details not covered by groups G06F3/00 - G06F13/00 and G06F21/00
- G06F1/02—Digital function generators
- G06F1/03—Digital function generators working, at least partly, by table look-up
- G06F1/0321—Waveform generators, i.e. devices for generating periodical functions of time, e.g. direct digital synthesizers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C1/00—Amplitude modulation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
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- General Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、デジタル信号シンセサイザ及び校正信号発生
器に関する。
器に関する。
［従来技術及び発明が解決しようとする課題］デジタル
信号シンセサイザは、サンプリングされたデジタル信号
をクロック信号に応じてデジタル・アナログ変換器（Ｄ
ＡＣ）に送り、合成出力信号を発生する。第５図は、合
成する高周波信号Ｆ （ｗ）を周波数領域で示している
。第６図は、従来のデジタル信号シンセサイザのブロッ
ク図を示している。信号Ｆ （ｗ）をサンプリングして
得られたデジタル信号は、第６図のメモリ（５０）に記
憶される。メモリ（５０）の出力データは、クロック発
生器（５２）からのパルス周期Ｔのクロック信号に応じ
て、一定の速度でＤＡＣ（５４）に送られる。この時、
所謂エイリアシング歪を防止する為には、クロック信号
の角周波数ＷＯは、次の式で決まる下限値を有する。
信号シンセサイザは、サンプリングされたデジタル信号
をクロック信号に応じてデジタル・アナログ変換器（Ｄ
ＡＣ）に送り、合成出力信号を発生する。第５図は、合
成する高周波信号Ｆ （ｗ）を周波数領域で示している
。第６図は、従来のデジタル信号シンセサイザのブロッ
ク図を示している。信号Ｆ （ｗ）をサンプリングして
得られたデジタル信号は、第６図のメモリ（５０）に記
憶される。メモリ（５０）の出力データは、クロック発
生器（５２）からのパルス周期Ｔのクロック信号に応じ
て、一定の速度でＤＡＣ（５４）に送られる。この時、
所謂エイリアシング歪を防止する為には、クロック信号
の角周波数ＷＯは、次の式で決まる下限値を有する。
ＷＯ＝２π／Ｔ≧ ２ （Ｗｃ＋Ｗ） （１）こ
こで、Ｗは帯域幅、Ｗｃは信号Ｆ （ｗ）の角周波数を
表す。第７図は、ＤＡＣ（５４）の出力信号を周波数領
域で表している。一般に、所望の信号Ｆ （ｗ）の周囲
には、周波数領域でＷＯラジアン毎に繰返し現れるスペ
クトル成分が存在する。
こで、Ｗは帯域幅、Ｗｃは信号Ｆ （ｗ）の角周波数を
表す。第７図は、ＤＡＣ（５４）の出力信号を周波数領
域で表している。一般に、所望の信号Ｆ （ｗ）の周囲
には、周波数領域でＷＯラジアン毎に繰返し現れるスペ
クトル成分が存在する。
低域通過フィルタを使用して不要なスペクトル成分を除
去し、第５図の周波数領域表示と同様の所望の出力信号
を得る。ここに示した従来のデジタル信号シンセサイザ
で、デジタル・アナログ変換後の信号再生を正確に行う
為には、信号の最大周波数の２倍以上の周波数のクロッ
ク信号が必要である。このように、従来のデジタル信号
シンセサイザを用いて高周波信号を処理する場合には、
クロック信号の周波数を非常に高くしなければならない
ので、デジタル回路は複雑化し、大容量のメモリも必要
になるという問題があった。
去し、第５図の周波数領域表示と同様の所望の出力信号
を得る。ここに示した従来のデジタル信号シンセサイザ
で、デジタル・アナログ変換後の信号再生を正確に行う
為には、信号の最大周波数の２倍以上の周波数のクロッ
ク信号が必要である。このように、従来のデジタル信号
シンセサイザを用いて高周波信号を処理する場合には、
クロック信号の周波数を非常に高くしなければならない
ので、デジタル回路は複雑化し、大容量のメモリも必要
になるという問題があった。
従って、本発明の目的は、クロック信号の周波数を高く
したり、回路を複雑にすることなく、高周波信号をデジ
タル的に合成し得るデジタル信号シンセサイザ及び校正
信号発生器を提供することである。
したり、回路を複雑にすることなく、高周波信号をデジ
タル的に合成し得るデジタル信号シンセサイザ及び校正
信号発生器を提供することである。
［課題を解決する為の手段及び作用］
本発明によれば、低周波数のクロック信号を用ぃたデジ
タル信号シンセサイザ及び校正信号発生器を提供してい
る。合成されるデジタル信号はメモリに記憶されている
。このメモリからＤＡＣにデータを供給する際のクロッ
ク信号の周波数は、所望の信号の帯域幅の２倍以上あれ
ば良い。この所望の信号の周波数を中心周波数に持つ帯
域通過フィルタを用いて所望の出力信号を得ることが出
来る。従って、クロック信号の周波数を従来より低く設
定して回路構成を簡単に出来る。
タル信号シンセサイザ及び校正信号発生器を提供してい
る。合成されるデジタル信号はメモリに記憶されている
。このメモリからＤＡＣにデータを供給する際のクロッ
ク信号の周波数は、所望の信号の帯域幅の２倍以上あれ
ば良い。この所望の信号の周波数を中心周波数に持つ帯
域通過フィルタを用いて所望の出力信号を得ることが出
来る。従って、クロック信号の周波数を従来より低く設
定して回路構成を簡単に出来る。
［実施例］
第１図は、本発明のデジタル信号シンセサイザ（１０）
を示している。メモリ（１２）は、所望の信号Ｆ （ｗ
）を表すデジタル・データを記憶している。クロック発
生器（１６）からのクロック信号（角周波数ＷＯ１周期
Ｔ）に応じて、メモリ（１２）からＤＡＣ（１４）にデ
ータが送られる。
を示している。メモリ（１２）は、所望の信号Ｆ （ｗ
）を表すデジタル・データを記憶している。クロック発
生器（１６）からのクロック信号（角周波数ＷＯ１周期
Ｔ）に応じて、メモリ（１２）からＤＡＣ（１４）にデ
ータが送られる。
このクロック信号の角周波数ＷＯは、所望の信号の帯域
幅Ｗの２倍以上に設定されている。即ち、ＷＯ＝ ２π
／Ｔ≧ ２Ｗ （２）第２図に示すようなりＡ
Ｃ（１４）の出力信号が、帯域通過フィルタ（１８）に
送られ、その結果、第５図のような所望の信号が得られ
る。この帯域通過フィルタ（１８）の中心周波数は、所
望の信号の周波数Ｗｃに等しい。クロック信刊の周期Ｔ
は、繰り返し現れるスペクトル成分が互いに重なること
によるエイリアシング歪を防止するように選択される。
幅Ｗの２倍以上に設定されている。即ち、ＷＯ＝ ２π
／Ｔ≧ ２Ｗ （２）第２図に示すようなりＡ
Ｃ（１４）の出力信号が、帯域通過フィルタ（１８）に
送られ、その結果、第５図のような所望の信号が得られ
る。この帯域通過フィルタ（１８）の中心周波数は、所
望の信号の周波数Ｗｃに等しい。クロック信刊の周期Ｔ
は、繰り返し現れるスペクトル成分が互いに重なること
によるエイリアシング歪を防止するように選択される。
これは、上記（２）式を満たすようにクロック信号の周
囲Ｔを選択することにより達成出来る。繰り返し現れる
スペクトル成分の１つの中心周波数が、所望の信号の周
波数Ｗｃに一敗するようにすべきである。この為には、
メモリ（１２）内の信号データの中心周波数Ｗ ｃ ｔ
ｒを選択して、ＷＯの倍数とＷ ｃ ｔ ｒの和がＷ
ｃに等しくなるようにすれば良い。
囲Ｔを選択することにより達成出来る。繰り返し現れる
スペクトル成分の１つの中心周波数が、所望の信号の周
波数Ｗｃに一敗するようにすべきである。この為には、
メモリ（１２）内の信号データの中心周波数Ｗ ｃ ｔ
ｒを選択して、ＷＯの倍数とＷ ｃ ｔ ｒの和がＷ
ｃに等しくなるようにすれば良い。
上述のデジタル信号シンセサイザの１つの具体的な応用
例は、テレビジョンのオーディオ回路の試験に使用され
る４ 、 ５ Ｍ Ｈｚの校正信号のデジタル合成の場
合である。例えば、アメリカ合衆国のステレオ・テレビ
ジョン方式（Ｉ３ＴＳＣシステム）゛に於けるオーディ
オ校正信号であるＭＴＳ信号（Ｍｕｌｔｉ−ｃｈａｎｎ
ｅｌ Ｔｅ１ｅｖｉｓｉｏｎ ５ｏｕｎｄ Ｓｉｇｎａ
ｌ）の搬送波の周波数が４．５ＭＨｚである。第３図は
、低周波数のオーディオ信号（ベースバンド信号）及び
４．５ＭＨｚの変調搬送波信号の合成に使用される校正
信号発生器（２０）を示している。
例は、テレビジョンのオーディオ回路の試験に使用され
る４ 、 ５ Ｍ Ｈｚの校正信号のデジタル合成の場
合である。例えば、アメリカ合衆国のステレオ・テレビ
ジョン方式（Ｉ３ＴＳＣシステム）゛に於けるオーディ
オ校正信号であるＭＴＳ信号（Ｍｕｌｔｉ−ｃｈａｎｎ
ｅｌ Ｔｅ１ｅｖｉｓｉｏｎ ５ｏｕｎｄ Ｓｉｇｎａ
ｌ）の搬送波の周波数が４．５ＭＨｚである。第３図は
、低周波数のオーディオ信号（ベースバンド信号）及び
４．５ＭＨｚの変調搬送波信号の合成に使用される校正
信号発生器（２０）を示している。
メモリ（２２）は、実用的なＭＴＳ信号を表すデジタル
信号を記憶しており、この信号は連続的にメモリ（２２
）から反復して出力させることが出来る。メモリ（２２
）内の波形データの長さが１３．７２８個のサンプルか
ら成っている場合、４ Ｍ Ｈｚのクロック信号を用い
ると、総てのＭＴＳ副搬送波信号の周波数を正確に発生
し、且っこの発生した信号を４ＭＨｚ／１３．７２Ｂ＝
２９１．３７５Ｈｚか、又はこの整数倍の周波数の正弦
波によって、特定の状態に変調することが出来る。２進
アドレス・カウンタ（２４）の計数範囲の値を波形デー
タの長さ（例えば、１３．７２８）に等しくプログラム
することが出来、このカウンタ（２４）は、例えば４Ｍ
Ｈｚのクロック周波数でメモリ（２２）を繰り返しアド
レスするのに使用される。
信号を記憶しており、この信号は連続的にメモリ（２２
）から反復して出力させることが出来る。メモリ（２２
）内の波形データの長さが１３．７２８個のサンプルか
ら成っている場合、４ Ｍ Ｈｚのクロック信号を用い
ると、総てのＭＴＳ副搬送波信号の周波数を正確に発生
し、且っこの発生した信号を４ＭＨｚ／１３．７２Ｂ＝
２９１．３７５Ｈｚか、又はこの整数倍の周波数の正弦
波によって、特定の状態に変調することが出来る。２進
アドレス・カウンタ（２４）の計数範囲の値を波形デー
タの長さ（例えば、１３．７２８）に等しくプログラム
することが出来、このカウンタ（２４）は、例えば４Ｍ
Ｈｚのクロック周波数でメモリ（２２）を繰り返しアド
レスするのに使用される。
メモリ（２２）の出力はレジスタ（２６）を介してＤＡ
Ｃ（２Ｂ）に人力される。レジスタ（２６）を駆動する
のは、クロック信号ＣＬＫである。ＤＡＣ（２Ｂ）の差
動出力Ｓ’ｌ Ｇ及び／ＳＩＧは、サンプリング手段で
あるミキサ（３０）で差動信号ＣＩＩ ＯＰ及び／ Ｃ
ＨＯＰによって再びサンプリングされ、差動インパルス
信号が発生する。その後、この差動インパルス信号は低
域通過フィルタ（ＬＰＦ）（３２）で処理され、差動増
幅器（３４）によって正弦波のようなシングル・エンド
信号に変換される。差動増幅器（３４）の出力は別のし
ＰＦ （３６）と帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）（３８）
に入力し、ＬＰＦ （３６）からベースバンド信号が得
られ、ＢＰＦ （３Ｂ）から変調搬送波信号が得られる
。ステート・マシン（４０）は、発振器（４２）からの
高周波のマスタクロック信号ＭＣＬＫに応じて、校正回
路（２０）に必要なタイミング信号ＣＬＫ、ＣＨＯＰ、
／ＣＨＯＰを発生する。マスククロツタ信号ＭＣＬＫの
周波数は、クロック信号ＣＬＫの周波数の倍数（例えば
、夫々１５ＭＨｚ及び４ＭＨｚ）である。第４図は、ス
テー１−・マシン（４０）からのタイミング信号の関係
を示している。第４図から判るように、ＤＡＣ（２Ｂ）
の差動出力ＳＩＧ及び／ＳＩＧは、ＤＡＣ（２Ｂ）のホ
ールド期間の最後の１／４の期間中にＣＨＯＰ及び／Ｃ
ＨＯＰ信号により再びサンプリングされる。これにより
、ＤＡＣ（２Ｂ）の各出力パルスの最初の部分に生じる
リンギングに起因するエイリアシング歪を除去し得る。
Ｃ（２Ｂ）に人力される。レジスタ（２６）を駆動する
のは、クロック信号ＣＬＫである。ＤＡＣ（２Ｂ）の差
動出力Ｓ’ｌ Ｇ及び／ＳＩＧは、サンプリング手段で
あるミキサ（３０）で差動信号ＣＩＩ ＯＰ及び／ Ｃ
ＨＯＰによって再びサンプリングされ、差動インパルス
信号が発生する。その後、この差動インパルス信号は低
域通過フィルタ（ＬＰＦ）（３２）で処理され、差動増
幅器（３４）によって正弦波のようなシングル・エンド
信号に変換される。差動増幅器（３４）の出力は別のし
ＰＦ （３６）と帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）（３８）
に入力し、ＬＰＦ （３６）からベースバンド信号が得
られ、ＢＰＦ （３Ｂ）から変調搬送波信号が得られる
。ステート・マシン（４０）は、発振器（４２）からの
高周波のマスタクロック信号ＭＣＬＫに応じて、校正回
路（２０）に必要なタイミング信号ＣＬＫ、ＣＨＯＰ、
／ＣＨＯＰを発生する。マスククロツタ信号ＭＣＬＫの
周波数は、クロック信号ＣＬＫの周波数の倍数（例えば
、夫々１５ＭＨｚ及び４ＭＨｚ）である。第４図は、ス
テー１−・マシン（４０）からのタイミング信号の関係
を示している。第４図から判るように、ＤＡＣ（２Ｂ）
の差動出力ＳＩＧ及び／ＳＩＧは、ＤＡＣ（２Ｂ）のホ
ールド期間の最後の１／４の期間中にＣＨＯＰ及び／Ｃ
ＨＯＰ信号により再びサンプリングされる。これにより
、ＤＡＣ（２Ｂ）の各出力パルスの最初の部分に生じる
リンギングに起因するエイリアシング歪を除去し得る。
このように、ＤＡＣ（２Ｂ）の出力の「切り取り（チョ
ッピング）」は、有効データ・ホールド期間を１／４に
減少することにより、高周波（４，５ＭＨｚ ）のエイ
リアス化イメージ（エイリアシングにより生じる偽スペ
クトル）の不ベクトル・エネルギを増加し、ベースバン
ド信号の高周波スペクトルのロールオフ（波形のなまり
）を低減する。
ッピング）」は、有効データ・ホールド期間を１／４に
減少することにより、高周波（４，５ＭＨｚ ）のエイ
リアス化イメージ（エイリアシングにより生じる偽スペ
クトル）の不ベクトル・エネルギを増加し、ベースバン
ド信号の高周波スペクトルのロールオフ（波形のなまり
）を低減する。
上述のデジタル信号シンセサイザを使用することにより
、この校正回路は、テレビジョンのオーディオ回路の試
験に必要な低周波数（０−２００ＫＨｚ）のオーディオ
信号及び４．５ＭＨｚの変調搬送波信号を発生し得る。
、この校正回路は、テレビジョンのオーディオ回路の試
験に必要な低周波数（０−２００ＫＨｚ）のオーディオ
信号及び４．５ＭＨｚの変調搬送波信号を発生し得る。
この具体的な応用例では、クロック信号の最高周波数は
４ Ｍ Ｈｚであり、このクロック周波数は、第６図の
従来のデジタル信号シンセサイザの場合に必要な９ＭＩ
Ｉｚ以上のクロック周波数より十分に低くすることが出
来る。
４ Ｍ Ｈｚであり、このクロック周波数は、第６図の
従来のデジタル信号シンセサイザの場合に必要な９ＭＩ
Ｉｚ以上のクロック周波数より十分に低くすることが出
来る。
従って、本発明によれば、帯域通過フィルタを用いるこ
とにより、従来より低周波数のクロック信号で動作し、
所望の合成信号が得られるデジタル信号シンセサイザを
提供出来る。
とにより、従来より低周波数のクロック信号で動作し、
所望の合成信号が得られるデジタル信号シンセサイザを
提供出来る。
以上本発明の好適実施例について説明したが、本発明は
ここに説明した実施例のみに限定されるものではなく、
本発明の要旨を逸脱する事なく必要に応じて種々の変形
及び変更を実施し得る事は当業者には明らかである。
ここに説明した実施例のみに限定されるものではなく、
本発明の要旨を逸脱する事なく必要に応じて種々の変形
及び変更を実施し得る事は当業者には明らかである。
［発明の効果］
本発明によれば、所望の出力信号の周波数を中心周波数
とする帯域通過フィルタ処理をすることによりエイリア
シング歪の発生を防止出来るので、所望の出力信号の周
波数帯域幅の２倍以上のクロック周波数でデジタル・ア
ナログ変換をすれば良く、クロック周波数の値を従来よ
り低くすることが出来、回路構成の簡単なデジタル信号
シンセサイザ及び校正信号発生器を提供出来る。
とする帯域通過フィルタ処理をすることによりエイリア
シング歪の発生を防止出来るので、所望の出力信号の周
波数帯域幅の２倍以上のクロック周波数でデジタル・ア
ナログ変換をすれば良く、クロック周波数の値を従来よ
り低くすることが出来、回路構成の簡単なデジタル信号
シンセサイザ及び校正信号発生器を提供出来る。
第１図は、本発明のデジタル信号シンセサイザの１実施
例のブロック図、第２図は、第１図のデジタル・アナロ
グ変換器の出力信号の周波数領域表示の図、第３図は、
本発明を具体的に応用した校正信号発生器のブロック図
、第４図は、第３図の回路の主要波形図、第５図は、合
成される信号の周波数領域表示図、第６図は、従来のデ
ジタル信号シンセサイザのブロック図、第７図は、第６
図のデジタル・アナログ変換器の出力信号の周波数領域
表示図である。 （１２）は記憶手段（メモリ）、（１４）はデジタル・
アナログ変換手段、（１８）は帯域通過フィルタ手段、
（２２）は記憶手段（メモリ）、（２８）はデジタル・
アナログ変換手段、（３０）はサンプリング手段（ミキ
サ）、（３２）、 （３４）は変換手段、（３６）、
（３Ｂ）はフィルタ手段である。
例のブロック図、第２図は、第１図のデジタル・アナロ
グ変換器の出力信号の周波数領域表示の図、第３図は、
本発明を具体的に応用した校正信号発生器のブロック図
、第４図は、第３図の回路の主要波形図、第５図は、合
成される信号の周波数領域表示図、第６図は、従来のデ
ジタル信号シンセサイザのブロック図、第７図は、第６
図のデジタル・アナログ変換器の出力信号の周波数領域
表示図である。 （１２）は記憶手段（メモリ）、（１４）はデジタル・
アナログ変換手段、（１８）は帯域通過フィルタ手段、
（２２）は記憶手段（メモリ）、（２８）はデジタル・
アナログ変換手段、（３０）はサンプリング手段（ミキ
サ）、（３２）、 （３４）は変換手段、（３６）、
（３Ｂ）はフィルタ手段である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、アナログ信号を表すデジタル信号から予め定めた周
波数及び帯域幅を有する所望のアナログ出力信号を発生
するデジタル信号シンセサイザにおいて、 上記デジタル信号を記憶する記憶手段と、 上記所望のアナログ出力信号の帯域幅の２倍以上の周波
数で上記記憶手段からのデジタル信号をアナログ信号に
変換するデジタル・アナログ変換手段と、 該デジタル・アナログ変換手段からのアナログ信号を、
上記予め定めた周波数を中心周波数として帯域通過フィ
ルタ処理し、上記所望のアナログ出力信号を得る帯域通
過フィルタ手段とを具えることを特徴とするデジタル信
号シンセサイザ。 ２、変調高周波搬送波信号及びベースバンド信号を表す
デジタル信号を記憶する記憶手段と、上記変調高周波搬
送波信号及びベースバンド信号の周波数帯域幅の２倍以
上の周波数で、上記記憶手段からのデジタル信号をアナ
ログ信号に変換するデジタル・アナログ変換手段と、該
デジタル・アナログ変換手段からのアナログ信号をサン
プリングしてアナログ・インパルス信号を発生するサン
プリング手段と、 該サンプリング手段からのアナログ・インパルス信号を
アナログ正弦波信号に変換する変換手段と、 上記アナログ正弦波信号を変調高周波搬送波信号及びベ
ースバンド信号に分離するフィルタ手段とを具えること
を特徴とする校正信号発生器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US103997 | 1987-10-02 | ||
| US07/103,997 US4823090A (en) | 1987-10-02 | 1987-10-02 | Digital signal synthesis using low frequency sampling clock |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01159696A true JPH01159696A (ja) | 1989-06-22 |
| JPH0779210B2 JPH0779210B2 (ja) | 1995-08-23 |
Family
ID=22298146
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63247262A Expired - Lifetime JPH0779210B2 (ja) | 1987-10-02 | 1988-09-30 | デジタル信号シンセサイザ及び校正信号発生器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4823090A (ja) |
| JP (1) | JPH0779210B2 (ja) |
| GB (1) | GB2210740B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| KR100356749B1 (ko) * | 1999-07-20 | 2002-10-19 | 주식회사 삼주기계 | 차동유성기어 감속구조를 이용한 권상기 |
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| US5121348A (en) * | 1989-08-31 | 1992-06-09 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Broad-band programmable harmonics generator |
| US5422584A (en) * | 1992-09-30 | 1995-06-06 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Variable phase sine wave generator for active phased arrays |
| US5610825A (en) * | 1994-11-08 | 1997-03-11 | Johnson; William J. | Method and apparatus for the display of digitized analog signal loss |
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| JPS613163U (ja) * | 1984-06-13 | 1986-01-10 | ダイハツ工業株式会社 | パ−キングブレ−キ操作ケ−ブルの配索構造 |
| JPS61175972A (ja) * | 1985-01-29 | 1986-08-07 | Arupain Kk | デジタルオ−デイオ装置 |
Family Cites Families (5)
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