JPH01148061A - 多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
多出力ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JPH01148061A JPH01148061A JP30410287A JP30410287A JPH01148061A JP H01148061 A JPH01148061 A JP H01148061A JP 30410287 A JP30410287 A JP 30410287A JP 30410287 A JP30410287 A JP 30410287A JP H01148061 A JPH01148061 A JP H01148061A
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- transistor
- load
- converter
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- Pending
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 11
- 238000009499 grossing Methods 0.000 abstract description 13
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明は昇降圧型（フライバック型）ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路（以下フライバック回路とも略す）と、降圧型
（チョッパ型）ＤＣ−ＤＣコンバータ回路（以下チョッ
パ回路とも略す）とを介し、共通の直流電源から複数の
直流電圧を得る多出力のＤＣ−ＤＣコンバータに関する
もので、特にフライバック回路における直流電源断続用
パワトランジスタの容量を低減し得るようにした多出力
ＤＣ−ＤＣＣ−式−タに関する。 なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部
分を示す。
ータ回路（以下フライバック回路とも略す）と、降圧型
（チョッパ型）ＤＣ−ＤＣコンバータ回路（以下チョッ
パ回路とも略す）とを介し、共通の直流電源から複数の
直流電圧を得る多出力のＤＣ−ＤＣコンバータに関する
もので、特にフライバック回路における直流電源断続用
パワトランジスタの容量を低減し得るようにした多出力
ＤＣ−ＤＣＣ−式−タに関する。 なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部
分を示す。
従来、直流電圧を供給すべき複数の負荷を持つ回路で、
一方の負荷側の影響を他方の負荷に与えたくない場合、
回路を各々分離し独立した回路構成をしている。 第２図はこのような要求に応する多出力ＤＣ−ＤＣＣ−
式−タの回路構成図である。同図においてＥＯは共通の
直流電源（または電圧）、ＲＬＩは直流電源ＥＯよりい
わゆるフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路Ａを介
して直流電圧（負荷電圧）Ｅｌを供給される負荷、 ＲＬ２は同じく直流電源ＥＯよりＢ側のいわゆるチョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路Ｂを介して直流電圧Ｅ２
を供給される負荷である。 一般に入力電源電圧ＥＯの変動中が広い場合で、その変
動範囲内に出力電圧値Ｅｌがある場合（即ちＥｌ＞ＥＯ
にも、Ｅｌ＜ＥＯにもなり得る場合、フライバック回路
ＡのようにトランスＴを用いて負荷ＲＬＩ側の電圧を高
め得るようにしたフライバック型（昇降圧形）ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの回路構成になる。即ちＱｌは電源電圧Ｅ
Ｏを繰返し断続してトランスＴの１次巻線Ｗ１に印加す
るパワトランジスタ、ＤｌはパワトランジスタＱｌのオ
フ時にトランスＴの２次巻線Ｗ２に誘起する電圧を整流
し直流電圧ＥＡを得る整流ダイオード、ＬｌおよびＣ２
，Ｃ３はそれぞれこの電圧ＥＡを平滑化して負荷変圧Ｅ
１とする平滑リアクトルおよび平滑コンデンサである。 他方、入力電源電圧ＥＯの変動範囲より出力電圧値Ｅ２
が常に低い場合（即ちＥ２＜ＥＯが保たれる場合）、チ
ョッパ回路Ｂのようにチョッパ型（降圧型）ＤＣ−ＤＣ
コイバータの回路構成になる。即ちＱ２は直流電源電圧
ＥＯを繰返し断続するパワトランジスタで、このトラン
ジスタＱ２は平滑リアクトルＬ２．Ｌ３．平滑コンデン
サＣ４゜Ｃ５を含む負荷側回路に降圧された直流電圧を
供給する。なおり２は転流ダイオードである。
一方の負荷側の影響を他方の負荷に与えたくない場合、
回路を各々分離し独立した回路構成をしている。 第２図はこのような要求に応する多出力ＤＣ−ＤＣＣ−
式−タの回路構成図である。同図においてＥＯは共通の
直流電源（または電圧）、ＲＬＩは直流電源ＥＯよりい
わゆるフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路Ａを介
して直流電圧（負荷電圧）Ｅｌを供給される負荷、 ＲＬ２は同じく直流電源ＥＯよりＢ側のいわゆるチョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路Ｂを介して直流電圧Ｅ２
を供給される負荷である。 一般に入力電源電圧ＥＯの変動中が広い場合で、その変
動範囲内に出力電圧値Ｅｌがある場合（即ちＥｌ＞ＥＯ
にも、Ｅｌ＜ＥＯにもなり得る場合、フライバック回路
ＡのようにトランスＴを用いて負荷ＲＬＩ側の電圧を高
め得るようにしたフライバック型（昇降圧形）ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの回路構成になる。即ちＱｌは電源電圧Ｅ
Ｏを繰返し断続してトランスＴの１次巻線Ｗ１に印加す
るパワトランジスタ、ＤｌはパワトランジスタＱｌのオ
フ時にトランスＴの２次巻線Ｗ２に誘起する電圧を整流
し直流電圧ＥＡを得る整流ダイオード、ＬｌおよびＣ２
，Ｃ３はそれぞれこの電圧ＥＡを平滑化して負荷変圧Ｅ
１とする平滑リアクトルおよび平滑コンデンサである。 他方、入力電源電圧ＥＯの変動範囲より出力電圧値Ｅ２
が常に低い場合（即ちＥ２＜ＥＯが保たれる場合）、チ
ョッパ回路Ｂのようにチョッパ型（降圧型）ＤＣ−ＤＣ
コイバータの回路構成になる。即ちＱ２は直流電源電圧
ＥＯを繰返し断続するパワトランジスタで、このトラン
ジスタＱ２は平滑リアクトルＬ２．Ｌ３．平滑コンデン
サＣ４゜Ｃ５を含む負荷側回路に降圧された直流電圧を
供給する。なおり２は転流ダイオードである。
しかしながら前記のフライバック回路Ａは部品構成が簡
単な反面、パワトランジスタＱ１の電流１１が第３図（
２）の実線波形１１のような三角波形で流れ、その最大
電流１１ｐｅａｋが、ただし Ｗ＝出力電力 η＝効 率 で与えられるため、パワトランジスタＱ１には出力容量
Ｗｌ 、入力電圧ＥＯによっては、かなり大容量のもの
を選定する必要がある。またトランスＴも１００％出力
をまかなうため大型化する。従ってフライバック回路Ａ
は高価になっていた。 そこで本発明の目的はフライバック回路の出力電圧と、
チョッパ回路の出力電圧との重畳電圧を従来のフライバ
ック回路の負荷に供給するようにした多出力ＤＣ−ＤＣ
Ｃ−式−タを提供す為ことにより、上記問題点を解決し
多出力ＤＣ−ＤＣＣ−式−タが簡単で安価となるように
することにある。
単な反面、パワトランジスタＱ１の電流１１が第３図（
２）の実線波形１１のような三角波形で流れ、その最大
電流１１ｐｅａｋが、ただし Ｗ＝出力電力 η＝効 率 で与えられるため、パワトランジスタＱ１には出力容量
Ｗｌ 、入力電圧ＥＯによっては、かなり大容量のもの
を選定する必要がある。またトランスＴも１００％出力
をまかなうため大型化する。従ってフライバック回路Ａ
は高価になっていた。 そこで本発明の目的はフライバック回路の出力電圧と、
チョッパ回路の出力電圧との重畳電圧を従来のフライバ
ック回路の負荷に供給するようにした多出力ＤＣ−ＤＣ
Ｃ−式−タを提供す為ことにより、上記問題点を解決し
多出力ＤＣ−ＤＣＣ−式−タが簡単で安価となるように
することにある。
前記問題点を解決するために本発明の多出力ＤＣ−ＤＣ
Ｃ−式−タは、「直流電源の電圧（ＥＯなど）を第１の
開閉手段（パワトランジスタＱｌｌなど）を介し繰返し
開閉してトランスの１次巻線（Ｗｌｌなど）に印加し、
前記開閉手段のオフ時に前記トランスの２次巻線（Ｗ２
１など）に発生する電圧を（整流ダイオードＤｌｌなど
を介し）整流して第１の変換直流電圧（ＥＡＩなど）を
得る第１のＤＣ−ＤＣコンバータ（フライバックＤＣ−
ＤＣコンバータ回路Ａ１など）と、 前記直流電源の電圧を第２の開閉手段（パワトランジス
タＱ２１など）を介し繰返し開閉して第２の変換直流電
圧（Ｅ２など）を得る第２のＤＣ−ＤＣコンバータ（チ
ョッパ型Ｄ Ｃ−Ｄ Ｃコンバータ回路Ｂなど）とを備
えた多出力ＤＣ−ＤＣＣ−式−タにおいて、 少なくとも前記第１の変換直流電圧と第２の変換直流電
圧との重畳電圧（Ｅｌなど）を負荷（ＲＬｌなど）に供
給するように１するものとする。
Ｃ−式−タは、「直流電源の電圧（ＥＯなど）を第１の
開閉手段（パワトランジスタＱｌｌなど）を介し繰返し
開閉してトランスの１次巻線（Ｗｌｌなど）に印加し、
前記開閉手段のオフ時に前記トランスの２次巻線（Ｗ２
１など）に発生する電圧を（整流ダイオードＤｌｌなど
を介し）整流して第１の変換直流電圧（ＥＡＩなど）を
得る第１のＤＣ−ＤＣコンバータ（フライバックＤＣ−
ＤＣコンバータ回路Ａ１など）と、 前記直流電源の電圧を第２の開閉手段（パワトランジス
タＱ２１など）を介し繰返し開閉して第２の変換直流電
圧（Ｅ２など）を得る第２のＤＣ−ＤＣコンバータ（チ
ョッパ型Ｄ Ｃ−Ｄ Ｃコンバータ回路Ｂなど）とを備
えた多出力ＤＣ−ＤＣＣ−式−タにおいて、 少なくとも前記第１の変換直流電圧と第２の変換直流電
圧との重畳電圧（Ｅｌなど）を負荷（ＲＬｌなど）に供
給するように１するものとする。
本発明はフライバック回路で構成されるＤＣ−ＤＣコン
バータの出力をチョッパ回路の出力電圧に重畳させて、
負荷に供給し得るようにすることにより、フライバック
回路のパワトランジスタおよびトランスの負担を軽減し
、低コスト化するものである。
バータの出力をチョッパ回路の出力電圧に重畳させて、
負荷に供給し得るようにすることにより、フライバック
回路のパワトランジスタおよびトランスの負担を軽減し
、低コスト化するものである。
第１図は本発明の１実施例としての回路構成図で、第２
図に対応するものである。 第１図においてチョッパ回路Ｂは降圧型のチョッパ回路
で第２図の従来回路と構成方式は全く同じである。ただ
し第２図のパワトランジスタＱ２゜転流ダイオードＤ２
．平滑リアクトルＬ２．平滑コンデンサＣ４は第１図で
はそれぞれＣ２１，Ｄ２１゜Ｌ２１． Ｃ４１に置換
わっている。また新たなフライバック回路Ａ１のトラン
スＴ１の一次巻線Ｗｌｌ側の構成方式は従来と全く同じ
である。但し第２図のパワトランジスタＱ１は第１図で
はＱｌｌに置換わっている。 またトランスＴＩの２次巻ｍＷ２１の誘起電圧は新たな
整流ダイオードＤｌｌで整流されて新たな平滑コンデン
サＣ２１の両端には新たな直流電圧ＥＡ１を生ずるが、
この２次巻′４１ＡＷ２１の負側と平滑コンデンサ２１
の負側との交点がチョッパ回路Ｂの出゛力の正側に接続
されている。なお平滑リアクトＬ１、平滑コンデンサＣ
３からなる出力フィルタ部は第２図の従来回路と全く同
じである。 このように構成すればフライバック回路Ａｌ側の負荷Ｒ
ＬＩに与えられる直流出力電圧Ｅｌは、Ｅ１＝Ｅ２＋Ｅ
Ａ１ となり、従って負荷ＲＬＩに与えられるエネルギ中、フ
ライバック回路Ａ１のトランスＴｌ、 トランジスタ
Ｑｌｌが負担するエネルギ分は直流出力電圧ＥＡＩに対
応する分だけとなり、トランジスタ電流ｉｌｌは第３図
（２）の破線波形ｉｌｌのように小さくなり、パワトラ
ンジスタＱｌｌは小容量のもので足りる。 他方、負荷ＲＬ１に供給されるエネルギのうち直流出力
電圧Ｅ２に対応する分は、チョッパ回路Ｂのパワトラン
ジスタＣ２１，平滑リアクトルＬ２１で余分に負担する
ことになるが、この回路のトランジスタＱ２１の電流ｉ
２１は、 １２１＝ ｉｏ ＋ ｉし ただし １０ ：チョッパ回路Ｂ側からフライバック回路Ａｌ側
への供給電流、 ｉＬ：負荷ＲＬ２の電流 であり、この電流ｉ２１は第３図（４）のように負荷電
流ｉＬにほぼ等しい波高値の方形波電流で流れるため、
フライバック回路ＡまたはＡ１のように三角波電流にな
らず、パワトランジスタＱ２１としては容量をさほど増
加しなくてすむ、すなわち小容量のトランジスタ定格で
足りる。 このようにして第１図の回路は第２図の従来回路に比し
安価に構成することができる。
図に対応するものである。 第１図においてチョッパ回路Ｂは降圧型のチョッパ回路
で第２図の従来回路と構成方式は全く同じである。ただ
し第２図のパワトランジスタＱ２゜転流ダイオードＤ２
．平滑リアクトルＬ２．平滑コンデンサＣ４は第１図で
はそれぞれＣ２１，Ｄ２１゜Ｌ２１． Ｃ４１に置換
わっている。また新たなフライバック回路Ａ１のトラン
スＴ１の一次巻線Ｗｌｌ側の構成方式は従来と全く同じ
である。但し第２図のパワトランジスタＱ１は第１図で
はＱｌｌに置換わっている。 またトランスＴＩの２次巻ｍＷ２１の誘起電圧は新たな
整流ダイオードＤｌｌで整流されて新たな平滑コンデン
サＣ２１の両端には新たな直流電圧ＥＡ１を生ずるが、
この２次巻′４１ＡＷ２１の負側と平滑コンデンサ２１
の負側との交点がチョッパ回路Ｂの出゛力の正側に接続
されている。なお平滑リアクトＬ１、平滑コンデンサＣ
３からなる出力フィルタ部は第２図の従来回路と全く同
じである。 このように構成すればフライバック回路Ａｌ側の負荷Ｒ
ＬＩに与えられる直流出力電圧Ｅｌは、Ｅ１＝Ｅ２＋Ｅ
Ａ１ となり、従って負荷ＲＬＩに与えられるエネルギ中、フ
ライバック回路Ａ１のトランスＴｌ、 トランジスタ
Ｑｌｌが負担するエネルギ分は直流出力電圧ＥＡＩに対
応する分だけとなり、トランジスタ電流ｉｌｌは第３図
（２）の破線波形ｉｌｌのように小さくなり、パワトラ
ンジスタＱｌｌは小容量のもので足りる。 他方、負荷ＲＬ１に供給されるエネルギのうち直流出力
電圧Ｅ２に対応する分は、チョッパ回路Ｂのパワトラン
ジスタＣ２１，平滑リアクトルＬ２１で余分に負担する
ことになるが、この回路のトランジスタＱ２１の電流ｉ
２１は、 １２１＝ ｉｏ ＋ ｉし ただし １０ ：チョッパ回路Ｂ側からフライバック回路Ａｌ側
への供給電流、 ｉＬ：負荷ＲＬ２の電流 であり、この電流ｉ２１は第３図（４）のように負荷電
流ｉＬにほぼ等しい波高値の方形波電流で流れるため、
フライバック回路ＡまたはＡ１のように三角波電流にな
らず、パワトランジスタＱ２１としては容量をさほど増
加しなくてすむ、すなわち小容量のトランジスタ定格で
足りる。 このようにして第１図の回路は第２図の従来回路に比し
安価に構成することができる。
この発明によればフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータ
回路の出力電圧をチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
の出力電圧に重畳させ得るようにしたので、回路が簡単
で低コスト、小形な多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを構成
できる。
回路の出力電圧をチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
の出力電圧に重畳させ得るようにしたので、回路が簡単
で低コスト、小形な多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを構成
できる。
第１図は本発明の１実施例としての構成回路図。
第２図は第１図に対応する従来の回路図、第３図は第１
図、第２図の動作説明用の波形図である。 Ａ１：フライバソク型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路（フラ
イバック回路）、Ｂ：チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
回路（チョッパ回路）、ＥＯ：直流電源（電圧） 、Ｅ
ｌ、Ｅ２．ＥＡＩ ：直流出力電圧、（Ｅｌ、Ｅ２：負
荷電圧） 、ＲＬＩ、ＲＬ２：負荷、Ｑｌｌ、 Ｃ２１
：パワトランジスタ、Ｄｌｌ＝整流ダイオード、Ｄ２１
：転流ダイオード、Ｔ１ニドランス、Ｗｌｌ：１次巻線
、Ｗ２１：２次巻線、Ｌｌ、Ｌ２１．Ｌ３ ：平滑リア
クトル、Ｃ２１，Ｃ３゜Ｃ４１，Ｃ５：平滑コンデンサ
。
図、第２図の動作説明用の波形図である。 Ａ１：フライバソク型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路（フラ
イバック回路）、Ｂ：チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
回路（チョッパ回路）、ＥＯ：直流電源（電圧） 、Ｅ
ｌ、Ｅ２．ＥＡＩ ：直流出力電圧、（Ｅｌ、Ｅ２：負
荷電圧） 、ＲＬＩ、ＲＬ２：負荷、Ｑｌｌ、 Ｃ２１
：パワトランジスタ、Ｄｌｌ＝整流ダイオード、Ｄ２１
：転流ダイオード、Ｔ１ニドランス、Ｗｌｌ：１次巻線
、Ｗ２１：２次巻線、Ｌｌ、Ｌ２１．Ｌ３ ：平滑リア
クトル、Ｃ２１，Ｃ３゜Ｃ４１，Ｃ５：平滑コンデンサ
。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）直流電源の電圧を第１の開閉手段を介し繰返し開閉
してトランスの１次巻線に印加し、前記開閉手段のオフ
時に前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流して
第１の変換直流電圧を得る第１のＤＣ−ＤＣコンバータ
と、 前記直流電源の電圧を第２の開閉手段を介し繰返し開閉
して第２の変換直流電圧を得る第２のＤＣ−ＤＣコンバ
ータとを備えた多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 少なくとも前記第１の変換直流電圧に第２の変換直流電
圧を重畳し、この重畳した電圧を第１の変換直流電圧側
の負荷に供給するようにしたことを特徴とする多出力Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30410287A JPH01148061A (ja) | 1987-12-01 | 1987-12-01 | 多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30410287A JPH01148061A (ja) | 1987-12-01 | 1987-12-01 | 多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01148061A true JPH01148061A (ja) | 1989-06-09 |
Family
ID=17929051
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30410287A Pending JPH01148061A (ja) | 1987-12-01 | 1987-12-01 | 多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01148061A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004524790A (ja) * | 2001-03-16 | 2004-08-12 | トムソン ライセンシング ソシエテ アノニム | メインズシステムへの高調波負荷を減少させた電源、及び対応する装置 |
| US7046293B1 (en) | 1997-05-22 | 2006-05-16 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Power supply circuit and CCD camera using same |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60183968A (ja) * | 1984-03-01 | 1985-09-19 | Fujitsu Denso Ltd | スイツチング・レギユレ−タ |
| JPS6216793U (ja) * | 1985-07-16 | 1987-01-31 | ||
| JPS62196070A (ja) * | 1986-02-24 | 1987-08-29 | Hitachi Ltd | 高電圧電源 |
| JPS62244274A (ja) * | 1986-04-17 | 1987-10-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電源装置 |
-
1987
- 1987-12-01 JP JP30410287A patent/JPH01148061A/ja active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60183968A (ja) * | 1984-03-01 | 1985-09-19 | Fujitsu Denso Ltd | スイツチング・レギユレ−タ |
| JPS6216793U (ja) * | 1985-07-16 | 1987-01-31 | ||
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| JPS62244274A (ja) * | 1986-04-17 | 1987-10-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電源装置 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7046293B1 (en) | 1997-05-22 | 2006-05-16 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Power supply circuit and CCD camera using same |
| JP2004524790A (ja) * | 2001-03-16 | 2004-08-12 | トムソン ライセンシング ソシエテ アノニム | メインズシステムへの高調波負荷を減少させた電源、及び対応する装置 |
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