JPH07107739A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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- JPH07107739A JPH07107739A JP24818893A JP24818893A JPH07107739A JP H07107739 A JPH07107739 A JP H07107739A JP 24818893 A JP24818893 A JP 24818893A JP 24818893 A JP24818893 A JP 24818893A JP H07107739 A JPH07107739 A JP H07107739A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 入力電圧の範囲内に出力電圧が設定され、電
圧の変換のためにトランス等を必要としないＤＣ／ＤＣ
コンバータを提供する。 【構成】 ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、非絶縁型のＤＣ
／ＤＣコンバータであって、入力電圧のとりうる電圧値
の範囲内に出力電圧の電圧値が設定されたものである。
昇圧スイッチングレギュレータ２は、例えば蓄電池等の
直流電源１０から入力される電圧Ｖi の電力を、ＤＣ／
ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖo より高い電圧Ｖ2 の電
力に変換して降圧スイッチングレギュレータ４に入力す
る。降圧スイッチングレギュレータ４は、昇圧スイッチ
ングレギュレータ２において変換された電力を、所定の
電圧Ｖo の電力に変換して出力する。
圧の変換のためにトランス等を必要としないＤＣ／ＤＣ
コンバータを提供する。 【構成】 ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、非絶縁型のＤＣ
／ＤＣコンバータであって、入力電圧のとりうる電圧値
の範囲内に出力電圧の電圧値が設定されたものである。
昇圧スイッチングレギュレータ２は、例えば蓄電池等の
直流電源１０から入力される電圧Ｖi の電力を、ＤＣ／
ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖo より高い電圧Ｖ2 の電
力に変換して降圧スイッチングレギュレータ４に入力す
る。降圧スイッチングレギュレータ４は、昇圧スイッチ
ングレギュレータ２において変換された電力を、所定の
電圧Ｖo の電力に変換して出力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直流の入力電力を所定の
電圧値の出力電力に変換する際に、トランスを用いない
非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
電圧値の出力電力に変換する際に、トランスを用いない
非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】出力電力の電圧（出力電圧）の電圧値
が、入力電力の電圧（入力電圧）の電圧値がとりうる範
囲内である従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、電
圧の変換の際にトランスが用られるのが普通である。つ
まり、ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧の電圧値は、
最大入力電圧Ｖmaxから最小入力電圧Ｖmin までの間の
いずれかの値となっており、ＤＣ／ＤＣコンバータの出
力電圧の電圧値が電圧Ｖo がＶmin ≦Ｖo ≦Ｖmax であ
る場合、以下のように電圧の変換が行われる。ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータは直流の入力電力をトランスの１次側にお
いてチョッパ回路により接断し、この接断された電流の
電圧値をトランスにより変圧する。トランスの２次側に
現れた変圧後の電力は、ダイオードにより整流され、イ
ンダクタとコンデンサにより平滑化されて電圧Ｖo の直
流の出力電力となる。チョッパ回路は、出力電力の電圧
値に基づいてトランスの１次側に電流を流す時間と絶つ
時間の比を制御して出力電力の電圧値を電圧Ｖo に保
つ。
が、入力電力の電圧（入力電圧）の電圧値がとりうる範
囲内である従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、電
圧の変換の際にトランスが用られるのが普通である。つ
まり、ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧の電圧値は、
最大入力電圧Ｖmaxから最小入力電圧Ｖmin までの間の
いずれかの値となっており、ＤＣ／ＤＣコンバータの出
力電圧の電圧値が電圧Ｖo がＶmin ≦Ｖo ≦Ｖmax であ
る場合、以下のように電圧の変換が行われる。ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータは直流の入力電力をトランスの１次側にお
いてチョッパ回路により接断し、この接断された電流の
電圧値をトランスにより変圧する。トランスの２次側に
現れた変圧後の電力は、ダイオードにより整流され、イ
ンダクタとコンデンサにより平滑化されて電圧Ｖo の直
流の出力電力となる。チョッパ回路は、出力電力の電圧
値に基づいてトランスの１次側に電流を流す時間と絶つ
時間の比を制御して出力電力の電圧値を電圧Ｖo に保
つ。
【０００３】以下、図面を参照して従来のＤＣ／ＤＣコ
ンバータ（スイッチングレギュレータ）の構成および動
作を説明する。以下に示すＤＣ／ＤＣコンバータ６，８
は、例えば「改訂スイッチング・レギュレータ設計ノウ
ハウ」（長谷川彰著、１９９３年２月、ＣＱ出版社刊、
文献１）ｐ３５〜ｐ６６等に説明されているＤＣ／ＤＣ
コンバータと同様のものである。図３は、第１の従来の
ＤＣ／ＤＣコンバータ６の回路構成を示す図である。例
えば自動車用の蓄電池といった直流電源６０からＤＣ／
ＤＣコンバータ６に電圧Ｖi の電力が入力されると、駆
動回路部（Ａ）６４は、例えばパワーＭＯＳ−ＦＥＴ等
のスイッチング素子６６をオン／オフする駆動信号を生
成してスイッチング素子６６のゲートに入力する。
ンバータ（スイッチングレギュレータ）の構成および動
作を説明する。以下に示すＤＣ／ＤＣコンバータ６，８
は、例えば「改訂スイッチング・レギュレータ設計ノウ
ハウ」（長谷川彰著、１９９３年２月、ＣＱ出版社刊、
文献１）ｐ３５〜ｐ６６等に説明されているＤＣ／ＤＣ
コンバータと同様のものである。図３は、第１の従来の
ＤＣ／ＤＣコンバータ６の回路構成を示す図である。例
えば自動車用の蓄電池といった直流電源６０からＤＣ／
ＤＣコンバータ６に電圧Ｖi の電力が入力されると、駆
動回路部（Ａ）６４は、例えばパワーＭＯＳ−ＦＥＴ等
のスイッチング素子６６をオン／オフする駆動信号を生
成してスイッチング素子６６のゲートに入力する。
【０００４】スイッチング素子６６がオンされた場合、
トランス（Ｔ1 ）６８の１次側巻線（端子１と端子２と
の間）に電流が流れる。トランス６８の１次側に電流が
流れると、トランス６８の２次側（端子３と端子４との
間）に端子３を正とする電圧が発生し、ダイオード（Ｄ
1 ）７０がオン状態に、ダイオード（Ｄ2 ）７２がオフ
状態となり、ダイオード７０以下の回路に電流が流れ
る。この電流は、インダクタ（Ｌ1 ）７４およびコンデ
ンサ（Ｃ2 ）７６により平滑化されて出力端子から出力
されて負荷抵抗（Ｒo ）７８に供給される。
トランス（Ｔ1 ）６８の１次側巻線（端子１と端子２と
の間）に電流が流れる。トランス６８の１次側に電流が
流れると、トランス６８の２次側（端子３と端子４との
間）に端子３を正とする電圧が発生し、ダイオード（Ｄ
1 ）７０がオン状態に、ダイオード（Ｄ2 ）７２がオフ
状態となり、ダイオード７０以下の回路に電流が流れ
る。この電流は、インダクタ（Ｌ1 ）７４およびコンデ
ンサ（Ｃ2 ）７６により平滑化されて出力端子から出力
されて負荷抵抗（Ｒo ）７８に供給される。
【０００５】反対にスイッチング素子６６がオフされた
場合、トランス６８の端子３を負とする電圧が発生す
る。従って、ダイオード７０はオフ状態になり、ダイオ
ード７２はオン状態となって、ダイオード７２以下の回
路に電流が流れ、負荷抵抗７８には直流電流が供給され
続ける。コンデンサ６２は、スイッチング素子６６のオ
ン／オフに伴って現れるパルス状の電流を供給する。
場合、トランス６８の端子３を負とする電圧が発生す
る。従って、ダイオード７０はオフ状態になり、ダイオ
ード７２はオン状態となって、ダイオード７２以下の回
路に電流が流れ、負荷抵抗７８には直流電流が供給され
続ける。コンデンサ６２は、スイッチング素子６６のオ
ン／オフに伴って現れるパルス状の電流を供給する。
【０００６】出力端子に現れる電圧は駆動回路部６４に
フィードバックされ、駆動回路部６４は、出力端子の電
圧値に基づいてスイッチング素子６６がオン状態にある
時間とオフ状態にある時間の比率を変更して、出力端子
の電圧が常に電圧Ｖo となるように制御する。つまり、
入力電圧Ｖi と出力電圧Ｖo との関係は、次式で表され
る。
フィードバックされ、駆動回路部６４は、出力端子の電
圧値に基づいてスイッチング素子６６がオン状態にある
時間とオフ状態にある時間の比率を変更して、出力端子
の電圧が常に電圧Ｖo となるように制御する。つまり、
入力電圧Ｖi と出力電圧Ｖo との関係は、次式で表され
る。
【０００７】
【数１】 Ｖo ＝Ｖi ×（Ｎ34／Ｎ12）×（Ｔon／（Ｔon＋Ｔoff ）） …（１） ただし、Ｎ12はトランス６８の１次側の巻線数、Ｎ34は
トランス６８の２次側の巻線数、Ｔonはスイッチング素
子６６の単位時間当たりのオン時間、Ｔoff はスイッチ
ング素子６６の単位時間当たりのオフ時間である。
トランス６８の２次側の巻線数、Ｔonはスイッチング素
子６６の単位時間当たりのオン時間、Ｔoff はスイッチ
ング素子６６の単位時間当たりのオフ時間である。
【０００８】トランス６８の１次側の巻線数Ｎ12と２次
側の巻線数Ｎ34とを適切な比率として、駆動回路部６４
により式１のＴon／（Ｔon＋Ｔoff ）の値を制御するこ
とにより、入力電圧Ｖi の変化にかかわらず出力電圧Ｖ
o を一定の値に保つことが可能である。なお、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ６を適切に変更した装置を用いて負電圧の
電力を出力することも可能である。
側の巻線数Ｎ34とを適切な比率として、駆動回路部６４
により式１のＴon／（Ｔon＋Ｔoff ）の値を制御するこ
とにより、入力電圧Ｖi の変化にかかわらず出力電圧Ｖ
o を一定の値に保つことが可能である。なお、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ６を適切に変更した装置を用いて負電圧の
電力を出力することも可能である。
【０００９】図４は、第２の従来のＤＣ／ＤＣコンバー
タ８の回路構成を示す図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ
８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６からインダクタ７４およ
びダイオード７２を省略し、トランス６８の２次側の極
性を反転したトランス８０を用いた構成となっている。
その他の各部分は、図３に示したＤＣ／ＤＣコンバータ
６の同一符号を付した各部分に同一である。直流電源６
０からＤＣ／ＤＣコンバータ８に電圧Ｖi の電力が入力
されると、駆動回路部６４は、例えばパワーＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ等のスイッチング素子６６をオン／オフする駆動信
号を生成してスイッチング素子６６のゲートに入力す
る。
タ８の回路構成を示す図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ
８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６からインダクタ７４およ
びダイオード７２を省略し、トランス６８の２次側の極
性を反転したトランス８０を用いた構成となっている。
その他の各部分は、図３に示したＤＣ／ＤＣコンバータ
６の同一符号を付した各部分に同一である。直流電源６
０からＤＣ／ＤＣコンバータ８に電圧Ｖi の電力が入力
されると、駆動回路部６４は、例えばパワーＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ等のスイッチング素子６６をオン／オフする駆動信
号を生成してスイッチング素子６６のゲートに入力す
る。
【００１０】スイッチング素子６６がオンされた場合、
トランス８０の１次側巻線に電流が流れる。トランス８
０の１次側に電流が流れると、トランス８０の２次側に
端子４を正とする電圧が発生し、ダイオード７０がオフ
状態となる。従ってダイオード７０には電流は流れず、
トランス８０にエネルギーが蓄積される。
トランス８０の１次側巻線に電流が流れる。トランス８
０の１次側に電流が流れると、トランス８０の２次側に
端子４を正とする電圧が発生し、ダイオード７０がオフ
状態となる。従ってダイオード７０には電流は流れず、
トランス８０にエネルギーが蓄積される。
【００１１】反対にスイッチング素子６６がオフされた
場合、トランス８０の端子４を負とする電圧が発生す
る。従って、ダイオード７０はオン状態になり、トラン
ス８０に蓄積されていたエネルギーが放出されて電流が
流れる。この電流は、コンデンサ７６により平滑化され
て出力される。ＤＣ／ＤＣコンバータ８においても、ト
ランス８０の１次側の巻線比を適切に設定することによ
り入力電圧Ｖi の変化にかかわらず、一定の出力電圧Ｖ
o の出力電力を得ることができる。
場合、トランス８０の端子４を負とする電圧が発生す
る。従って、ダイオード７０はオン状態になり、トラン
ス８０に蓄積されていたエネルギーが放出されて電流が
流れる。この電流は、コンデンサ７６により平滑化され
て出力される。ＤＣ／ＤＣコンバータ８においても、ト
ランス８０の１次側の巻線比を適切に設定することによ
り入力電圧Ｖi の変化にかかわらず、一定の出力電圧Ｖ
o の出力電力を得ることができる。
【００１２】以上述べた他、例えば上述の文献１のｐ２
０〜ｐ２６に説明されているトランスを用いずに入力電
力を入力電力の電圧値よりも低い電圧値の電力に変換し
て出力する降圧型のスイッチングレギュレータ、およ
び、トランスを用いずに入力電力を入力電力の電圧値よ
りも高い電圧値の電力に変換して出力する昇圧型のスイ
ッチングレギュレータが知られている。
０〜ｐ２６に説明されているトランスを用いずに入力電
力を入力電力の電圧値よりも低い電圧値の電力に変換し
て出力する降圧型のスイッチングレギュレータ、およ
び、トランスを用いずに入力電力を入力電力の電圧値よ
りも高い電圧値の電力に変換して出力する昇圧型のスイ
ッチングレギュレータが知られている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】上述のように従来は、
ＤＣ／ＤＣコンバータの動作可能な入力電圧の電圧値の
範囲に出力電圧の電圧値がある場合、トランスを用いて
変換を行う必要があった。つまり、トランスを用いない
スイッチングレギュレータは、入力電力の電圧値を低く
するか、あるいは、高くするかの一方しかできないため
に、入力電力の電圧値が出力電力の電圧値よりも高くも
低くもなる可能性のある装置には適用できないという問
題があった。
ＤＣ／ＤＣコンバータの動作可能な入力電圧の電圧値の
範囲に出力電圧の電圧値がある場合、トランスを用いて
変換を行う必要があった。つまり、トランスを用いない
スイッチングレギュレータは、入力電力の電圧値を低く
するか、あるいは、高くするかの一方しかできないため
に、入力電力の電圧値が出力電力の電圧値よりも高くも
低くもなる可能性のある装置には適用できないという問
題があった。
【００１４】また、従来の技術として示したトランスを
用いるＤＣ／ＤＣコンバータのトランスは高価であり、
しかも形状が大きいという問題がある。また、スイッチ
ング素子に流れる電流は、次式で表されるパルス状のも
のであり、この電流はトランスの１次側に接続されたコ
ンデンサから供給される。
用いるＤＣ／ＤＣコンバータのトランスは高価であり、
しかも形状が大きいという問題がある。また、スイッチ
ング素子に流れる電流は、次式で表されるパルス状のも
のであり、この電流はトランスの１次側に接続されたコ
ンデンサから供給される。
【００１５】
【数２】 ＩD ＝（Ｖo ・Ｉo ／η・Ｖi ）×（Ｔ／Ｔon） …（２） ただし、Ｉo は出力電流、ηは変換効率、Ｔはスイッチ
ングの周期である。
ングの周期である。
【００１６】このコンデンサは、式２に示されるような
パルス状の電流を供給する必要上、インピーダンスが低
いものである必要がある。よって、このコンデンサには
高価で形状の大きいものが必要となるという問題があっ
た。
パルス状の電流を供給する必要上、インピーダンスが低
いものである必要がある。よって、このコンデンサには
高価で形状の大きいものが必要となるという問題があっ
た。
【００１７】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、上述し
た従来技術の問題点に鑑みてなされたものであり、入力
電圧の範囲内に出力電圧が設定されたＤＣ／ＤＣコンバ
ータ形式の電源であって、電圧の変換のためにトランス
および低インピーダンス化対策がなされたコンデンサを
必要としないＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目
的とする。また、これらの部品を不要とすることによ
り、装置のサイズが小さく、また、製造コストの低いＤ
Ｃ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
た従来技術の問題点に鑑みてなされたものであり、入力
電圧の範囲内に出力電圧が設定されたＤＣ／ＤＣコンバ
ータ形式の電源であって、電圧の変換のためにトランス
および低インピーダンス化対策がなされたコンデンサを
必要としないＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目
的とする。また、これらの部品を不要とすることによ
り、装置のサイズが小さく、また、製造コストの低いＤ
Ｃ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上述の従来技術の問題点
を解決するために本発明の非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバー
タは、直流の入力電圧の電圧値の絶対値が、所定の出力
電圧値の絶対値以上に大きくなるように変換して、直流
の電圧として出力する昇圧スイッチング変換手段と、
前記昇圧スイッチング変換手段から出力された電圧の電
圧値の絶対値が小さくなるように変換して、前記出力電
圧値の直流の出力電圧に変換する降圧スイッチング変換
手段とを有する。
を解決するために本発明の非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバー
タは、直流の入力電圧の電圧値の絶対値が、所定の出力
電圧値の絶対値以上に大きくなるように変換して、直流
の電圧として出力する昇圧スイッチング変換手段と、
前記昇圧スイッチング変換手段から出力された電圧の電
圧値の絶対値が小さくなるように変換して、前記出力電
圧値の直流の出力電圧に変換する降圧スイッチング変換
手段とを有する。
【００１９】また、直流の入力電圧の電圧値の絶対値
が、所定の出力電圧値の絶対値以下に小さくなるように
変換して、直流の電圧として出力する降圧スイッチング
変換手段と、 前記降圧スイッチング変換手段から出力
された電圧の電圧値の絶対値が大きくなるように変換し
て、前記出力電圧値の直流の出力電圧に変換する昇圧ス
イッチング変換手段とを有する。
が、所定の出力電圧値の絶対値以下に小さくなるように
変換して、直流の電圧として出力する降圧スイッチング
変換手段と、 前記降圧スイッチング変換手段から出力
された電圧の電圧値の絶対値が大きくなるように変換し
て、前記出力電圧値の直流の出力電圧に変換する昇圧ス
イッチング変換手段とを有する。
【００２０】また好適には、上記各非絶縁型ＤＣ／ＤＣ
コンバータは、前記所定の出力電圧値の絶対値は、前記
入力電圧の電圧値の絶対値のとりうる範囲内であること
を特徴とする。
コンバータは、前記所定の出力電圧値の絶対値は、前記
入力電圧の電圧値の絶対値のとりうる範囲内であること
を特徴とする。
【００２１】
【作用】説明を簡略化するために、正の直流の入力電圧
を正の直流の出力電圧に変換する場合について述べる。
昇圧スイッチング電源手段は、入力電力をトランスを用
いずに、当該昇圧スイッチング電源手段の出力端子にそ
の入力端子が接続される降圧スイッチング電源手段の出
力電力の電圧値以上の電圧値の電力に変換する。降圧ス
イッチング電源手段は、昇圧スイッチング手段によって
変換された電力を所定の電圧の電力にトランスを用いず
に変換して出力する。
を正の直流の出力電圧に変換する場合について述べる。
昇圧スイッチング電源手段は、入力電力をトランスを用
いずに、当該昇圧スイッチング電源手段の出力端子にそ
の入力端子が接続される降圧スイッチング電源手段の出
力電力の電圧値以上の電圧値の電力に変換する。降圧ス
イッチング電源手段は、昇圧スイッチング手段によって
変換された電力を所定の電圧の電力にトランスを用いず
に変換して出力する。
【００２２】また上記とは逆に、降圧スイッチング電源
手段は、入力電力をトランスを用いずに、当該降圧スイ
ッチング電源手段の出力端子にその入力端子が接続され
る昇圧スイッチング電源手段の出力電力の電圧値以下の
電圧値の電力に変換する。昇圧スイッチング電源手段
は、降圧スイッチング手段によって変換された電力をト
ランスを用いずに所定の電圧の電力に変換して出力す
る。
手段は、入力電力をトランスを用いずに、当該降圧スイ
ッチング電源手段の出力端子にその入力端子が接続され
る昇圧スイッチング電源手段の出力電力の電圧値以下の
電圧値の電力に変換する。昇圧スイッチング電源手段
は、降圧スイッチング手段によって変換された電力をト
ランスを用いずに所定の電圧の電力に変換して出力す
る。
【００２３】
【実施例】以下、本発明の第１の実施例を説明する。図
１は、第１の実施例における本発明のＤＣ／ＤＣコンバ
ータ１の構成を示す図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１
は、非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチングレ
ギュレータ）であって、出力電力の電圧（出力電圧）の
電圧値を、入力電力の電圧（入力電圧）の電圧値がとり
うる範囲内としたものである。ＤＣ／ＤＣコンバータ１
は、いずれも電圧の変換にトランスを用いない形式の昇
圧スイッチングレギュレータ２と降圧スイッチングレギ
ュレータ４との２段構成となっており、昇圧スイッチン
グレギュレータ２と降圧スイッチングレギュレータ４は
駆動回路部（Ａ）１４を共有している。以下に述べる昇
圧スイッチングレギュレータ２、および、降圧スイッチ
ングレギュレータ４は、例えば「改訂スイッチング・レ
ギュレータ設計ノウハウ」（長谷川彰著、１９９３年２
月、ＣＱ出版社刊、文献１）ｐ２０〜ｐ２６等に説明さ
れているものと同様のものである。
１は、第１の実施例における本発明のＤＣ／ＤＣコンバ
ータ１の構成を示す図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１
は、非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチングレ
ギュレータ）であって、出力電力の電圧（出力電圧）の
電圧値を、入力電力の電圧（入力電圧）の電圧値がとり
うる範囲内としたものである。ＤＣ／ＤＣコンバータ１
は、いずれも電圧の変換にトランスを用いない形式の昇
圧スイッチングレギュレータ２と降圧スイッチングレギ
ュレータ４との２段構成となっており、昇圧スイッチン
グレギュレータ２と降圧スイッチングレギュレータ４は
駆動回路部（Ａ）１４を共有している。以下に述べる昇
圧スイッチングレギュレータ２、および、降圧スイッチ
ングレギュレータ４は、例えば「改訂スイッチング・レ
ギュレータ設計ノウハウ」（長谷川彰著、１９９３年２
月、ＣＱ出版社刊、文献１）ｐ２０〜ｐ２６等に説明さ
れているものと同様のものである。
【００２４】図１において、昇圧スイッチングレギュレ
ータ２は、例えば蓄電池等の直流電源１０から入力され
る電圧Ｖi の電力を、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電
圧Ｖ o より高い電圧Ｖ2 の電力に変換して降圧スイッチ
ングレギュレータ４に入力する。降圧スイッチングレギ
ュレータ４は、昇圧スイッチングレギュレータ２におい
て変換された電力を、所定の電圧Ｖo の電力に変換して
出力する。さらに直流電源１０の電圧がとりうる範囲を
最大電圧Ｖmax から最小電圧Ｖmin までとすると、上述
の各電圧は次式で示される関係となる。
ータ２は、例えば蓄電池等の直流電源１０から入力され
る電圧Ｖi の電力を、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電
圧Ｖ o より高い電圧Ｖ2 の電力に変換して降圧スイッチ
ングレギュレータ４に入力する。降圧スイッチングレギ
ュレータ４は、昇圧スイッチングレギュレータ２におい
て変換された電力を、所定の電圧Ｖo の電力に変換して
出力する。さらに直流電源１０の電圧がとりうる範囲を
最大電圧Ｖmax から最小電圧Ｖmin までとすると、上述
の各電圧は次式で示される関係となる。
【００２５】
【数３】 Ｖmin ≦Ｖi ≦Ｖmax Ｖo ＜Ｖ2 …（３）
【００２６】ただし実際には、式３中の電圧Ｖmin ，Ｖ
max ，Ｖo ，Ｖ2 は、昇圧スイッチングレギュレータ２
および降圧スイッチングレギュレータ４の定格上の制限
を受けることになる。駆動回路部１４は、昇圧スイッチ
ングレギュレータ２の出力電圧Ｖ2 およびＤＣ／ＤＣコ
ンバータ１の出力電圧Ｖo に基づいて、昇圧スイッチン
グレギュレータ２および降圧スイッチングレギュレータ
４のスイッチング素子２４，４０のオン／オフ制御を行
う駆動信号ＤＲ２，ＤＲ４を生成し、駆動信号ＤＲ２，
ＤＲ４をそれぞれスイッチング素子２４，２６に入力す
る。駆動回路部１４においては、昇圧スイッチングレギ
ュレータ２の出力電圧およびＤＣ／ＤＣコンバータ１の
出力電圧に基づいてフィードバック制御が行われ、駆動
回路部１４は、昇圧スイッチングレギュレータ２の出力
電圧を常に電圧Ｖ2に、降圧スイッチングレギュレータ
４の出力電圧を常に電圧Ｖo に保つように駆動信号ＤＲ
２，ＤＲ４を生成する。
max ，Ｖo ，Ｖ2 は、昇圧スイッチングレギュレータ２
および降圧スイッチングレギュレータ４の定格上の制限
を受けることになる。駆動回路部１４は、昇圧スイッチ
ングレギュレータ２の出力電圧Ｖ2 およびＤＣ／ＤＣコ
ンバータ１の出力電圧Ｖo に基づいて、昇圧スイッチン
グレギュレータ２および降圧スイッチングレギュレータ
４のスイッチング素子２４，４０のオン／オフ制御を行
う駆動信号ＤＲ２，ＤＲ４を生成し、駆動信号ＤＲ２，
ＤＲ４をそれぞれスイッチング素子２４，２６に入力す
る。駆動回路部１４においては、昇圧スイッチングレギ
ュレータ２の出力電圧およびＤＣ／ＤＣコンバータ１の
出力電圧に基づいてフィードバック制御が行われ、駆動
回路部１４は、昇圧スイッチングレギュレータ２の出力
電圧を常に電圧Ｖ2に、降圧スイッチングレギュレータ
４の出力電圧を常に電圧Ｖo に保つように駆動信号ＤＲ
２，ＤＲ４を生成する。
【００２７】昇圧スイッチングレギュレータ２は、駆動
回路部１４の他には、コンデンサ（Ｃ１）２０、インダ
クタ（Ｌ１）２２、スイッチング素子（Ｑ１）２４、ダ
イオード（Ｄ１）２６、および、コンデンサ（Ｃ２）２
８によって構成される。コンデンサ２０は、入力端子か
ら供給される電力を蓄えて、スイッチング素子２４のオ
ン／オフ動作に伴って流れるリプル状の電流を、インダ
クタ２２を介してスイッチング素子２４およびダイオー
ド２６に供給する。インダクタ２２は、コンデンサ２０
とスイッチング素子２４およびダイオード２６の間に配
設され、スイッチング素子２４のオン／オフ動作に伴っ
て入力電力の電圧を昇圧する。
回路部１４の他には、コンデンサ（Ｃ１）２０、インダ
クタ（Ｌ１）２２、スイッチング素子（Ｑ１）２４、ダ
イオード（Ｄ１）２６、および、コンデンサ（Ｃ２）２
８によって構成される。コンデンサ２０は、入力端子か
ら供給される電力を蓄えて、スイッチング素子２４のオ
ン／オフ動作に伴って流れるリプル状の電流を、インダ
クタ２２を介してスイッチング素子２４およびダイオー
ド２６に供給する。インダクタ２２は、コンデンサ２０
とスイッチング素子２４およびダイオード２６の間に配
設され、スイッチング素子２４のオン／オフ動作に伴っ
て入力電力の電圧を昇圧する。
【００２８】スイッチング素子２４は、例えばパワーＭ
ＯＳ−ＦＥＴ等の半導体素子であって、駆動回路部１４
から入力される駆動信号ＤＲ２に対応してオン状態およ
びオフ状態となる。ダイオード２６は、スイッチング素
子２４の動作によって生じる電流をコンデンサ２８の方
向にのみ流す。コンデンサ２８は、ダイオード２６を介
して供給される電流を平滑化して、電圧Ｖ2 の電力とし
て降圧スイッチングレギュレータ４および駆動回路部１
４に入力する。
ＯＳ−ＦＥＴ等の半導体素子であって、駆動回路部１４
から入力される駆動信号ＤＲ２に対応してオン状態およ
びオフ状態となる。ダイオード２６は、スイッチング素
子２４の動作によって生じる電流をコンデンサ２８の方
向にのみ流す。コンデンサ２８は、ダイオード２６を介
して供給される電流を平滑化して、電圧Ｖ2 の電力とし
て降圧スイッチングレギュレータ４および駆動回路部１
４に入力する。
【００２９】降圧スイッチングレギュレータ４は、駆動
回路部１４の他には、スイッチング素子（Ｑ２）４０、
ダイオード（Ｄ２）４２、インダクタ（Ｌ２）４４、お
よび、コンデンサ（Ｃ３）４６から構成される。スイッ
チング素子４０は、駆動回路部１４から入力される駆動
信号ＤＲ４に基づいて、昇圧スイッチングレギュレータ
２から入力される電力の電流をオン／オフ（接断）して
ダイオード４２およびインダクタ４４に入力する。ダイ
オード（Ｄ２）４２は、スイッチング素子４０がオフし
た場合、オフする直前にインダクタ４４に流れていた電
流を維持するための電流を供給する。インダクタ４４お
よびコンデンサ４６は、スイッチング素子４０およびダ
イオード４２から供給される電流を平滑化し、駆動回路
部１４、および、出力端子を介して負荷抵抗１２に入力
する。
回路部１４の他には、スイッチング素子（Ｑ２）４０、
ダイオード（Ｄ２）４２、インダクタ（Ｌ２）４４、お
よび、コンデンサ（Ｃ３）４６から構成される。スイッ
チング素子４０は、駆動回路部１４から入力される駆動
信号ＤＲ４に基づいて、昇圧スイッチングレギュレータ
２から入力される電力の電流をオン／オフ（接断）して
ダイオード４２およびインダクタ４４に入力する。ダイ
オード（Ｄ２）４２は、スイッチング素子４０がオフし
た場合、オフする直前にインダクタ４４に流れていた電
流を維持するための電流を供給する。インダクタ４４お
よびコンデンサ４６は、スイッチング素子４０およびダ
イオード４２から供給される電流を平滑化し、駆動回路
部１４、および、出力端子を介して負荷抵抗１２に入力
する。
【００３０】以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作を説
明する。まず、昇圧スイッチングレギュレータ２の動作
を説明する。昇圧スイッチングレギュレータ２に直流電
源１０から上述の電圧Ｖi の直流電力が入力されると、
駆動回路部１４はスイッチング素子２４をオン／オフす
る駆動信号ＤＲ２を発生する。スイッチング素子２４が
オンした場合、インダクタ２２に電流が流れてエネルギ
ーが蓄積される。さらにスイッチング素子２４がオフし
た場合、インダクタ２２に蓄積されていたエネルギー
は、入力電力の電圧に重畳されてダイオード２６に入力
される。つまり、スイッチング素子２４がオンされた時
にインダクタ２２に蓄えられたエネルギーが、スイッチ
ング素子２４がオフされた時に、入力電力の電圧を高く
する（昇圧する）ように放出される。従ってインダクタ
２２を流れる電流は、パルス状ではなく連続した電流と
して直流電源１０から供給される。
明する。まず、昇圧スイッチングレギュレータ２の動作
を説明する。昇圧スイッチングレギュレータ２に直流電
源１０から上述の電圧Ｖi の直流電力が入力されると、
駆動回路部１４はスイッチング素子２４をオン／オフす
る駆動信号ＤＲ２を発生する。スイッチング素子２４が
オンした場合、インダクタ２２に電流が流れてエネルギ
ーが蓄積される。さらにスイッチング素子２４がオフし
た場合、インダクタ２２に蓄積されていたエネルギー
は、入力電力の電圧に重畳されてダイオード２６に入力
される。つまり、スイッチング素子２４がオンされた時
にインダクタ２２に蓄えられたエネルギーが、スイッチ
ング素子２４がオフされた時に、入力電力の電圧を高く
する（昇圧する）ように放出される。従ってインダクタ
２２を流れる電流は、パルス状ではなく連続した電流と
して直流電源１０から供給される。
【００３１】この際、インダクタ２２にはスイッチング
素子２４のオン／オフ動作によって生じるリプル状の電
流が流れるが、このリプル状の電流はコンデンサ２０に
蓄えられた電荷の放出により供給される。ただし、コン
デンサ２０はインダクタ２２を介して電流を流すことに
なる。従って、従来の技術として示したＤＣ／ＤＣコン
バータ６のコンデンサ６２が供給するパルス状の電流と
比較して、コンデンサ２０が供給するリプル状の電流の
電流のピーク値は小さいものとなる。従ってコンデンサ
６２と異なり、コンデンサ２０には低インピーダンス対
策を施したものではない通常のコンデンサを使用するこ
とができる。
素子２４のオン／オフ動作によって生じるリプル状の電
流が流れるが、このリプル状の電流はコンデンサ２０に
蓄えられた電荷の放出により供給される。ただし、コン
デンサ２０はインダクタ２２を介して電流を流すことに
なる。従って、従来の技術として示したＤＣ／ＤＣコン
バータ６のコンデンサ６２が供給するパルス状の電流と
比較して、コンデンサ２０が供給するリプル状の電流の
電流のピーク値は小さいものとなる。従ってコンデンサ
６２と異なり、コンデンサ２０には低インピーダンス対
策を施したものではない通常のコンデンサを使用するこ
とができる。
【００３２】インダクタ２２によって昇圧された電流
は、ダイオード２６を介してコンデンサ２８に供給され
る。コンデンサ２８は、ダイオード２６から供給された
電流を平滑化して、電圧Ｖ 2 の出力電力として駆動回路
部１４および降圧スイッチングレギュレータ４に供給す
る。昇圧スイッチングレギュレータ２の出力電力の電圧
値Ｖ2 と入力電力の電圧Ｖi との関係は、次式の通りと
なる。駆動回路部１４は、昇圧スイッチングレギュレー
タ２の出力電圧の値に基づいて、次式のＴon1 ／Ｔ1 の
値を調整して昇圧スイッチングレギュレータ２の出力電
力の電圧を電圧Ｖ2 に保つ。
は、ダイオード２６を介してコンデンサ２８に供給され
る。コンデンサ２８は、ダイオード２６から供給された
電流を平滑化して、電圧Ｖ 2 の出力電力として駆動回路
部１４および降圧スイッチングレギュレータ４に供給す
る。昇圧スイッチングレギュレータ２の出力電力の電圧
値Ｖ2 と入力電力の電圧Ｖi との関係は、次式の通りと
なる。駆動回路部１４は、昇圧スイッチングレギュレー
タ２の出力電圧の値に基づいて、次式のＴon1 ／Ｔ1 の
値を調整して昇圧スイッチングレギュレータ２の出力電
力の電圧を電圧Ｖ2 に保つ。
【００３３】
【数４】 Ｖ2 ＝Ｖi ／（１−Ｔon1 ／Ｔ1 ） …（４） ただし、Ｔon1 はスイッチング素子２４のオン時間、Ｔ
1 は、スイッチング素子２４のスイッチング周期であ
る。
1 は、スイッチング素子２４のスイッチング周期であ
る。
【００３４】次に、降圧スイッチングレギュレータ４の
動作を説明する。駆動回路部１４は、昇圧スイッチング
レギュレータ２のスイッチング素子２４を駆動する駆動
信号ＤＲ２を出力するとともに、スイッチング素子４０
を駆動する駆動信号ＤＲ４を出力する。スイッチング素
子４０がオン状態になった場合、昇圧スイッチングレギ
ュレータ２ら供給される電流がインダクタ４４に流れ、
インダクタ４４およびコンデンサ４６に供給される。
動作を説明する。駆動回路部１４は、昇圧スイッチング
レギュレータ２のスイッチング素子２４を駆動する駆動
信号ＤＲ２を出力するとともに、スイッチング素子４０
を駆動する駆動信号ＤＲ４を出力する。スイッチング素
子４０がオン状態になった場合、昇圧スイッチングレギ
ュレータ２ら供給される電流がインダクタ４４に流れ、
インダクタ４４およびコンデンサ４６に供給される。
【００３５】逆にスイッチング素子４０がオフ状態にな
った場合、オフ状態になる直前にインダクタ４４に流れ
ていた電流に等しい電流値の電流がダイオード４２を介
して供給される。上述のようにインダクタ４４に供給さ
れた電圧は、インダクタ４４およびコンデンサ４６で平
滑化されて、直流の出力電力として駆動回路部１４およ
び出力端子を介して負荷抵抗１２に供給される。昇圧ス
イッチングレギュレータ２の出力電力の電圧Ｖ2 と出力
電力の電圧Ｖoの関係は、次式の通りとなる。駆動回路
部１４は、次式のＴon2 ／Ｔ2 の値を調節してＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ１の出力電力の電圧値を電圧Ｖo に保つ。
った場合、オフ状態になる直前にインダクタ４４に流れ
ていた電流に等しい電流値の電流がダイオード４２を介
して供給される。上述のようにインダクタ４４に供給さ
れた電圧は、インダクタ４４およびコンデンサ４６で平
滑化されて、直流の出力電力として駆動回路部１４およ
び出力端子を介して負荷抵抗１２に供給される。昇圧ス
イッチングレギュレータ２の出力電力の電圧Ｖ2 と出力
電力の電圧Ｖoの関係は、次式の通りとなる。駆動回路
部１４は、次式のＴon2 ／Ｔ2 の値を調節してＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ１の出力電力の電圧値を電圧Ｖo に保つ。
【００３６】
【数５】 Ｖo ＝Ｖ2 （Ｔon2 ／Ｔ2 ） …（５） ただし、Ｔon2 はスイッチング素子４０のオン時間、Ｔ
2 はスイッチング素子４０のスイッチング周期である。
2 はスイッチング素子４０のスイッチング周期である。
【００３７】以上のように本発明のＤＣ／ＤＣコンバー
タによれば、上述の入力電力の電圧と出力電力の電圧と
の関係を有するＤＣ／ＤＣコンバータをトランスを用い
ずに構成可能である。昇圧スイッチングレギュレータ２
および降圧スイッチングレギュレータ４は、従来の技術
として示したＤＣ／ＤＣコンバータ６，８よりも効率が
よいので、ＤＣ／ＤＣコンバータ１のように２段構成と
しても電力の変換効率は良好である。なお実験により、
一般的な素子により構成されたＤＣ／ＤＣコンバータ１
においては、昇圧スイッチングレギュレータ２の出力電
圧Ｖ2 をＶo ＜Ｖ2 ≦Ｖo ＋２程度にした場合に最大の
変換効率が得られることが判明している。また、入力端
子に接続されるコンデンサが供給する電流はリプル状と
なり、ＤＣ／ＤＣコンバータ６，８の入力端子に接続さ
れるコンデンサが供給する電流と比べてそのピーク値は
小さい。従って、このコンデンサに形状が比較的小さく
て安価な通常のコンデンサを使用することができる。ま
た、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにはトランスが不要
なので装置全体を小さくすることができ、また、安価に
製造することができる。
タによれば、上述の入力電力の電圧と出力電力の電圧と
の関係を有するＤＣ／ＤＣコンバータをトランスを用い
ずに構成可能である。昇圧スイッチングレギュレータ２
および降圧スイッチングレギュレータ４は、従来の技術
として示したＤＣ／ＤＣコンバータ６，８よりも効率が
よいので、ＤＣ／ＤＣコンバータ１のように２段構成と
しても電力の変換効率は良好である。なお実験により、
一般的な素子により構成されたＤＣ／ＤＣコンバータ１
においては、昇圧スイッチングレギュレータ２の出力電
圧Ｖ2 をＶo ＜Ｖ2 ≦Ｖo ＋２程度にした場合に最大の
変換効率が得られることが判明している。また、入力端
子に接続されるコンデンサが供給する電流はリプル状と
なり、ＤＣ／ＤＣコンバータ６，８の入力端子に接続さ
れるコンデンサが供給する電流と比べてそのピーク値は
小さい。従って、このコンデンサに形状が比較的小さく
て安価な通常のコンデンサを使用することができる。ま
た、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにはトランスが不要
なので装置全体を小さくすることができ、また、安価に
製造することができる。
【００３８】以下、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの第
２の実施例を説明する。図２は、第２の実施例における
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータ５の構成を示す図であ
る。ＤＣ／ＤＣコンバータ５は、第１の実施例に示した
ＤＣ／ＤＣコンバータ１の昇圧スイッチングレギュレー
タ２と降圧スイッチングレギュレータ４の順番を入れ換
えた構成となっている。ＤＣ／ＤＣコンバータ５の各部
分の動作等は、第１の実施例に示したＤＣ／ＤＣコンバ
ータ１の同一符号を付した各部分に同じである。ＤＣ／
ＤＣコンバータ５のように構成しても、ＤＣ／ＤＣコン
バータ１と同等の機能および効果を実現可能である。
２の実施例を説明する。図２は、第２の実施例における
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータ５の構成を示す図であ
る。ＤＣ／ＤＣコンバータ５は、第１の実施例に示した
ＤＣ／ＤＣコンバータ１の昇圧スイッチングレギュレー
タ２と降圧スイッチングレギュレータ４の順番を入れ換
えた構成となっている。ＤＣ／ＤＣコンバータ５の各部
分の動作等は、第１の実施例に示したＤＣ／ＤＣコンバ
ータ１の同一符号を付した各部分に同じである。ＤＣ／
ＤＣコンバータ５のように構成しても、ＤＣ／ＤＣコン
バータ１と同等の機能および効果を実現可能である。
【００３９】降圧スイッチングレギュレータ４のコンデ
ンサ４６にかかる電圧を電圧Ｖ4 とすると、電圧Ｖ4 と
入力電力の電圧Ｖi との関係は次式で表される。
ンサ４６にかかる電圧を電圧Ｖ4 とすると、電圧Ｖ4 と
入力電力の電圧Ｖi との関係は次式で表される。
【００４０】
【数６】 Ｖ4 ＝Ｖi （Ｔon2 ／Ｔ2 ） …（６）
【００４１】また、電圧Ｖ4 と出力電力の電圧Ｖo との
関係は次式で表される。
関係は次式で表される。
【００４２】
【数７】 Ｖo ＝Ｖ4 ／（１−Ｔon1 ／Ｔ1 ） …（７）
【００４３】式６において、Ｔon2 ／Ｔ2 ≦１が、式７
においてＴon1 ／Ｔ1 ≦１が成立するから、Ｖ4 ≦
Ｖo ，Ｖi ≧Ｖ4 となる。つまり、ＤＣ／ＤＣコンバー
タ５においては、上記各電圧がＶ4 ≦Ｖo ，Ｖi≧Ｖ4
それぞれの関係を満たせば、出力電圧Ｖo は一定に保た
れることになる。
においてＴon1 ／Ｔ1 ≦１が成立するから、Ｖ4 ≦
Ｖo ，Ｖi ≧Ｖ4 となる。つまり、ＤＣ／ＤＣコンバー
タ５においては、上記各電圧がＶ4 ≦Ｖo ，Ｖi≧Ｖ4
それぞれの関係を満たせば、出力電圧Ｖo は一定に保た
れることになる。
【００４４】以上の各実施例においては、正の電圧値の
入力電力を正の電圧値の出力電力に変換する場合につい
て述べたが、本発明の範囲内においてＤＣ／ＤＣコンバ
ータ１，５を適切に変更することにより、負の電圧値の
入力電力を負の電圧値の出力電力に変換する電源回路、
正の電圧値の入力電力を負の電圧値の出力電力に変換す
る電源回路、および、負の電圧値の入力電力を正の電圧
値の出力電力に変換する電源回路を構成することが可能
である。つまり、これらのいずれかの入出力電力の電圧
間の関係は、第１の実施例に示したＤＣ／ＤＣコンバー
タ１の形式の装置においては、｜Ｖ2 ｜＞｜Ｖo ｜が成
立すればよく、第２の実施例に示したＤＣ／ＤＣコンバ
ータ５の形式の装置においては、｜Ｖ4 ｜＜｜Ｖo ｜が
成立すればよい。ただし実際には、これらの関係は昇圧
スイッチングレギュレータ２、および、降圧スイッチン
グレギュレータ４の定格入力電圧、および、定格出力電
圧によって制限される。
入力電力を正の電圧値の出力電力に変換する場合につい
て述べたが、本発明の範囲内においてＤＣ／ＤＣコンバ
ータ１，５を適切に変更することにより、負の電圧値の
入力電力を負の電圧値の出力電力に変換する電源回路、
正の電圧値の入力電力を負の電圧値の出力電力に変換す
る電源回路、および、負の電圧値の入力電力を正の電圧
値の出力電力に変換する電源回路を構成することが可能
である。つまり、これらのいずれかの入出力電力の電圧
間の関係は、第１の実施例に示したＤＣ／ＤＣコンバー
タ１の形式の装置においては、｜Ｖ2 ｜＞｜Ｖo ｜が成
立すればよく、第２の実施例に示したＤＣ／ＤＣコンバ
ータ５の形式の装置においては、｜Ｖ4 ｜＜｜Ｖo ｜が
成立すればよい。ただし実際には、これらの関係は昇圧
スイッチングレギュレータ２、および、降圧スイッチン
グレギュレータ４の定格入力電圧、および、定格出力電
圧によって制限される。
【００４５】以上述べた各実施例に示した他、スイッチ
ング素子２４，４０をトランジスタに変更し、あるい
は、駆動回路部１４を昇圧スイッチングレギュレータ２
用と降圧スイッチングレギュレータ４用にそれぞれ分離
独立させて設ける等、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは
種々の構成をとることができる。
ング素子２４，４０をトランジスタに変更し、あるい
は、駆動回路部１４を昇圧スイッチングレギュレータ２
用と降圧スイッチングレギュレータ４用にそれぞれ分離
独立させて設ける等、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは
種々の構成をとることができる。
【００４６】
【発明の効果】以上述べたように本発明のＤＣ／ＤＣコ
ンバータによれば、入力電圧の範囲内に出力電圧が設定
されたＤＣ／ＤＣコンバータ形式の電源においても、電
圧の変換のためのトランスおよび低インピーダンス化対
策がなされたコンデンサが必要なくなる。また、これら
の部品が不要なので、ＤＣ／ＤＣコンバータの装置のサ
イズが小さくなり、また、製造コストが低い。
ンバータによれば、入力電圧の範囲内に出力電圧が設定
されたＤＣ／ＤＣコンバータ形式の電源においても、電
圧の変換のためのトランスおよび低インピーダンス化対
策がなされたコンデンサが必要なくなる。また、これら
の部品が不要なので、ＤＣ／ＤＣコンバータの装置のサ
イズが小さくなり、また、製造コストが低い。
【図１】第１の実施例における本発明のＤＣ／ＤＣコン
バータの構成を示す図である。
バータの構成を示す図である。
【図２】第２の実施例における本発明のＤＣ／ＤＣコン
バータの構成を示す図である。
バータの構成を示す図である。
【図３】第１の従来のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成
を示す図である。
を示す図である。
【図４】第２の従来のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成
を示す図である。
を示す図である。
１，５…ＤＣ／ＤＣコンバータ、１０…直流電源、１２
…負荷抵抗、１４…駆動回路部、２…昇圧スイッチング
レギュレータ、４…降圧スイッチングレギュレータ、２
０，２８，４２…コンデンサ、２２，４４…インダク
タ、２４，４０…スイッチング素子、２６，４２…ダイ
オード
…負荷抵抗、１４…駆動回路部、２…昇圧スイッチング
レギュレータ、４…降圧スイッチングレギュレータ、２
０，２８，４２…コンデンサ、２２，４４…インダク
タ、２４，４０…スイッチング素子、２６，４２…ダイ
オード
Claims (3)
- 【請求項１】直流の入力電圧の電圧値の絶対値が、所定
の出力電圧値の絶対値以上に大きくなるように変換し
て、直流の電圧として出力する昇圧スイッチング変換手
段と、 前記昇圧スイッチング変換手段から出力された電圧の電
圧値の絶対値が小さくなるように変換して、前記出力電
圧値の直流の出力電圧に変換する降圧スイッチング変換
手段とを有する非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】直流の入力電圧の電圧値の絶対値が、所定
の出力電圧値の絶対値以下に小さくなるように変換し
て、直流の電圧として出力する降圧スイッチング変換手
段と、 前記降圧スイッチング変換手段から出力された電圧の電
圧値の絶対値が大きくなるように変換して、前記出力電
圧値の直流の出力電圧に変換する昇圧スイッチング変換
手段とを有する非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】前記所定の出力電圧値の絶対値は、前記入
力電圧の電圧値の絶対値のとりうる範囲内であることを
特徴とする請求項１または２に記載の非絶縁型ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24818893A JPH07107739A (ja) | 1993-10-04 | 1993-10-04 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24818893A JPH07107739A (ja) | 1993-10-04 | 1993-10-04 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07107739A true JPH07107739A (ja) | 1995-04-21 |
Family
ID=17174517
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24818893A Pending JPH07107739A (ja) | 1993-10-04 | 1993-10-04 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07107739A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19853626A1 (de) * | 1998-11-20 | 2000-05-31 | Texas Instruments Deutschland | Schaltregler und Verfahren zum Betreiben von Schaltreglern |
| JP2006141183A (ja) * | 2004-11-15 | 2006-06-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 昇降圧コンバータ |
| KR100860756B1 (ko) * | 2001-01-18 | 2008-09-29 | 엔엑스피 비 브이 | Ｄｃ/ｄｃ 업/다운 변환기 및 이를 포함하는 전원 및휴대용 전자 장치 |
| CN101632984A (zh) * | 2008-07-24 | 2010-01-27 | Ge医疗系统环球技术有限公司 | 电压产生电路及超声波诊断装置 |
| JP2010283910A (ja) * | 2009-06-02 | 2010-12-16 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 電力変換装置 |
-
1993
- 1993-10-04 JP JP24818893A patent/JPH07107739A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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