JP2002209389A - 複数の独立した負荷のための電圧変換器 - Google Patents

複数の独立した負荷のための電圧変換器

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Abstract

(57)【要約】 【課題】本発明は、できるだけ高価でなく、互いに独立
して制御可能な複数の出力電圧を供給することが可能な
電圧変換器を提供することを目的とする。 【解決手段】本発明は、第１（Ｌ１）および第２の負荷
（Ｌ２）の各々に関連するブリッジ回路（Ｓ１，Ｓ２，
Ｓａ，ＳｂおよびＳ３，Ｓ４，Ｓａ，Ｓｂ）を利用する
２つの独立した負荷（Ｌ１，Ｌ２）のための電圧変換器
に関する。各ブリッジ回路（Ｓ１，Ｓ２，Ｓａ，Ｓｂお
よびＳ３，Ｓ４，Ｓａ，Ｓｂ）に共通して印加されたＤ
Ｃ電圧（Ｕ４５）を、それぞれの負荷（Ｌ１，Ｌ２）に
割り当てられたＡＣ電圧（Ｕ６８，Ｕ９８）に変換し、
２つの切替素子（Ｓａ，Ｓｂ）がブリッジ回路（Ｓ１，
Ｓ２，Ｓａ，ＳｂおよびＳ３，Ｓ４，Ｓａ，Ｓｂ）に共
通している。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、複数の独立した負
荷のための電圧変換器に関する。そのような電圧変換器
は、それらの入力に印加された電圧を供給電圧に変換す
ることを支援する。供給電圧は、接続された負荷に関し
て互いに独立に制御されることが可能である。これらは
例えばＡＣ電圧を平坦なスクリーンを有するＴＶシステ
ムにおけるいくつかのＤＣ電圧に変換するための切替モ
ード電力供給器として使用され得る。
【０００２】
【従来の技術】一般のＡＣ本線を利用する電圧変換器
は、ＡＣ本線から引き出される電流に関する特定の要求
に従う。電圧変換器によって取得される電流は、限定さ
れた高調波の割合のみを包含することが通常許容され
る。すなわち、電圧変換器は原則として実際の抵抗で形
成する必要がある。電圧変換器の入力インピーダンスの
明白な抵抗部分は、従って所定の値を超えてはならな
い。そのような要請は、例えばＩＥＣ １０００−３−
２に詳細に特定されている。
【０００３】共鳴変換器を利用する電圧変換器は、ＤＥ
１９８２４４０９Ａ１により知られており、これは、純
粋な受動素子より成るアップコンバータを半ブリッジの
出力に直接的に接続する。W. Chen, F.C. Lee, and T.
Yamauchiによる “An improved ‘Charge Pump’ elect
ronic ballast with low THD and low crest factor”,
IEEE APEC ’96 Proceedings, pp. 622-627の論文は、
そのような回路配置に関する更なる実現可能性に言及し
ている。一方、J. Wustehube, Schaltnetzteile(Switch
Mode Power Supplies), 改定第版のp.139ff は、変換
回路を利用するブリッジ整流回路を開示しており、ブリ
ッジ整流回路が供給される各ＡＣ本線電圧（例えば米国
では１１０−１２７Ｖ、欧州では２２０−２４０Ｖであ
る。）に適合され、生成されたＤＣ電圧が、印加された
ＡＣ本線電圧に独立して近似的に等しい値を有するよう
にする。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、できるだけ
高価でなく、互いに独立して制御可能な複数の出力電圧
を供給することが可能な電圧変換器を提供することを目
的とする。さらに、電圧変換器によりＡＣ本線から引き
出される電流は、限定された程度の高調波しか包含せ
ず、実質的に実際の抵抗性を表現する必要がある。
【課題を解決するための手段】このような目的は、請求
項１に記載された電圧変換器によって達成される。４つ
の切替素子よりなるブリッジ回路は、供給電圧を要する
負荷に関連し、その電圧は、他の負荷のものと独立して
制御することが可能である。ブリッジ回路の２つの切替
素子は、この場合は共用され、素子数が節約される。
【０００５】請求項２では、共鳴型直列-並列共鳴回路
を利用する共鳴変換器が、負荷に関する電圧変換器に使
用される。これにより、負荷に関連するブリッジ回路の
切替素子の適切な制御に関して、その負荷に対して設計
された出力電圧へ入力電圧を変換する場合の広範な変換
範囲を達成することが可能になる。そのような共鳴直列
-並列発振回路は、例えば、 “V.B. Beaguli, A.K.S.Bh
at: Operation of theLCC-Type Parallel Resonant Con
verter as a Low Harmonic Rectifier. IEEEAPEC, 199
6, pp. 131-137”の論文により知られている。
【０００６】請求項３では、電圧変換器のブリッジ回路
の２つの動作モードに関連する。これにより例えば、異
なるＡＣ本線ネットワークの異なるＡＣ本線電圧におい
て電圧変換器を利用することが可能になり、この場合に
おいて出力電圧と電圧変換器の入力に印加される電圧と
の比が調整される。この調整能力により、制御回路に課
せられた要求を減少させることが可能であり、異なる入
力電圧に対応する動作または異なる出力電圧を提供する
電圧変換器に関して同一の素子を使用することが可能に
なる。このことは、電圧変換器の顕著なコスト削減に導
く。
【０００７】従属請求項４ないし７は、本発明の変形例
に関し、電圧変換器の影響を受ける本線負荷、電圧変換
器の実際上の適用性および電圧変換器の製造コストにつ
いて、好ましい影響を与える。
【０００８】ところで請求項８では、本発明は、１つの
素子でブリッジ回路を動作させるために必要な制御回路
を組み込んだ集積回路にも関連する。さらに、ブリッジ
回路の切替素子も集積されることが可能である。このよ
うな統合化により、更なる製造コストの削減を図ること
が可能である。
【０００９】本発明の更なる形態では、本発明による電
圧変換器が、例えばフラット・スクリーンを利用するモ
ニタまたはＴＶ一式に特に適している。これらの機器
は、正確に制御され平滑化された電流源を必要とする。
【００１０】本発明およびその更なる形態ならびに利点
は、実施例を参照することにより特に図面を参照するこ
とにより詳細に説明される。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１は、本発明による電圧変換器
の実施例を示す。第１ＡＣ電圧Ｕｉｎは、電圧変換器の
入力に供給され、その電圧は、４つのダイオードより成
る第１整流装置Ａ１によって、節点１における正極およ
び節点２における負極に関する整流されたＡＣ電圧Ｕ１
２に変換される。第１ＡＣ電圧Ｕｉｎは、例えば５０Ｈ
ｚの周波数を有する正弦波２３０Ｖの本線電圧である。
【００１２】整流された電圧Ｕ１２は、本実施例では、
インダクタンスＬ１と、電解コンデンサとして形成され
る第１平滑コンデンサ回路Ｃ１との直列回路より成る平
滑回路に供給される。第１整流回路Ａ１の節点１は、節
点１０においてインダクタンスＬ１に結合され、インダ
クタンスの反対側は、節点４において平滑コンデンサ回
路Ｃ１の正の側に結合される。平滑コンデンサ回路Ｃ１
の負の側は、接合点５において第１整流回路Ａ１の節点
２に結合される。同様に、Ｕ４５は、平滑化され整流さ
れたＡＣ電圧であって、節点４および５の間で第１平滑
コンデンサ回路Ｃ１に印加されるＡＣ電圧を記す。
【００１３】平滑化され整流されたＡＣ電圧Ｕ４５は、
２つのブリッジ回路に供給される。２つのブリッジ回路
は夫々４つの切替素子より成り、すなわちＳ１，Ｓ２，
Ｓａ，ＳｂおよびＳ３，Ｓ４，Ｓａ，Ｓｂより成り、２
つの切替素子Ｓａ，Ｓｂが２つのブリッジ回路に共通す
る。切替素子は本実施例では電界効果トランジスタより
成る。しかしながら、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート・
バイポーラ・トランジスタ）のようなスイッチを利用し
て形成することも可能である。切替素子Ｓ１およびＳ
２，Ｓ３およびＳ４，ＳａおよびＳｂは、それぞれ直列
回路を形成し、それらは共通に印加される電圧Ｕ４５に
関して互いに並列に位置づけられる。
【００１４】第１の更なるＡＣ電圧Ｕ６８は、切替素子
Ｓ１およびＳ２の間に位置する節点６と、切替素子Ｓａ
およびＳｂの間に位置する節点８との間に生じ、これ
は、切替素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓａ，Ｓｂを適切にＯｎおよ
びＯｆｆに切り替えることにより、整流化および平滑化
されたＡＣ電圧Ｕ４５から生じる。同様に、第２の更な
るＡＣ電圧Ｕ９８は、切替素子Ｓ３およびＳ４の間に位
置する節点９と、切替素子ＳａおよびＳｂの間に位置す
る節点８との間に生じ、これは、切替素子Ｓ３，Ｓ４，
Ｓａ，Ｓｂを適切にＯｎおよびＯｆｆに切り替えること
により、整流化および平滑化されたＡＣ電圧Ｕ４５から
生じる。これらの更なるＡＣ電圧Ｕ６８，Ｕ９８は、以
後、２つの負荷Ｌ１，Ｌ２に利用可能な出力ＤＣ電圧Ｕ
ｏ１，Ｕｏ２に変換される。その意味において、２つの
更なるＡＣ電圧Ｕ６８，Ｕ９８は、各自の負荷Ｌ１，Ｌ
２に関連するＡＣ電圧である。
【００１５】負荷Ｌ１に関連するＡＣ電圧Ｕ６８は、共
鳴変換器Ａ３の入力に供給され、その出力であってそれ
と同時に変換器の第１出力において、第１負荷Ｌ１に供
給する第１出力ＤＣ電圧Ｕｏ１が生じる。負荷Ｌ２に関
連するＡＣ電圧Ｕ９８は、共鳴変換器Ａ４の入力に供給
され、その出力であってそれと同時に変換器の第２出力
において、第２負荷Ｌ２に供給する第２出力ＤＣ電圧Ｕ
ｏ２が生じる。オーミック(ohmic)負荷として表現され
る負荷Ｌ１，Ｌ２は、一般的に、誘導性、容量性または
混合的な性質を有するものとすることができる。
【００１６】共鳴変換器Ａ３，Ａ４は、同一構成であ
り、同じ機能を提供する。それらは各々が共鳴回路素子
を形成する：特に、共鳴コンデンサＣＲ１，ＣＲ２，変
圧器Ｔ１，Ｔ２は、共鳴インダクタンスＬＲ１，ＬＲ２
と夫々作用して、各自の共鳴変換器Ａ３，Ａ４の入力お
よび出力の間の潜在的な分離性を保障する。共鳴コンデ
ンサＣＲ１，ＣＲ２および変圧器Ｔ１，Ｔ２の一次側
は、節点６と８の間でおよび節点９と８の間で夫々直列
に接続され、共鳴変換器Ａ３，Ａ４の入力側を形成す
る。各共鳴コンデンサのＣＲ１，ＣＲ２の一方側は、節
点６および節点９に夫々結合される。各自の変圧器Ｔ
１，Ｔ２の２次側に生じるＡＣ電圧は、４つのダイオー
ドより成る第２および第３整流回路Ａ６，Ａ７によって
整流され、そして、各平滑コンデンサが形成する第２お
よび第３平滑コンデンサ回路Ｃ３，Ｃ４によって平滑化
される。コンデンサ回路Ｃ３，Ｃ４の出力電圧は、電圧
変換器の各自の出力に生じる出力ＤＣ電圧Ｕｏ１，Ｕｏ
２である。
【００１７】切替素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓａ，Ｓｂ，Ｓ３，
Ｓ４は、切替素子の制御入力への適切な制御信号の印加
を通じて、すなわちそれらをｏｎに切り替え（導通状態
にする）又はそれらをｏｆｆに切り替えて（非導通状態
にする）制御素子を制御する制御回路Ａ５に結合され
る。制御回路Ａ５は、その６つの切替素子Ｓ１，Ｓ２，
Ｓａ，Ｓｂ，Ｓ３，Ｓ４を含むことが可能な集積回路
（ＩＣ）の形式で実現することが好ましい。制御回路Ａ
５は、ブリッジ回路Ｓ１，Ｓ２，Ｓａ，ＳｂおよびＳ
３，Ｓ４，Ｓａ，Ｓｂの切替素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓａ，Ｓ
ｂ，Ｓ３，Ｓ４を本実施例では２つの異なるモードで制
御し、Ｕｏ１／Ｕ６８およびＵｏ２／Ｕ９８の異なる比
の値、そしてＵｏ１／ＵｉｎおよびＵｏ２／Ｕｉｎの異
なる比の値をとり得るようにする。
【００１８】例えば、そのモード変化を通じて、電圧変
換器の入力に印加される本線ＡＣ電圧への適合(adaptat
ion)を達成することが可能である。特に有利なことは、
およそ因子２の程度の比Ｕｏ１／Ｕｉｎ，Ｕｏ２／Ｕｉ
ｎの変化である。なぜなら例えば欧州（約２２０ないし
２４０Ｖ）および米国（約１１０ないし１２７Ｖ）の本
線ＡＣ電圧は、およそ因子２程度異なるからである。
【００１９】電圧変換器の入力へ印加される本線ＡＣ電
圧のこのような適合性は、例えば制御回路Ａ５によって
自動的に行うことが可能である。このために、制御回路
Ａ５は、電圧変換器は２つの異なる値の本線ＡＣ電圧で
動作するよう装備されているように形成される。考えら
れる２つの本線ＡＣ電圧Ｕｉｎの何れが動作中に電圧変
換器に瞬間的に印加されるかを突きとめるために制御回
路Ａ５をイネーブルし、整流および平滑化されたＡＣ電
圧Ｕ４５または交流本線ＡＣ電圧Ｕｉｎ自身が、例えば
測定のために制御回路Ａ５に供給されることが可能であ
る。制御回路Ａ５は、想定される２つの本線ＡＣ電圧が
低い場合には第２モードに切り替え、想定される２つの
本線ＡＣ電圧が高い場合には第１モードに切り替え、想
定される２つの本線ＡＣ電圧に対する自動適応を達成す
る。
【００２０】第１モードにおいて、制御回路Ａ５は、ブ
リッジ回路Ｓ１，Ｓ２，Ｓａ，ＳｂおよびＳ３，Ｓ４，
Ｓａ，Ｓｂが半ブリッジ回路として動作するように、切
替素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓａ，Ｓｂ，Ｓ３，Ｓ４を制御す
る。このため、２つの切替素子ＳａまたはＳｂの一方が
継続してｏｆｆであり、他方が継続的にｏｎである。す
なわち例えば、Ｓａが継続的にｏｆｆに切り替えられ、
Ｓｂが継続的にｏｎに切り替えられる。他の２つの切替
素子Ｓ１，Ｓ２またはＳ３，Ｓ４は、適切なデューティ
・サイクルでｏｎまたはｏｆｆに切り替えられ、その間
それらは決して同時にはｏｎされず、短絡回路となるこ
とを防止する。この半ブリッジ動作により、整流および
平滑化されたＡＣ電圧Ｕ４５は、スイッチＳ１またはＳ
３の導通期間において第１又は第２の更なるＡＣ電圧Ｕ
６８またはＵ９８として共鳴変換器Ａ３またはＡ４の入
力に印加され、スイッチＳ２またはＳ４が導通の位相に
おいて、更なるＡＣ電圧Ｕ６８またはＵ９８は理想的な
短絡値０Ｖに落ちる。
【００２１】第２モードにおいて、制御回路Ａ５は、ブ
リッジ回路Ｓ１，Ｓ２，Ｓａ，ＳｂおよびＳ３，Ｓ４，
Ｓａ，Ｓｂが全ブリッジ回路として動作するように、切
替素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓａ，Ｓｂ，Ｓ３，Ｓ４を制御す
る。このため、切替素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓａ，Ｓｂ，Ｓ
３，Ｓ４は、適切なデューティ・サイクルで１対の形式
で、すなわち２つ毎に、短絡回路となることを回避しつ
つｏｎまたはｏｆｆに切り替えられる：Ｓ１およびＳ
ｂ，Ｓ２およびＳａ，Ｓ３およびＳｂ，Ｓ４およびＳａ
が対を形成し、Ｓ１とＳ３のｏｎとなる位相は、Ｓｂの
ｏｎとなる位相内にあり、Ｓ２とＳ４のｏｎとなる位相
は、Ｓａのｏｎとなる位相内にあり、スイッチＳ１およ
びＳ２，ＳａおよびＳｂ，Ｓ３およびＳ４の夫々は、短
絡回路を防止するために決して同時にはｏｎに切り替わ
らない。全ブリッジ回路の動作に起因して、整流および
平滑化された電圧Ｕ４５は、スイッチＳ１またはＳ３の
導通期間において第１または第２の更なるＡＣ電圧Ｕ６
８，Ｕ９８として、各自の共鳴変換器Ａ３またはＡ４の
入力に印加され、負側の整流および平滑化されたＡＣ電
圧Ｕ４５は、スイッチＳ２またはＳ４が導通の位相にお
いて印加される。
【００２２】第１モードの半ブリッジ動作において、理
想的には０Ｖの短絡電圧が、スイッチＳ２，Ｓ４の導通
位相において各自の共鳴変換器Ａ３，Ａ４の入力に印加
され、負側の整流および平滑化されたＡＣ電圧Ｕ４５が
第２モードの全ブリッジ動作において印加される。その
結果、Ｕｏ１／ＵｉｎおよびＵｏ２／Ｕｉｎの比が増加
し、回路中の他の総ての量についても同様に影響を受け
る。また、ブリッジ回路Ｓ１，Ｓ２，Ｓａ，Ｓｂおよび
Ｓ３，Ｓ４，Ｓａ，Ｓｂの切替素子のいわゆる「位相シ
フトＰＷＭ全ブリッジ」制御は、ＤＥ１９８２４４０９
Ａ１およびそこで引用されている文献 “Unitrode Powe
r Supply Seminar, SEM-800, Bob Mammano and Jeff Pu
tsch: Fixed-Frequency, Resonant-Switched Pulse Wid
th Modulation with Phase-Shifted Control, Sep. 91,
pp.5-1 to 5-7”（特に図１）に記載されているよう
に、第２モード用に選択されることが可能である。
【００２３】両モードにおいて、制御回路Ａ５は、切替
周波数および切替素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓａ，Ｓｂ，Ｓ３，
Ｓ４のデューティ・サイクルの適合化を行う。「位相シ
フトＰＷＭ全ブリッジ」制御を利用し、スイッチＳ１お
よびＳｂ，Ｓ２およびＳａ，Ｓ３およびＳｂ，Ｓ４およ
びＳａの切替時点の間で位相シフトの値の適合化を更に
行うことが可能である。これらの適合化は、ブリッジ回
路Ｓ１，Ｓ２，Ｓａ，ＳｂおよびＳ３，Ｓ４，Ｓａ，Ｓ
ｂの共用されていないスイッチの対Ｓ１，Ｓ２およびＳ
３，Ｓ４に関しては互いに独立に実行され得る。この結
果、電圧変換器に供給される更なるＡＣ電圧Ｕ６８，Ｕ
９８の値および安定性は、互いに独立して調整されるこ
とが可能であり、電圧変換器によって供給される出力Ｄ
Ｃ電圧Ｕｏ１，Ｕｏ２の値および安定化についてもそう
である。
【００２４】図２および図３は、ブリッジ回路Ｓ１，Ｓ
２，Ｓａ，ＳｂおよびＳ３，Ｓ４，Ｓａ，Ｓｂを更に説
明するために、半および全ブリッジ動作に関する切替状
態、電圧、および電流を表現する。時間は全図において
右向きにとられており、切替状態、電圧および電流が縦
軸にとられている。部分図の時間軸が同期してとられて
いる。２つの図面における部分図は、上から下に、以下
の切替状態、電圧および電流を示す：すなわち、 _スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６の切替
状態， _節点６および８の間の共鳴変換器Ａ３を通じて生じる
電圧Ｕ６８， _節点９および８の間の共鳴変換器Ａ４を通じて生じる
電圧Ｕ９８， _共鳴変換器Ａ３の入力側を介して節点６から節点８へ
流れる電流Ｉ６８， _共鳴変換器Ａ４の入力側を介して節点９から節点８へ
流れる電流Ｉ９８である。
【００２５】電圧は、０Ｖと、整流および平滑化された
ＡＣ電圧Ｕ４５の正又は負の値との間で変化し、電流は
任意の単位にとられている。本実施例では、スイッチＳ
１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓａ，Ｓｂは、サイクル周期Ｔ
を有する一様な切替周波数に関連して動作する。スイッ
チＳ１，Ｓ２のデューティ・サイクルは、一様にａ１で
あり、２つのスイッチは、サイクル期間Ｔにおいてａ１
＊Ｔの期間の間にｏｎに切り替わり、そうでない場合は
ｏｆｆに切り替わる。スイッチＳ３およびＳ４のデュー
ティ・サイクルは一様にａ２である。スイッチＳ１，Ｓ
３は同時にｏｎに切り替えられ、スイッチＳ２，Ｓ４の
スイッチｏｎの時点は、スイッチＳ１，Ｓ３のものに関
して半サイクル時間Ｔ／２だけずれている。
【００２６】図２に示される第１モードの半ブリッジ動
作において、スイッチＳａは継続的にｏｆｆに切り替え
られ、スイッチＳｂは継続的にｏｎに切り替えられる。
これに対して図３に示される第２モードの全ブリッジ動
作では、スイッチＳａ，Ｓｂが交互にｏｎおよびｏｆｆ
に切り替えられ、それぞれ１／２のデューティ・サイク
ルを有する。これは、Ｓａがｏｎに切り替えられている
場合、Ｓｂはｏｆｆに切り替えられており、その逆も同
様である。Ｓｂのスイッチがｏｎとなる時点は、Ｓ１，
Ｓ３のものと同じであり、ＳａのそれはＳ２，Ｓ４のも
のと同じである。これらの切替により生じる、第２およ
び第３図の下側の部分図に示されているような電圧およ
び電流の影響を一層理解するには以下の事項に留意すべ
きである。スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓａ，Ｓ
ｂは本実施例では電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）とし
て構成され、その構成は、適切な切替のためにダイオー
ドが並列に接続されている。したがってＦＥＴを組み込
む場合において、方向依存性が考慮される。例えば、ス
イッチＳ１のダイオードが節点６から節点４へ導通して
いる。
【００２７】電圧変換器の本線において同種の(homogen
eous)負荷を取り扱うために、本発明の更なる実施例で
は、可変切替周波数および／またはデューティ・サイク
ルを利用してスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓａ，
Ｓｂを切り替える。切替周波数および／またはデューテ
ィ・サイクルの制御回路Ａ５による適切な適合化は、本
線からの同種の電力消費を達成することを可能にする。
特に有利なことは、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，
Ｓａ，Ｓｂの切替周波数および／またはデューティ・サ
イクルを、電圧変換器の入力に印加される第１ＡＣ電圧
Ｕｉｎの周波数の２倍に変調することであり、すなわち
切替周波数および／またはデューティ・サイクルに関し
て、周波数がＵｉｎの周波数の２倍に等しい周期的シー
ケンスを選択することである。特に、スイッチＳ１，Ｓ
２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓａ，Ｓｂは、一定または可変の切替
周波数を利用して動作することが可能である。
【００２８】図４は、アップコンバータとして動作する
回路Ａ２を利用した本発明による電圧変換器の変形例を
示す。この回路Ａ２は、第１ダイオードＤ１，インダク
タンスＬＴ，および第２ダイオードＤ２の第１直列回路
より成る。この直列回路は、図１に関して説明された電
圧変換器の例におけるインダクタンスＬ１を置き換えた
ものである。すなわち、直列回路は、インダクタンスＬ
１の代わりに、第１整流回路Ａ１の節点１に対して節点
１０のダイオードＤ１が接続され、節点４におけるダイ
オードＤ２が第１コンデンサ回路Ｃ１に接続されてい
る。さらに、回路Ａ２は、アップコンバータとして動作
し、結合コンデンサＣ２を有する。これは、インダクタ
ンスＬＴおよびダイオードＤ２の間の接合点３に一方端
が接続され、本実施例における共鳴変換器Ａ３の内部節
点７に対する節点１１に他方端が接続される。共鳴変換
器Ａ３内の節点７は、変圧器Ｔ１の１次巻き線の一部分
および接合点７のタップによって実現される。さらに、
インダクタンスＬＴは、結合定数ｋを通じて共鳴変換器
Ａ３の共鳴インダクタンスＬＲ１に磁気的に結合され
る。
【００２９】共鳴変換器Ａ３の動作周波数で変調された
電位Ｕ３７は、電圧変換器の動作中にアップコンバータ
として機能する回路Ａ２内で節点３にフィード・バック
される。これは、結合コンデンサＣ２およびインダクタ
ンスＬＴの磁気結合定数ｋを介する容量性および磁気的
結合に起因する。ダイオードＤ２は節点３から節点４の
方向にのみ電流を流すので、このフィードバックは、第
１平滑コンデンサ回路Ｃ１で利用可能な平滑化され整流
されたＳＣ電圧Ｕ４５のアップコンバートされたものと
なる。ダイオードＤ１は電圧変換器の入力に対する折返
電流(return current)を防止する。
【００３０】図示されているアップコンバータとして機
能し、共鳴変換器の１つに結合する回路Ａ２の実施例
は、いくつかの可能性あるものの内の１つに過ぎない。
たとえば、ダイオードＤ１およびインダクタンスＬＴ
は、別個にまたは共に除去することが可能である。アッ
プコンバータとして機能する回路Ａ２の動作原理の更な
る説明および可能性に関しては、ＤＥ１９８２４４０９
Ａ１に紹介されている。接合点７を実現する更なる可能
性もそこに含まれており、これは、共鳴変換器Ａ３の動
作周波数で変調された電位Ｕ３７を節点３にフィードバ
ックするためである。当業者であれば更なる変形例を見
出すことが可能であろう。
【００３１】図４は、共鳴変換器Ａ３に容量性および誘
導性結合をするアップコンバータとして機能する回路Ａ
２のみを示しているが、この原理は多くの用途に享受さ
れる。このため、例えば、アップコンバータとして機能
する回路の第１ダイオードＤ１，インダクタンスＬＴ，
第２ダイオードＤ２の複数の直列回路が、節点１０およ
び節点４の間で互いに並列に接続され、容量性および誘
導性結合が図４に示すようなものと同様に達成され、各
容量性結合コンデンサＣ２が各自の共鳴変換器Ａ３，Ａ
４における接合点１１に接続される。同様に、各インダ
クタンスＬＴは、関連する共鳴変換器Ａ３，Ａ４の各自
の共鳴インダクタンスＬＲ１，ＬＲ２に対して、各自の
結合定数ｋを通じて磁気的に結合される。
【００３２】特に有利なことは、高い電力仕様を有する
共鳴変換器Ａ３，Ａ４を、アップコンバータとして機能
する各回路Ａ２に結合することである。これらの変換器
Ａ３，Ａ４が高い本線負荷へ導くからである。これらは
各自の共鳴周波数近辺で通常は動作するので、アップコ
ンバータとして機能する各回路Ａ２への結合は、平滑化
され整流されたＡＣ電圧Ｕ４５の特に効果的なアップコ
ンバージョンを可能にする。従ってこれは、本線上の同
一でない(uneven)負荷に対する特に有利な対策となる。
【００３３】図５は、直列-並列発振回路を利用する本
実施例ではＡ３である本発明による共鳴変換器の変形実
施例を示す。図１に関連して説明した共鳴変換器Ａ３，
Ａ４とは異なり、図５の変形例は、付加的なコンデンサ
Ｃｐを有し、変圧器Ｔ１の２字巻き線に並列に接続され
ている。共鳴変換器Ａ３は、直列-並列発振回路とな
り、これは例えば次の文献に記載されている。 “V.B.
Beaguli, A.K.S. Bhat:Operation of the LCC-Type Par
allel Resonant Converter as a Low HarmonicRectifie
r. IEEE APEC, 1996, pp. 131-137” 以上本発明を２つの独立した負荷Ｌ１，Ｌ２に対する電
圧変換器として説明してきたが、２つの切替素子Ｓａ，
Ｓｂをブリッジ回路で共に利用する本発明の原理が２以
上の負荷に拡張され得ることは、当業者にとって明らか
であろう。ブリッジ回路が切替素子全部または交互に２
つの切替素子Ｓａ，Ｓｂのみを共に利用して、本発明の
原理を利用して２以上の負荷に関する電圧変換器を構成
することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明による電圧変換器の実施例を示
す。
【図２】図２は、切替状態、電圧および電流の関連性を
示し、半ブリッジ回路としてのブリッジ回路の動作を示
す。
【図３】図３は、切替状態、電圧および電流の関連性を
示し、全ブリッジ回路としてのブリッジ回路の動作を示
す。
【図４】図４は、アップ・コンバータとして動作する本
願実施例による電圧変換器の変形例を示す。
【図５】図５は、直列-並列発振回路を利用する共鳴変
換器を示す。
【符号の説明】
１ないし１０ 節点 Ａ１，Ａ６，Ａ７ 整流回路 Ｌ１ インダクタンス Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４ 平滑コンデンサ Ｕｉｎ，Ｕ４５，Ｕ１２，Ｕ６８，Ｕ９８ ＡＣ電圧 Ａ３，Ａ４ 共鳴変換器 ＣＲ１，ＣＲ２ 共鳴コンデンサ ＬＲ１，ＬＲ２ 共鳴インダクタンス Ｔ１，Ｔ２ 変圧器 Ａ５ 制御回路 Ｕｏ１，Ｕｏ２ 出力ＤＣ電圧 Ｄ１，Ｄ２ ダイオード Ｃ２ コンデンサ ＬＴ インダクタンス
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ Ｆターム(参考） 5H007 CA02 CB05 CB09 CC32 DB13 5H410 CC03 DD02 DD05 EA11 EA35 EB01 EB40

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 第１および第２の負荷の各々に関連する
    ブリッジ回路を利用する２つの独立した負荷のための電
    圧変換器であって、前記各ブリッジ回路に共通して印加
    されたＤＣ電圧を、それぞれの負荷に関連するＡＣ電圧
    に変換し、２つの切替素子が前記ブリッジ回路に共通し
    ていることを特徴とする電圧変換器。
  2. 【請求項２】 負荷のための共鳴直列-並列発振回路を
    有する共鳴変換器を有することを特徴とする請求項１記
    載の電圧変換器。
  3. 【請求項３】 前記電圧変換器が、前記ブリッジ回路の
    前記切替素子を制御する制御回路を有し、それぞれの共
    通していない第１および第２の切替素子の切替の状態が
    変化し、共通している第３および第４切替素子の切替の
    状態が変化しないことにより半ブリッジ回路として前記
    ブリッジ回路が動作する第１モードが用意され、４つそ
    れぞれの切替素子総ての切替の状態が変化することによ
    り全ブリッジ回路として前記ブリッジ回路が動作する第
    ２モードが用意されることを特徴とする請求項１記載の
    電圧変換器。
  4. 【請求項４】 要求に応じて２つの異なる電圧レベルが
    入力に印加されることが可能であるように前記電圧変換
    器が設計され、低い入力電圧の場合には前記第２モード
    で全ブリッジ回路として前記ブリッジ回路が動作し、高
    い入力電圧の場合には前記第１モードで半ブリッジ回路
    として動作するように、前記制御回路が、印加された入
    力電圧に依存して前記ブリッジ回路の２つのモードの間
    で自動切替を行うことを特徴とする請求項３記載の電圧
    変換器。
  5. 【請求項５】 前記制御回路が、前記ブリッジ回路の前
    記切替素子の切替周波数および／またはデューティ・サ
    イクルの適合化を行うように設計されていることを特徴
    とする請求項３記載の電圧変換器。
  6. 【請求項６】 前記制御回路が、前記ブリッジ回路の切
    替素子と同一の切替周波数で動作するように設計される
    ことを特徴とする請求項３記載の電圧変換器。
  7. 【請求項７】 前記制御回路が、前記ブリッジ回路の前
    記切替素子の切替周波数および／またはデューティ・サ
    イクルを、前記電圧変換器の前記入力に印加された第１
    ＡＣ電圧の周波数の２倍に変調されるよう設計されるこ
    とを特徴とする請求項３記載の電圧変換器。
  8. 【請求項８】 少なくとも制御回路を利用して、請求項
    １記載の電圧変換器の素子を切り替える集積回路。
  9. 【請求項９】 請求項１記載の電圧変換器を利用するモ
    ニタ。
  10. 【請求項１０】 請求項１記載の電圧変換器より成る例
    えばフラット画像スクリーンを有するＴＶ装置。
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