JPH01136569A - インバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、ＡＣフィルタを有する三相出力インバータ装
置に関し、特に三相出力電圧を平衡させるべく出力電圧
を一相毎に個別に制御可能なインバータの制御装置の改
良に関する。

（従来の技術） 一般に、半導体素子を使用したインバータ装置は、半導
体素子にゲート制御回路から所定のゲート信号を与えイ
ンバータ出力電圧のパルス幅を可変して、出力電圧制御
を行なうが、従来知られている二相出力のインバータ装
置の出力電圧制御方式は大別して、三相−括制御方式と
三相個別制御方式がある。前者は主回路的には主に三相
インバータとインバータ変圧器とＡＣフィルタとで構成
され、該三相インバータをパルス幅制御するための電圧
制御信号が一個で該三相インバータの出力電圧が三相で
一括に制御されるためインバータ装置の内部インピーダ
ンス（主にＡＣフィルタのインピーダンスで決まる）が
三相で平衡していない場合や負荷が三相で平衡していな
い場合には、たとえ該三相インバータの出力電圧が三相
で等しくても、ＡＣシイルタ出力の電圧は三相で不平衡
になるという欠点を有する。後者は主回路的には主に王
台の単相インバータとインバータ変圧器とＡＣフィルタ
とで構成され、王台の該単相インバータは該インバータ
変圧器で合成されてインバータ装置としては三相出力が
得られるものである。後者は王台の該単相インバータを
パルス幅制御するための電圧制御信号は該単相インバー
タ毎に相互に独立して有しており、王台の単相インバー
タが個別に電圧制御が可能なため、インバータ装置の内
部インピーダンスや負荷が二相平衡の場合でも、王台の
単相インバータを各々独立して制御し、ＡＣフィルタ出
力の電圧（以下三相出力電圧と表現する）が三相で平衡
するよう電圧制御できるという利点を有する。

以下、第２図を参照して、従来の三相個別制御方式のイ
ンバータの制御装置について動作を詳細に説明する。第
２図において、１は直流電源であり、図示していない交
流を直流に変換する整流器又は蓄電池を意味する。２ａ
、　２ｂ、　２ｃは半導体素子を用いた単相出力のイン
バータで直流電源１の直流電力を交流電力に変換する。

３ａ、　３ｂ、　３ｃは各々単相インバータ２ａ、　２
ｂ、　２ｃの出力を絶縁かつ電圧変換するための単相の
インバータ変圧器である。

該インバータ変圧器３ａ、　３ｂ、　３ｃの二次側はス
ター結線されて、インバータ装置としては三相出力が合
成される。４はＡＣフィルタで、ＡＣフィルタ入力のの
矩形波を正弦波に整形するためのものである。５ａ、　
５ｂ、　５ｃはインバータ装置の負荷である。

１２ａ、　１２ｂ、　１２ｃは電圧検出トランスで主回
路レベルの電圧を制御回路レベルの電圧に変換がっ絶縁
するもので、電圧検出トランス１２ａ、　１２ｂ、　１
２ｃは単相のトランスである。１３ａ、　１３ｂ、　１
３ｃは交流に変換するダイオード整流器である。１４ａ
　、　１４ｂ　、　１４ｃはローパスフィルタで、各々
ダイオード整流器１３ａ、　１３ｂ、　１３ｃの出力電
圧に含まれるリプル成分を除去すると共に制御系の遅れ
要素として機能も有し、出力の極性は正である。１５は
平均値演算回路で、三相出力電圧の平均値を得るための
回路で、出力の極性は負である。１６は電圧基準で、イ
ンバータ装置の出力電圧基準を与えるものである。２１
ａ、　２１ｂは各々ローパスフィルタ１４ａ、　１４ｂ
の正出力と平均値演算回路１５の負出力を加算する加算
器で、加算の結果、各三相の相（Ｙ）電圧と三相出力（
Ｙ）電圧の平均値との誤差電圧が得られる。尚、加算器
２１ａ、　２１ｂの出力極性は加算される二人力の大小
関係できまり、絶対値の大きい方の極性と同一になるも
のとする。２１ｄは平均値演算回路１５の負出力と電圧
基準１６の正出力とを加算する加算器で、加算の結果三
相出力（Ｙ）電圧の平均値と出力電圧基準との誤差電圧
が得られる。なお、加算器２１ｄの出力極性は常に負に
なるものとする。２２ａ、２２ｂ。

２２ｄは各々加算器２１ａ、　２１ｂ、　２１ｄの出力
である前記誤差電圧を増幅する誤差増幅器で出力極性は
入力極性と反対になるものとする。２４ａ、　２４ｂは
各々、誤差増幅器２２ａ、２２ｂの出力と誤差増幅器２
２ｄの正出力を加算する加算器で、ゲインは誤差増幅器
２２ｄ側の方が誤差増幅器２２ａ、２２ｂ側に比し、十
分大になっているものとすると加算器２４ａ、　２４ｂ
の出力の極性は全て正となる。ここで、ゲイン大の方が
いわゆるフィードバック制御系におけるメジャーループ
を、ゲイン小の方がマイナーループを構成する。２５は
所定の周波数でクロックパルスを出力する発振器である
。２６ａ、　２６ｂ、　２６ｃは各々誤差増幅器２２ａ
、　２２ｂ、　２２ｃの出力レベルに応じて発振器２５
のパルスの位相をずらして出力する移相器である。

３０ａ、　３０ｂ、　３０ｃは各々移相器２６ａ、　２
６ｂ、　２６ｃからのパルスを受け、単相インバータ２
ａ、　２ｂ、　２ｃ内の図示しない各半導体スイッチを
所定の順序で点弧制御する信号を作り出すゲート回路で
、移相器２６ａ。

２６ｂ、　２６ｃの出力パルスの位相に応じて、各々単
相インバータの出力パルス幅が制御される。尚、第２図
において、本発明の動作説明上重要な意味を持たない回
路、例えば、インバータ装置の出力電圧を徐々に立ち上
げるためのソフトスタート回路や誤差増幅器の出力レベ
ルを制限するためのリミッタ回路や出力電圧調整回路等
は図示しておらず、詳細説明は省略している。

次に第２図において、負荷不平衡時、単相インバーク２
ａ、　２ｂ、　２ｃの出力電圧が個別に制御されて、三
相出力電圧（線間）が三相で平衡される動作について説
明する。例えば三相平衡状態から負荷５ｃのみが他の負
荷５ａ、　５ｂに比し特に重くなった場合、ＡＣフィル
タ４内の図示しないシリーズリアクトルの電圧降下が三
相不平衡になり、三相平衡時に比し、中性点Ｎに対する
Ｒ点及びＴ点の電位が低下し、その結果線間電圧はＲ−
８相、Ｓ−Ｔ相。

Ｔ−Ｒ指金てが低下する。この様子を第３図のベクトル
図に示す。第３図において、ベクトルＲ９Ｓ、Ｔは三相
平衡時の第２図における中性点Ｎに対するそれぞれＲ，
Ｓ、Ｔ点の電位を表わし、またベクトルＲ’　、　Ｓ’
　、　Ｔ’は前記負荷不平衡発生時のそれぞれ該Ｒ，Ｓ
、Ｔ点の電位を表わしている。第３図において、各ベク
トルのスカラー量の関係式はＩＲＮＩ　＝　ＩＢＮＩ　
＝　ＩＴＮＩ　、　　ＩＲ３Ｉ　＝ＩｓＴＩ、ＩＲ’　
Ｎ１＝ｌＳ’　Ｎｌ、Ｉｓ’　ＴＩ＝ｌＴ’　Ｒ１とな
る。

いま、説明上第２図において誤差増幅器２２ａ。

２２ｂ、　２２ｄ、加算器２４ａ、　２４ｂ、　２４ｃ
の出力レベルをそれぞれｅｃｌ、　ｅｃ２．　ＥＣ，、
ＥＣ１，ＥＣ２，ＥＣ３で表わし、負荷平衡時の値をそ
れぞれｅｃｍ。１ｅｃ２［１１ＥｃｏＩＩ　Ｉ　ＥＣよ
。。

ＥＣ２ｏ、　ＥＣ３ｏ、また負荷不平衡時の値をそれぞ
れｅｃｍ□９　ｅｃ２１１　Ｅｃｏｔ＋　ＥＣＩＩＩ　
ＥＣ２１１ＥＣ３１とする。また、負荷平衡時、三相出
力電圧も平衡しており、ｅＱｌｏ　＝　ｅｃｚ　ａ　＝
　Ｏであったとする。前述負荷不平衡発生時、三相出力
電圧（Ｙ）はＲ相及びＴ相が低下し、Ｓ相は不変のため
三相出力電圧（Ｙ）の平均値も低下するが、電圧低下す
る割合は三相出力電圧（Ｙ）の平均値の方がＲ相、Ｔ相
より小さい。従って、ｅｃｘｌ＞　Ｏｒ　ｅｃｚｌ＜　
Ｏ＋　ＥＣｏｘ　＞　ＥＣｏｏになる。また、負荷平衡
時ＥＣ□。”　ＥＣ２ｏ　＝　ＥＣ３ｏとすると前述負
荷不平衡時、ｅｃｌｌ：＞　Ｏｒ　ｅｃｚｚ＜　Ｏｙ　
ＥＣａｘ＞ＥＣｏｎのため、ＥＣ，、＞ＥＣ□。、　Ｅ
Ｃ２，＜ＥＣ２ｏ、　ＥＣ，、＞ＥＣ３ｏとなる。ここ
で、移相器２６ａ、　２６ｂ、　２６ｃは、入力信号の
大きさに比例してそれぞれ前記単相インバータ２ａ、　
２ｂ、２ｃの出力電圧を増加させるよう自身の出力パル
スの位相をずらす動作をするものとすると、ＥＣ１□〉
ＥＣよ。、　ＥＣ２，＜ＥＣ２ｏ、　ＥＣ３，＞ＥＣ，
、なので、単相インバータ２ａ及び２ｃは出力電圧が上
昇し、単相インバータ２ｂは出力電圧が低下する。単相
インバータ２ａ、２ｂ、　２ｃの出力電圧は、第３図の
それぞれベクトルＲ（Ｒ’　Ｌ　Ｓ（Ｓ’　）、Ｔ（Ｔ
’　）に対応しているから、第３図におけるベクトルで
説明すると、前記負荷不平衡発生時は、ベクトルＲ′及
びＴ′は大の方へ、ベクトルＳ′は小の方へ動く。誤差
増幅器２２ａ、２２ｂ、２２ｃは一種の積分器であるの
で、公知の如く、誤差を零にするよう動作した結果、最
終的には ＩＲ’　Ｎｌ　＝　Ｉｓ’　Ｎｌ　＝　ＩＴ’　Ｎｌと
なる。尚、ベクトルＲ’　、　Ｓ’　、　Ｔ’の各位相
差を１２０度とすると、ＩＲ’　Ｎ　Ｉ　＝ｌＳ’　Ｎ
ｌ＝　ｌ　Ｔ’　Ｎｌならば当然ｌＲ’ｓ’ｌ＝　Ｉｓ
’　Ｔ’　ｌ＝　ＩＴ’　Ｒ’　ｌとなり、負荷不平衡
時でもインバータ装置出力の線間電圧は三相で平衡する
ことになる。

なお、加算器２１ａと誤差増幅器２２ａとからなる回路
及び加算器２１ｂと誤差増幅器２２ｂとからなる回路を
それぞれ第１の電圧補正回路、第２の電圧補正回路と以
下の説明上呼ぶことにする。以上の説明から明らかなよ
うに、電圧補正回路は二回路だけで、三相出力電圧が平
衡するよう制御することが可能である。

（発明が解決しようとする問題点） このように、第２図に示す従来方式のインバータ制御装
置では、負荷不平衡時においても、インバータ装置の出
力電圧を三相で平衡させることが可能であるが次に示す
欠点がある。

例えば、今仮に誤差増幅器２２ａが何らかの原因で故障
し誤差増幅器２２ａの出力が正極性の最高電圧に固定さ
れた状態になったとすると加算器２４ａには常に一定の
高い値のｅｃｌが加えられ、加算器２４ａの出力レベル
ＥＣ１は加算器２４ｂの出力レベルＥＣ２及び移相器２
６ｃの出力レベルＥＣ３よりも高くなるため、常に単相
インバータ２ａだけが他の単相インバータに比べ出力電
圧が高くなり、たとえ負荷が平衡状態にあったとしても
、インバータ装置の出方電圧は三相不平衡になる。従っ
て、この状態で負荷Ｒａのみが他の負荷Ｒｂ、　Ｒｃよ
り軽くなるとＲ相の電圧がさらに高くなりインバータ装
置の出方電圧の不平衡状態がさらに悪くなる。これは、
従来の三相個別制御方式では一相分の電圧制御系が異常
になった場合、前記三相−括制御方式よりも出力電圧不
平衡率が大になることを意味する。

以上の説明から明らかなように、前記三相−括制御方式
のインバータ装置で給電していても負荷側に設置された
電圧不平衡監視装置や電圧異常監視装置が動作しない程
度の負荷不平衡状態の場合でさえ、負荷不平衡の程度に
よっては、従来の三相個別制御方式のインバータ装置で
は一相分の電圧制御系が異常になると電圧不平衡が大と
なり、前記電圧不平衡監視装置や電圧異常監視装置が動
作し負荷を不用意にトリップさせるという欠点がある。

本発明は上記欠点を除去するためになされたもので、三
相出力電圧を一相毎に個別に電圧制御できる三相個別制
御方式のインバータ装置で三個の電圧＃御系のうち一個
の電圧制御系に異常が発生しても、三相出力電圧の不平
衡が大きくならないよう制御できるインバータの制御装
置を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段と作用）本発明では、上
記目的を達成するために、前記電圧補正回路の出力レベ
ルが所定の範囲内にあるかどうかをみるための二個の比
較器、該二個の比較器の出力の論理和出力をとるための
ＮＯＲ回路、ＮＯＲ回路の論理出力レベル又は該二個の
比較器の論理出力レベルに応じて、前記マイナーループ
内の誤差増幅器２２ａ、　２２ｂ、　２２ｃの各出力を
選択する手段を具備し、選択されている二個の電圧補正
回路中の一個の電圧補正回路に異常が発生した場合に、
前記電圧補正回路の出力レベルの異常を前記比較器によ
り検知し、前記選択手段により、正常な電圧補正回路二
個選択するようにしている。

（実施例） 本発明の一実施例を第１図を参照して説明する。

第１図において、第２図と同一符号を付した部分の名称
とその動作機能は同一であり説明を省略する。

第１図において、２１ｃは前記２１．ａ、２１ｂと同一
機能を有する加算器、２２ｃは前記２２ａ、２２ｂと同
一機能を有する誤差増幅器２４ｃは前記２４ａ　、　２
４ｂと同一機能を有する加算器、２７ａ、２７ｂは誤差
増幅器２２ａ、２２ｂの出力すなわち前記第１及び第２
の電圧補正回路の出力レベルが所定の範囲内にあるかど
うかをみるための比較器で、該出力レベルが所定範囲外
の場合所定の時限をもって論理１を出力する。２８は比
較器２７ａ、　２７ｂの出力の論理和をとるための公知
のＮＯＲ回路である。２９ａ、　２９ｂ、　２９ｃはそ
れぞれ比較器２７ａ、　２７ｂ、　Ｎ　ＯＲ回路２８の
出力信号を受けて誤差増幅器２２ａ、　２２ｂ、　２２
ｃの出力の選択を行なう選択回路である。

選択回路２９ａ、　２９ｂ、　２９ｃは、それぞれ比較
器２７ａ。

２７ｂ、ＮＯＲ回路２８の出力が論理Ｏの時、それぞれ
誤差増幅器２２ａ、２２ｂ、２２ｃの出力がそれぞれ加
算器２４ａ　、　２４ｂ　、　２４ｃに与えられるよう
動作し、論理１の時はそれぞれ誤差増幅器２２ａ、　２
２ｂ、　２２ｃの出力がそれぞれ加算器２４ａ、　２４
ｂ、　２４ｃに与えられないよう動作する。

以下、選択中の二個の電圧補正回路のうち一個の電圧補
正回路に異常が発生した場合について、本発明の動作に
ついて具体的に説明する。今仮に第１の電圧補正回路内
の誤差増幅器２２ａが何かの原因で故障し誤差増幅器２
２ａの出力が最高電圧に固定された状態になったとする
と、前述したように、誤差増幅器２２ａの出力レベルｅ
ｃｍは誤差増幅器２２ａ故障前よりも高くなる。この場
合比較器２７ａは図示しない比較基準よりもｅｃｍの方
が大と判断し、論理１をＮＯＲ回路２８及び選択回路２
９ａへ出力する。ＮＯＲ回路２８は比較器２７ａからの
論理１信号を受け、自身は論理Ｏ信号を出力する。選択
回路２９ａは比較器２７ａからの論理１信号を受けると
、直ちに誤差増幅器２２ａの出力を加算器２４ａに与え
ないように動作する。

一方選択回路２９ｃはＮＯＲ回路２８からの論理Ｏ信号
を受けると、誤差増幅器２２ｃの出力信号を加算器２９
ｃに与えるよう動作する。この結果、第１の電圧補正回
路が故障しても、第３の電圧補正回路が動作し、二個の
電圧補正回路が常に動作することになるので前述したと
おり、三相出力電圧が平衡するよう制御可能である。

以上本発明によると、三相出力電圧を一相毎に個別に制
御する方式のインバータ装置において、選択された二個
の電圧補正回路のうちの一個の電圧補正回路に異常が発
生しても、待機中の別の電圧補正回路に切り換えて運転
可能なため、引き続き三相出力電圧が平衡するよう制御
することが可能である。

尚、本発明は上記実施例に限定されず種々の、変形実施
が可能であることは言うまでもない。例えば本実施例で
は、単相インバータ自身でパルス幅制御できるものとし
て説明したが、単相インバータの前段に個々に電圧制御
可能なチョッパ回路を設は単相インバータ自身では電圧
制御を実施しない主回路構成のインバータについても本
発明が適用できる。

また、本実施例では第１及び第２の電圧補正回路の出力
レベルを監視しているが、これを例えば第１と第３の電
圧補正回路の出力レベルを監視するようにしてもよく、
その組合せは低意である。

〔発明の効果〕

本発明によると、三相出力電圧を一相毎に個別に制御す
る方式のインバータ装置において、選択された二個の電
圧補正回路のうちの一個の電圧補正回路に異常が発生し
ても、待機中の別の電圧補正回路に切り換えて運転可能
なため、常に三相出力電圧を平衡に制御できるので、負
荷側に設置された電圧不平衡監視装置や電圧異常監視装
置を動作させないですみ、負荷が不用意にトリップする
という事態を未然に防止することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
従来の三相個別制御方式のインバータの制御装置の一例
を示すブロック図、第３図は第２図に示すブロック図の
動作を説明するためのベクトル図である。 １・・・直流型ｇ２ａ〜２ｃ・・単相インバータ３ａ〜
３ｃ　　変圧器　　　　　４・・ＡＣフィルタ５ａ〜５
ｃ・・負荷　　　　　　１２ａ−１２ｃ・・電圧検出ト
ランス１３ａ〜１３ｃ・Ｍ流器　　　　　］、４ａ〜１
４ｃ・・・ローパスフィルタ１５・・・平均値演算回路
　　　１６・・・電圧基準２１ａ〜２１ｄ・・・加算器
　　　　２２ａ−２２ｄ・・・誤差増幅器２４ａ〜２４
ｃ・・・加算器　　　　２５・・発振器２６ａ〜２６ｃ
・・・移相器　　　　２７ａ〜２７ｂ・・・比較器２８
・・・ＮＯＲ回路　　　　　２９ａ〜２９ｃ・・・選択
回路３０ａ〜３０ｃ・・・ゲート回路 代理人　弁理士　則　近　憲　佑 同　　　　第子丸　　　健

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 三相出力電圧を平衡させるために三相出力電圧を一相毎
   に個別に制御する方式のインバータ装置において、三相
   出力電圧の平均値と所定の電圧基準との偏差をとり当該
   偏差が零となるよう出力電圧を定電圧に制御する定電圧
   制御回路、三相出力電圧に不平衡が生じた場合、三相出
   力電圧平均値と各相の出力電圧との偏差をとり当該偏差
   が零となるよう制御する電圧補正回路、当該電圧補正回
   路の出力信号と前記定電圧制御回路との和をとる加算器
   、前記電圧補正回路出力のレベルが所定の範囲内にある
   かどうかを見るための比較器、及び当該比較器の出力レ
   ベルに応じて前記電圧補正回路のうち正常な二個を選択
   する手段を具備したことを特徴とするインバータの制御
   装置。