JPH01106212A

JPH01106212A - スイッチング駆動回路

Info

Publication number: JPH01106212A
Application number: JP62264200A
Authority: JP
Inventors: Noboru Kuriyama; 昇栗山
Original assignee: Tokuda Seisakusho Co Ltd
Current assignee: Tokuda Seisakusho Co Ltd
Priority date: 1987-10-20
Filing date: 1987-10-20
Publication date: 1989-04-24
Anticipated expiration: 2012-11-05
Also published as: JP2672951B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、負荷への通電をＯＮ・ＯＦＦ制御するスイッ
チング駆動回路に係わり、特にスイッチングトランジス
タに過電流が流れるのを防止する保護機能を設けたスイ
ッチング駆動回路に関する。

（従来の技術）従来、３極管式の電離真空計では、フィラメントから放
出された電子をグリッドの正電位で加速し、この加速電
子によりガスをイオン化し、イオンを負電位のコレクタ
に集める。そして、イオン化されたガス分子によって流
れるイオン電流が、真空中の残留ガス圧力に比例するこ
とを利用して、真空度を測定している。

このような電離真空計では、エミッション電流が変動す
ると、この変動によりイオン電流も変動するので正確な
真空度測定ができない。特に、フィラメントを加熱する
ための通電電流とエミッション電流との、関係は指数関
数的となる。このため、フィラメント電流を安定化しな
いと、電源型・圧変動等の外乱によりエミッション電流
が大きく変動してしまい、測定器として使用できない。

従って、エミッション電流を安定に制御するエミッショ
ンコントロール装置が必要となる。

この種の装置としては、エミッション電流を抵抗の電圧
降下環により検出し、この検出値を演算増幅器等を介し
てフィラメント電流にフィードバックする方法が考えら
れるが、これはアナログの負帰還制御で外乱を平均化し
て制御するものである。この場合、外乱に対して平均で
応答するので応答が遅く、また大きな外乱によりオーバ
シュートが生じてしまう。さらに、比例制御であること
から、数％オーダで揺ぎが生じる問題がある。

また、増幅器出力をスイッチングレギュレータに入力し
、フィラメントの通電電流をＯＮ・ＯＦＦ制御（増幅器
出力に応じてパルス幅を可変：ＰＷＭ制御）することも
考えられる。しかしながら、この方法では応答時間の短
縮をはかることはできるが、オーバシュートの問題は依
然として解決できない。さらに、ＰＷＭ制御するための
スイッチングレギュレータ等の複雑な回路が必要となり
、全体構成の複雑化を招く問題がある。

一方、フィラメント電流をＯＮ・ＯＦＦ制御する場合、
フィラメントのショート、オーブン或いはグリッド回路
のオーブン等の異常を検出する必要がある。特に、フィ
ラメントのショートはフィラメント通電回路に接続され
たスイッチング用のトランジスタ等の破壊を招き、グリ
ッド回路のオーブンはフィラメントにそのままパワーを
投入することになるのでフィラメントの寿命低下を招く
。

これらの異常を検出するには各部に検出器を設ければよ
いが、検出器の数が多くなり構成の複雑化を招く。また
、フィラメントのショートを検出するためにスイッチン
グ用のトランジスタと直列に電流検出用低抵抗を接続す
る方法もあるが、この場合は抵抗自体が損失源となり望
ましくない。特に、フィラメント通電回路等の小電圧、
大電流の回路では、電流検出用抵抗を入れるのは大きな
損失となる。

（発明が解決しようとする問題点）このように従来、フィラメント等の負荷を駆動する装置
においては、負荷の短絡によりスイッチングトランジス
タに過電流が流れトランジスタの破損を招く問題がある
。また、これを防止するためにスイッチングトランジス
タに直列に電流検出用抵抗を挿入すると、小電圧、大電
流の回路では電流検出用抵抗自体が大きな損失源になる
等の問題があった。

本発明は上記事情を考慮してなされたもので、その目的
とするところは、スイッチングトランジスタに直列に電
流検出用抵抗等を挿入することなく、負荷の短絡を検出
してスイッチングトランジスタを保護することができ、
信頼性の向上をはかり得るスイッチング駆動回路を提供
することにある。

（問題点を解決するための手段）本発明の骨子は、負荷の両端電圧に基づいて負荷の短絡
を検出し、この短絡検出によりスイッチングトランジス
タを強制的にＯＦＦすることにある。

即ち本発明は、負荷への通電電流をスイッチング駆動す
るスイッチング駆動回路において、電源と負荷との間に
直列に接続されたスイッチング用の第１のトランジスタ
と、負荷への通電指令によりオンされる第２のトランジ
スタと、前記負荷の両端電圧が所定値以上となるときオ
ンされる第３のトランジスタと、負荷への通電指令を入
力して一定時間だけ前記第１のトランジスタをオンする
手段とを具備し、前記第１のトランジスタを負荷への通
電指令を入力してからの一定時間以外に、前記第２及び
第３のトランジスタが共にオンのときオンするようにし
たものである。

（作　用）本発明によれば、負荷が短絡した場合負荷の両端電圧が
通常の電圧に比べて著しく低くなるので、この電圧変化
から負荷の異常（短絡）を第３のトランジスタにより検
出することができる。そして、負荷の短絡が検出された
ら第２のトランジスタがＯＮであっても第３のトランジ
スタがＯＦＦであるから、第１のトランジスタがＯＦＦ
となり、負荷への通電が自動的に停止される。これによ
り第１のトランジスタに過電流が流れるのを防止でき負
荷の短絡に伴うスイッチングトランジスタの破壊を防止
することが可能となる。

（実施例）以下、本発明の詳細を図示の実施例によって説明する。

第１図は本発明の一実施例に係わるスイッチング駆動回
路を用いたエミッションコントロール装置を示す概略構
成図である。図中１０は３極管式の電離真空計であり、
フィラメント１１．グリッド１２及びコレクタ１３から
構成されている。この真空計１０のコレクタ１３にはイ
オン電流測定回路１４が接続され、グリッド１２には正
電圧を与えるためのグリッド定電圧回路１５が接続され
ている。真空計１０のフィラメント１１には、フィラメ
ント電源２１からの電流が後述するスイッチング駆動回
路２２を介して供給されている。ここで、電源２１は、
商用交流電圧を降圧・整流して低電圧Ｖ１の直流出力を
得るものである。

フィラメント１３には抵抗Ｒ１＊　Ｒ２が並列に接続さ
れており、これらの抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点が抵抗Ｒ３
＊　Ｒ−１を直列に介して接地されている。そして、抵
抗Ｒ４にてエミッション電流が電圧に変換されて検出さ
れる。ここで、抵抗Ｒ１＋Ｒ２は正確に等しい抵抗値を
持つものであり、中点電圧をとることによりトランジス
タＱ１のスイッチングによる電圧ノイズをエミッション
電流の測定に影響しないようにする。抵抗Ｒ３は、フィ
ラメント１１のバイアス用抵抗で、イオンゲージの動作
仕様により決める。

抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点は抵抗Ｒ５を介して演算増幅器
２３の非反転入力端に接続されている。

演算増幅器１４の反転入力端は基準電圧電源２４に接続
され、非反転入力端と出力端との間には抵抗Ｒ６及びコ
ンデンサＣ１がそれぞれ接続され、これによりシュミッ
ト回路（比較回路）を構成している。そして、前記抵抗
Ｒ４により検出される電圧Ｖｅは比較回路により基準電
圧ｖ２と比較され、検出電圧Ｖｅが基準電圧（基準電圧
Ｖ２の上限）よりも大きい場合に比較回路から“Ｈ″レ
ベル信号が出力され、検出電圧Ｖｅが基準電圧（基準電
圧ｖ２の下限）よりも小さい場合に“Ｌ“レベルの信号
が出力されるものとなっている。ここで、抵抗Ｒ５，Ｒ
６は比較回路の正帰還抵抗であり、エミッション電流の
上限と下限を決定するものである。コンデンサＣ１は比
較回路における動作速度のスピードアップをはかるもの
である。

比較回路の出力端には、抵抗Ｒ７及びフォトカブラ２５
の発光素子（例えば発光ダイオード）Ｄｌを介して電源
電圧Ｖｅｃが供給されており、またフォトカブラ２５の
受光素子（例えばフォトトランジスタ）Ｄ２は前記スイ
ッチング駆動回路２２に接続されている。そして、前記
比較回路の比較出力に応じて、スイッチング駆動回路２
２により前記フィラメント１１の通電がＯＮ・ＯＦＦ駆
動される。つまり、比較回路の出力が“Ｌ”でフォトカ
ブラ２５のＤ１１Ｄ２がＯＮのときスイッチング駆動回
路２２によりフィラメント１１が通電加熱され、比較囲
路の出力が“Ｈｏでフォトカブラ２５のり、、Ｄ２がＯ
ＦＦのときスイッチング駆動回路２２によりフィラメン
ト１１の通電が停止されるものとなっている。

なお、フィラメントの熱的な遅れを測定すると数１０ａ
ｓｅｃの時定数である。そこで、連続制御でなく、直接
フィラメント電流をスイッチングした場合を考えると、
エミッション電流のリップルを十分少なくするには２０
ＫＨｚ以上のスイッチングが必要となる。また、制御の
応答速度を最高にするには、リップルをそのまま判断に
使えば良い。

一方、前記スイッチング駆動回路２２は、第２図に示す
如くトランジスタＱｌ−Ｑ３１抵抗Ｒ１１〜Ｒ及びコン
デンサＣ１１等から構成されている。

即ち、スイッチング用のパワーＦＥＴ（第１のトランジ
スタ）Ｑｌは電源２１とフィラメント（負荷）１１との
間に直列に接続され、フィラメント１１には抵抗Ｒ、Ｈ
の直列回路が並列に接続されている。

バイポーラトランジスタ（第２のトランジスタ）Ｑ２の
エミッタはトランジスタＱ１のゲートに接続されると共
に抵抗Ｒ１５を介して電源２１の−ラインに接続され、
コレクタは抵抗Ｒ１□を介して電源２１の＋ラインに接
続されると共にコンデンサＣ１１を介して電源２１の−
ラインに接続されている。このトランジスタＱ２のベー
スはスイッチング駆動回路２２の入力端２６となるもの
で、入力端２６には前記フォトカブラ２５の出力が供給
されている。そして、フォトカブラ２５のＤ２がＯＮ、
つまり前記比較回路の出力が“Ｌｏのとき入力端２６に
は“Ｈ”レベルの信号が入力され、Ｄ２がＯＦＦ、つま
り前記比較回路の出力が“Ｈ”のとき入力端２６には“
Ｌ″レベル信号が入力されるものとなっている。

バイポーラトランジスタ（第３のトランジスタ）Ｑ３の
エミッタは電源２１の＋ラインに接続され、コレクタは
抵抗Ｒ１４を介してトランジスタＱ２のコレクタに接続
されている。トランジスタＱ３のベースが抵抗Ｒ、Ｈの
接続点に接続されている。そして、トランジスタＱ３は
フィラメント１１の両端電圧を抵抗ＲＲで分圧した電圧
１２’　　１３の大きさによりＯＮ・ＯＦＦされるものとなっている。

次に、このように構成された本装置の作用について説明
する。

まず、エミッション電流が小さく抵抗Ｒ４の両端電圧（
検出電圧）Ｖｅが基準電圧ｖ２よりも低い場合、即ち第
３図中■の期間では、比較回路の出力は“Ｌ”レベルで
あり、このときフォトカブラ２５のダイオードＤｌはＯ
Ｎｌ　トランジスタＤ２もＯＮとなる。従って、スイッ
チング駆動回路２２によりフィラメント１１に電流が供
給され、フィラメント温度は徐々に高くなる。

■の期間において上限のレベルは、演算増幅器２３の非
反転入力端の電圧Ｖ′が基準電圧ｖ２よりも高くなった
ときで、比較回路の出力が“Ｌ”であるから、Ｖ’　−Ｖｅ　−Ｒ６／　（Ｒ５＋Ｒ６）が基準電圧ｖ
°２を越えるときである。従って、抵抗Ｒ４の両端電圧
である検出電圧ｖｅがｖ２・（Ｒ５＋Ｒｂ　）／Ｒ６よ
り高くなった時、つまり基準電圧ｖ２よりもｖ２・（Ｒ
５／Ｒ６）だけ高くなった時に比較回路の出力はＨ”レ
ベルとなる。そして、比較出力が“Ｈ”となった■の期
間ではダイオードＤ、はＯＦＦ、　トランジスタＤ２も
ＯＦＦとなり、スイッチング駆動回路２２によるフィラ
メント１１への通電が停止されることになる。

■の期間において下限のレベルは、演算増幅器２３の非
反転入力端の電圧Ｖ′が基準電圧ｖ２よりも低くなった
ときで、比較回路の出力が“Ｈ”であるから、ｖ’　−Ｖｃｅ−（Ｖｃｃ　−Ｖｅ）　・Ｒ６／（Ｒ５
＋Ｒ６）が基準電圧ｖ２を一側に越えるときである。従
って、抵抗Ｒ４の両端電圧である検出電圧ＶｃがＶ２−
　（Ｖｃｃ　　Ｖ２　）　　・（Ｒｓ　／　Ｒ６）　ヨ
リ小さくなった時、つまり基準電圧ｖ２よりも（Ｖｃｃ
−Ｖ２）・（Ｒ５／Ｒ６）だけ低くなった時に比較回路
の出力は“Ｌ”　レベルとなる。そして、比較出力が“
Ｌ”となった■の期間では、ダイオードＤ１がＯＮ、　
　トランジスタＤ２もＯＮとなり、再びフィラメント１
１が通電加熱される。この操作の繰返しでフィラメント
電流はＯＮ・ＯＦＦ制御され、エミッション電流は基準
値の上限と下限の間で変化することになる。

従って、Ｒ６）Ｒ５とすれば、上限、下限共に基準電圧
ｖ２に極めて近くなり、上下限の幅が基準電圧に比べて
十分に小さくなり、エミッション電流は極めて微小な範
囲内で安定に保持されることになる。そしてこの場合、
エミッション電流が基準値の上限と下限との間の微小範
囲で常に安定するから、第４図中Ａに示す如くオーバシ
ュートが発生することはない。これに対し比例制御では
、第４図中Ｂに示す如くオーバシュートが発生するので
ある。さらに、比例制御ではなく比較回路の２値出力に
よるＯＮ・ＯＦＦ制御であるので、電源電圧変動等に対
して応答性良く制御することができる。

ところで、上記装置においてフィラメント回路のショー
ト等の異常が生じると、トランジスタＱ１の破壊を招き
望ましくない。そこで本実施例では、スイッチング駆動
回路２２により上記異常に対するスイッチングトランジ
スタＱ１の保護機能を設けている。

前記比較回路の出力、即ち入力端２６の出力が“Ｌ”　
（フィラメント通電停止）のときは、トランジスタＱ２
はＯＦＦ、）ランジスタＱ１もＯＦＦで、フィラメント
両端電圧ＶＲ−Ｏとなる。

従って、トランジスタＱ３もＯＦＦとなる。コンデンサ
Ｃ１□は抵抗Ｒ１□により、略電源電圧ｖｌまで充電さ
れる。

この状態で入力端２６の出力を“Ｈ”　（フィラメント
通電）にすると、トランジスタＱ２がＯＮとなり、コン
デンサＣ１ｌの電荷がトランジスタＱ１の入力コンデン
サＣ１にチャージされ、Ｑｌのスレッショルドレベルを
越すと、トランジスタＱ１がＯＮしてフィラメント１１
に電流が供給される。

ここで、フィラメント１１が正常な抵抗であれば、負荷
電圧ｖＲは略電源電圧Ｖ１となり、抵抗Ｒ１□、Ｒ１３
の負荷電圧検出回路の電圧もトランジスタＱ３のスレッ
ショルドレベルを越すので、トランジスタＱ３もＯＮす
る。トランジスタＱ３がＯＮすると、トランジスタＱ２
もＯＮしているので、電源電圧ｖ１を抵抗Ｒ、Ｒで分圧
する形でトランジスタＱｌのゲート電位が高くなるので
、トランジスタＱ１もＯＮ状態を保持する。　　　−入
力端２６の出力を“Ｌｏにすると、トランジスタＱ２が
ＯＦＦとなり、トランジスタＱ１の入力コンデンサＣ１
にチャージされた電荷は抵抗Ｒ１５を通してディスチャ
ージされ、これによりトランジスタＱ１はＯＦＦする。

一方、フィラメント１１がショートしている場合、トラ
ンジスタＱ２をＯＮしてトランジスタＱｌがＯＮしても
、負荷電圧ｖＲが電源電圧ｖｌよりも十分に小さくなる
のテ、トランジスタＱ３をＯＮすることはできない。こ
のとき、トランジスタＱ２をＯＮしているので、トラン
ジスタＱ１のゲート電圧は抵抗Ｒ、Ｒで電源電圧ｖ１を
分圧した値まで下がってしまう。その電圧がトランジス
タＱｌのスレッショルドレベルより低いと、トランジス
タＱ１はＯＦＦとなり、トランジスタＱｌはフィラメン
ト１１のショートによる過電流から保護されることにな
る。

ここで、各部の条件は次のように定めればよい。

Ｃｘｖｌ　）ｖｔｈｘＣｌＲ１５／（Ｒ１４＋Ｒ１５）ｘｖｌくｖ、ｈＲ／　（Ｒ
，５＋Ｒ１４）　ｘＶｌ　）ｖｔｈまた、抵抗ＲＲはＶ
Ｒの判定レベルで、ト１２’　　１３ランジスタＱ３がＯＮ、っ、ｉすＶｔ　／　（Ｒ１４＋
Ｒ１５）の電流を流せるだけのトランジスタＱ３のベー
ス電流となるよ・うに決める。

かくして本実施例によれば、電源電圧変動等の外乱に対
して応答性良くフィラメント電流を制御することができ
、しかもオーバシュートの発生を未然に防止することが
できる。また、回路構成が簡単であり、スイッチングに
よる０Ｎ−ＯＦＦ制御であることから回路ロスが少ない
。スイッチングの周波数がシュミットの幅とフィラメン
トの応答速度で決り、フィラメントを変えても回路の応
答に影響ない（自動的にマツチングがとれる）。

このため、電離真空計におけるエミッション電流の安定
化に極めて有効であり、真空度の測定精度の向上に寄与
することができる。

また、フィラメント１１のショートが生じた場合、スイ
ッチング駆動回路２２によりフィラメントの通電を停止
することができる。従って、スイッチングトランジスタ
Ｑ１に過電流が流れるのを防止し、負荷短絡に伴うトラ
ンジスタＱｌの破壊を未然に防止することができる。さ
らに、スイッチングトランジスタＱ１と直列に電流検出
用抵抗を設ける構成とは異なり、ショート検出のために
フィラメント通電回路に余分な損失が増える等の問題は
ない。これはフィラメント通電等のように小電圧、大電
流の回路において特に有効である。

なお、本発明は上述した実施例に限定されるものではな
い。実施例では電離真空計のエミッションコントロール
装置に適用した例で説明したが、これに限らず各種機器
に適用できるのは勿論である。さらに、負荷はフィラメ
ントに限るものではなく、スイッチング駆動により通電
されるものであればよい。その他、本発明の要旨を逸脱
しない範囲で、種々変形して実施することができる。

（発明の効果）以上詳述したように本発明によれば、負荷の両端電圧を
検出してスイッチングトランジスタの０Ｎ−ＯＦＦを制
御しているので、電流検出用抵抗の付加に伴う損失を招
くことなく、負荷の短絡に伴うスイッチングトランジス
タの破壊を防止することができ、これによりスイッチン
グ駆動回路としての信頼性の向上をはかることができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係わるスイッチング駆動回
路を用いたエミッションコントロール装置を示す概略構
成図、第２図は上記装置に用いたスイッチング駆動回路
の具体的構成を示す回路構成図、第３図及び第４図はそ
れぞれ上記装置の作用を説明するための模式図である。１０・・・電離真空計、１１・・・フィラメント、１２
・・・グリッド、１３・・・コレクタ、１４・・・イオ
ン電流測定回路、１５・・・グリッド定電圧回路、２１
・・・フィラメント電源、２２・・・スイッチング駆動
回路、２３・・・演算増幅器、２４・・・基準電圧電源
、２５・・・フォトカプラ、２６・・・入力端子、Ｑｌ
・・・第１のトランジスタ（スイッチング用トランジス
タ）、Ｑ２・・・第２のトランジスタ、Ｑ３・・・第３
のトランジスタ、Ｒ・・・抵抗、Ｃ・・・コンデンサ。出願人代理人　弁理士　鈴江武彦第１図第３図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）電源と負荷との間に直列に接続されたスイッチン
グ用の第１のトランジスタと、負荷への通電指令により
オンされる第２のトランジスタと、前記負荷の両端電圧
が所定値以上となるときオンされる第３のトランジスタ
と、負荷への通電指令を入力して一定時間だけ前記第１
のトランジスタをオンする手段とを具備し、前記第１の
トランジスタは負荷への通電指令を入力してからの一定
時間以外に、前記第２及び第３のトランジスタが共にオ
ンのときオンするものであることを特徴とするスイッチ
ング駆動回路。
（２）前記第１のトランジスタは電界効果型パワートラ
ンジスタであり、前記第２及び第３のトランジスタはバ
イポーラトランジスタであることを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載のスイッチング駆動回路。
（３）前記第２のトランジスタは、エミッタを第１のト
ランジスタのゲートに接続すると共に抵抗Ｒ＿１＿５を
介して−ラインに接続し、ベースに負荷通電指令を入力
するものであり、前記第３のトランジスタは、エミッタ
を＋ラインに接続し、コレクタを抵抗Ｒ＿１＿４を介し
て第２のトランジスタのコレクタに接続し、ベースを前
記負荷と並列接続された抵抗Ｒ＿１＿２、Ｒ＿１＿３の
中点に接続したものであり、前記第１のトランジスタを
一定時間オンする手段は、前記電源の＋ラインから−ラ
インに抵抗Ｒ＿１＿１、コンデンサＣ＿１＿１を直列に
接続すると共に、抵抗Ｒ＿１＿１及びコンデンサＣ＿１
＿１の接続点を第２のトランジスタのコレクタに接続し
てなるものであることを特徴とする特許請求の範囲第２
項記載のスイッチング駆動回路。
（４）前記負荷は、熱電子放出に供されるフィラメント
であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のス
イッチング駆動回路。