JP2672951B2 - スイッチング駆動回路 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、負荷への通電をON・OFF制御するスイッチ
ング駆動回路に係わり、特にスイッチングトランジスタ
に過電流が流れるのを防止する保護機能を設けたスイッ
チング駆動回路に関する。 （従来の技術） 従来、３極管式の電離真空計では、フィラメントから
放出された電子をグリッドの正電位で加速し、この加速
電子によりガスをイオン化し、イオンを負電位のコレク
タに集める。そして、イオン化されたガス分子によって
流れるイオン電流が、真空中の残留ガス圧力に比例する
ことを利用して、真空度を測定している。 このような電離真空計では、エミッション電流が変動
すると、この変動によりイオン電流も変動するので正確
な真空度測定ができない。特に、フィラメントを加熱す
るための通電電流とエミッション電流との関係は指数関
数的となる。このため、フィラメント電流を安定化しな
いと、電源電圧変動等の外乱によりエミッション電流が
大きく変動してしまい、測定器として使用できない。従
って、エミッション電流を安定に制御するエミッション
コントロール装置が必要となる。 この種の装置としては、エミッション電流を抵抗の電
圧降下等により検出し、この検出値を演算増幅器等を介
してフィラメント電流にフィードバックする方法が考え
られるが、これはアナログの負帰還制御で外乱を平均化
して制御するものである。この場合、外乱に対して平均
で応答するので応答が遅く、また大きな外乱によりオー
バシュートが生じてしまう。さらに、比例制御であるこ
とから、数％オーダで揺ぎが生じる問題がある。 また、増幅器出力をスイッチングレギュレータに入力
し、フィラメントの通電電流をON・OFF制御（増幅器出
力に応じてパルス幅を可変:PWM制御）することも考えら
れる。しかしながら、この方法では応答時間の短縮をは
かることはできるが、オーバシュートの問題は依然とし
て解決できない。さらに、PWM制御するためのスイッチ
ングレギュレータ等の複雑な回路が必要となり、全体構
成の複雑化を招く問題がある。 一方、フィラメント電流をON・OFF制御する場合、フ
ィラメントのショート，オープン或いはグリッド回路の
オープン等の異常を検出する必要がある。特に、フィラ
メントのショートはフィラメント通電回路に接続された
スイッチング用のトランジスタ等の破壊を招き、グリッ
ド回路のオープンはフィラメントにそのままパワーを投
入することになるのでフィラメントの寿命低下を招く。
これらの異常を検出するには各部に検出器を設ければよ
いが、検出器の数が多くなり構成の複雑化を招く。ま
た、フィラメントのショートを検出するためにスイッチ
ング用のトランジスタと直列に電流検出用抵抗を接続す
る方法もあるが、この場合は抵抗自体が損失源となり望
ましくない。特に、フィラメント通電回路等の小電圧，
大電流の回路では、電流検出用抵抗を入れるのは大きな
損失となる。 （発明が解決しようとする問題点） このように従来、フィラメント等の負荷を駆動する装
置においては、負荷の短絡によりスイッチングトランジ
スタに過電流が流れトランジスタの破損を招く問題があ
る。また、これを防止するためにスイッチナングトラン
ジスタに直列に電流検出用抵抗を挿入すると、小電圧，
大電流の回路では電流検出用抵抗自体が大きな損失源に
なる等の問題があった。 本発明は上記事情を考慮してなされたもので、その目
的とするところは、スイッチングトランジスタに直列に
電流検出用抵抗等を挿入することなく、負荷の短絡を検
出してスイッチングトランジスタを保護することがで
き、信頼性の向上をはかり得るスイッチング駆動回路を
提供することにある。 （問題点を解決するための手段） 本発明の骨子は、負荷の両端電圧に基づいて負荷の短
絡を検出し、この短絡検出によりスイッチングトランジ
スタを強制的にOFFすることにある。 即ち本発明は、負荷への通電電流をスイッチング駆動
するスイッチング駆動回路において、電源と負荷との間
に直列に接続されたスイッチング用の第１のトランジス
タと、負荷への通電指令によりオンされる第２のトラン
ジスタと、前記負荷の両端電圧が所定値以上となるとき
オンされる第３のトランジスタと、第２のトランジスタ
のオンにより，コンデンサに蓄えられていた電荷を前記
第１のトランジスタのベースに供給し，一定時間だけ前
記第１のトランジスタをオンする手段とを具備し、前記
第１のトランジスタを負荷への通電指令を入力してから
の一定時間以外に、前記第２及び第３のトランジスタが
共にオンのときオンするようにしたものである。 （作 用） 本発明によれば、負荷が短絡した場合負荷の両端電圧
が通常の電圧に比べて著しく低くなるので、この電圧変
化から負荷の異常（短絡）を第３のトランジスタにより
検出することができる。そして、負荷の短絡が検出され
たら第２のトランジスタがONであっても第３のトランジ
スタがOFFであるから、第１のトランジスタがOFFとな
り、負荷への通電が自動的に停止される。これにより第
１のトランジスタに過電流が流れるのを防止でき負荷の
短絡に伴うスイッチングトランジスタの破壊を防止する
ことが可能となる。 （実施例） 以下、本発明の詳細を図示の実施例によって説明す
る。 第１図は本発明の一実施例に係わるスイッチング駆動
回路を用いたエミッションコントロール装置を示す概略
構成図である。図中10は３極管式の電離真空計であり、
フィラメント11,グリッド12及びコレクタ13から構成さ
れている。この真空計10のコレクタ13にはイオン電流測
定回路14が接続され、グリッド12には正電圧を与えるた
めのグリッド定電圧回路15が接続されている。真空計10
のフィラメント11には、フィラメント電源21からの電流
が後述するスイッチング駆動回路22を介して供給されて
いる。ここで、電源21は、商用交流電圧を降圧・整流し
て低電圧V1の直流出力を得るものである。 フィラメント13には抵抗R1,R2が並列に接続されてお
り、これらの抵抗R1,R2の接続点が抵抗R3,R4を直列に介
して接地されている。そして、抵抗R4にてエミッション
電流が電圧に変換されて検出される。ここで、抵抗R1,R
2は正確に等しい抵抗値を持つものであり、中点電圧を
とることによりトランジスタQ1のスイッチングによる電
圧ノイズをエミッション電流の測定に影響しないように
する。抵抗R3は、フィラメント11のバイアス用抵抗で、
イオンゲージの動作仕様により決める。 抵抗R3,R4の接続点は抵抗R5を介して演算増幅器23の
非反転入力端に接続されている。演算増幅器14の反転入
力端は基準電圧電源24に接続され、非反転入力端と出力
端との間には抵抗R6及びコンデンサC1がそれぞれ接続さ
れ、これによりシュミット回路（比較回路）を構成して
いる。そして、前記抵抗R4により検出される電圧Veは比
較回路により基準電圧V2と比較され、検出電圧Veが基準
電圧（基準電圧V2の上限）よりも大きい場合に比較回路
から“H"レベルの信号が出力され、検出電圧Veが基準電
圧（基準電圧V2の下限）よりも小さい場合に“L"レベル
の信号が出力されるものとなっている。ここで、抵抗
R5,R6は比較回路の正帰還抵抗であり、エミッション電
流の上限と下限を決定するものである。コンデンサC1は
比較回路における動作速度のスピードアップをはかるも
のである。 比較回路の出力端には、抵抗R7及びフォトカプラ25の
発光素子（例えば発光ダイオード）D1を介して電源電圧
Vccが供給されており、またフォトカプラ25の受光素子
（例えばフォトトランジスタ）D2は前記スイッチング駆
動回路22に接続されている。そして、前記比較回路の比
較出力に応じて、スイッチング駆動回路22により前記フ
ィラメント11の通電がON・OFF駆動される。つまり、比
較回路の出力が“L"でフォトカプラ25のD1,D2がONのと
きスイッチング駆動回路22によりフィラメント11が通電
加熱され、比較回路の出力が“H"でフォトカプラ25の
D1,D2がOFFのときスイッチング駆動回路22によりフィラ
メント11の通電が停止されるものとなっている。 なお、フィラメントの熱的な遅れを測定すると数10ms
ecの時定数である。そこで、連続制御でなく、直接フィ
ラメント電流をスイッチングした場合を考えると、エミ
ッション電流のリップルを十分少なくするには20KHz以
上のスイッチングが必要となる。また、制御の応答速度
を最高にするには、リップルをそのまま判断に使えば良
い。 一方、前記スイッチング駆動回路22は、第２図に示す
如くトランジスタQ1〜Q3,抵抗R11〜R15及びコンデンサC
11等から構成されている。即ち、スイッチング用のパワ
ーFET（第１のトランジスタ）Q1は電源21とフィラメン
ト（負荷）11との間に直列に接続され、フィラメント11
には抵抗R12,R13の直列回路が並列に接続されている。 バイポーラトランジスタ（第２のトランジスタ）Q2の
エミッタはトランジスタQ1のゲートに接続されると共に
抵抗R15を介して電源21の−ラインに接続され、コレク
タは抵抗R11を介して電源21の＋ラインに接続されると
共にコンデンサC11を介して電源21の−ラインに接続さ
れている。このトランジスタQ2のベースはスイッチング
駆動回路22の入力端26となるもので、入力端26には前記
フォトカプラ25の出力が供給されている。そして、フォ
トカプラ25のD2がON、つまり前記比較回路の出力が“L"
のとき入力端26には“H"レベルの信号が入力され、D2が
OFF、つまり前記比較回路の出力が“H"のとき入力端26
には“L"レベルの信号が入力されるものとなっている。 バイポーラトランジスタ（第３のトランジスタ）Q3の
エミッタは電源21の＋ラインに接続され、コレクタは抵
抗R14を介してトランジスタQ2のコレクタに接続されて
いる。トランジスタQ3のベースが抵抗R12,R13の接続点
に接続されている。そして、トランジスタQ3はフィラメ
ント11の両端電圧を抵抗R12,R13で分圧した電圧の大き
さによりON・OFFされるものとなっている。 次に、このように構成された本装置の作用について説
明する。 まず、エミッション電流が小さく抵抗R4の両端電圧
（検出電圧）Veが基準電圧V2よりも低い場合、即ち第３
図中の期間では、比較回路の出力は“L"レベルであ
り、このときフォトカプラ25のダイオードD1はON、トラ
ンジスタD2もONとなる。従って、スイッチング駆動回路
22によりフィラメント11に電流が供給され、フィラメン
ト温度は徐々に高くなる。 の期間において上限のレベルは、演算増幅器23の非
反転入力端の電圧Ｖ′が基準電圧V2よりも高くなったと
きで、比較回路の出力が“L"であるから、 Ｖ′＝Ve・R6/（R5＋R6） が基準電圧V2を越えるときである。従って、抵抗R4の両
端電圧である検出電圧VeがV2・（R5＋R6）/R6より高く
なった時、つまり基準電圧V2よりもV2・（R5/R6）だけ
高くなった時に比較回路の出力は“H"レベルとなる。そ
して、比較出力が“H"となったの期間ではダイオード
D1はOFF、トランジスタD2もOFFとなり、スイッチング駆
動回路22によるフィラメント11への通電が停止されるこ
とになる。 の期間において下限のレベルは、演算増幅器23の非
反転入力端の電圧Ｖ′が基準電圧V2よりも低くなったと
きで、比較回路の出力が“H"であるから、 Ｖ′＝Vcc−（Vcc−Ve）・R6/（R5＋R6） が基準電圧V2を−側に越えるときである。従って、抵抗
R4の両端電圧である検出電圧VeがV2−（Vcc−V2）・（R
5/R6）より小さくなった時、つまり基準電圧V2よりも
（Vcc−V2）・（R5/R6）だけ低くなった時に比較回路の
出力は“L"レベルとなる。そして、比較出力が“L"とな
ったの期間では、ダイオードD1がON、トランジスタD2
もONとなり、再びフィラメント11が通電加熱される。こ
の操作の繰返しでフィラメント電流はON・OFF制御さ
れ、エミッション電流は基準値の上限と下限の間で変化
することになる。 従って、R6》R5とすれば、上限，下限共に基準電圧V2
に極めて近くなり、上下限の幅が基準電圧に比べて十分
に小さくなり、エミッション電流は極めて微小な範囲内
で安定に保持されることになる。そしてこの場合、エミ
ッション電流が基準値の上限と下限との間の微小範囲で
常に安定するから、第４図中Ａに示す如くオーバシュー
トが発生することはない。これに対し比例制御では、第
４図中Ｂに示す如くオーバシュートが発生するのであ
る。さらに、比例制御ではなく比較回路の２値出力によ
るON・OFF制御であるので、電源電圧変動等に対して応
答性良く制御することができる。 ところで、上記装置においてフィラメント回路のショ
ート等の異常が生じると、トランジスタQ1の破壊を招き
望ましくない。そこで本実施例では、スイッチング駆動
回路22により上記異常に対するスイッチングトランジス
タQ1の保護機能を設けている。 前記比較回路の出力、即ち入力端26の出力が“L"（フ
ィラメント通電停止）のときは、トランジスタQ2はOF
F、トランジスタQ1もOFFで、フィラメント両端電圧VR＝
０となる。従って、トランジスタQ3もOFFとなる。コン
デンサC11は抵抗R11により、略電源電圧V1まで充電され
る。 この状態で入力端26の出力を“H"（フィラメント通
電）にすると、トランジスタQ2がONとなり、コンデンサ
C11の電荷がトランジスタQ1の入力コンデンサCiにチャ
ージされ、Q1のスレッショルドレベルを越すと、トラン
ジスタQ1がONしてフィラメント11に電流が供給される。 ここで、フィラメント11が正常な抵抗であれば、負荷
電圧VRは略電源電圧V1となり、抵抗R12,R13の負荷電圧
検出回路の電圧もトランジスタQ3のスレッショルドレベ
ルを越すので、トランジスタQ3もONする。トランジスタ
Q3がONすると、トランジスタQ2もONしているので、電源
電圧V1を抵抗R14,R15で分圧する形でトランジスタQ1の
ゲート電位が高くなるので、トランジスタQ1もON状態を
保持する。 入力端26の出力を“L"にすると、トランジスタQ2がOF
Fとなり、トランジスタQ1の入力コンデンサCiにチャー
ジされた電荷は抵抗R15を通してディスチャージされ、
これによりトランジスタQ1はOFFする。 一方、フィラメント11がショートしている場合、トラ
ンジスタQ2をONしてトランジスタQ1がONしても、負荷電
圧VRが電源電圧V1よりも十分に小さくなるので、トラン
ジスタQ3をONすることはできない。このとき、トランジ
スタQ2をONしているので、トランジスタQ1のゲート電圧
は抵抗R11,R15で電源電圧V1を分圧した値まで下がって
しまう。その電圧がトランジスタQ1のスレッショルドレ
ベルより低いと、トランジスタQ1はOFFとなり、トラン
ジスタQ1はフィラメント11のショートによる過電流から
保護されることになる。 ここで、各部の条件は次のように定めればよい。 C11×V1》Vth×Ci R15/（R15＋R11）×V1＜Vth R15/（R15＋R14）×V1》Vth また、抵抗R12,R13はVRの判定レベルで、トランジス
タQ3がON、つまりV1/（R14＋R15）の電流を流せるだけ
のトランジスタQ3のベース電流となるように決める。 かくして本実施例によれば、電源電圧変動等の外乱に
対して応答性良くフィラメント電流を制御することがで
き、しかもオーバシュートの発生を未然に防止すること
ができる。また、回路構成が簡単であり、スイッチング
によるON・OFF制御であることから回路ロスが少ない。
スイッチングの周波数がシュミットの幅とフィラメント
の応答に速度で決り、フィラメントを変えても回路の応
答に影響ない（自動的にマッチングがとれる）。このた
め、電離真空計におけるエミッション電流の安定化に極
めて有効であり、真空度の測定精度の向上に寄与するこ
とができる。 また、フィラメント11のショートが生じた場合、スイ
ッチング駆動回路22によりフィラメントの通電を停止す
ることができる。従って、スイッチングトランジスタQ1
に過電流が流れるのを防止し、負荷短絡に伴うトランジ
スタQ1の破壊を未然に防止することができる。さらに、
スイッチングトランジスタQ1と直列に電流検出用抵抗を
設ける構成とは異なり、ショート検出のためにフィラメ
ント通電回路に余分な損失が増える等の問題はない。こ
れはフィラメント通電等のように小電圧，大電流の回路
において特に有効である。 なお、本発明は上述した実施例に限定されるものでは
ない。実施例では電離真空計のエミッションコントロー
ル装置に適用した例で説明したが、これに限らず各種機
器に適用できるのは勿論である。さらに、負荷はフィラ
メントに限るものではなく、スイッチング駆動により通
電されるものであればよい。その他、本発明の要旨を逸
脱しない範囲で、種々変形して実施することができる。 （発明の効果） 以上詳述したように本発明によれば、負荷の両端電圧
を検出してスイッチングトランジスタのON・OFFを制御
しているので、電流検出用抵抗の付加に伴う損失を招く
ことなく、負荷の短絡に伴うスイッチングトランジスタ
の破壊を防止することができ、これによりスイッチング
駆動回路としての信頼性の向上をはかることができる。
ング駆動回路に係わり、特にスイッチングトランジスタ
に過電流が流れるのを防止する保護機能を設けたスイッ
チング駆動回路に関する。 （従来の技術） 従来、３極管式の電離真空計では、フィラメントから
放出された電子をグリッドの正電位で加速し、この加速
電子によりガスをイオン化し、イオンを負電位のコレク
タに集める。そして、イオン化されたガス分子によって
流れるイオン電流が、真空中の残留ガス圧力に比例する
ことを利用して、真空度を測定している。 このような電離真空計では、エミッション電流が変動
すると、この変動によりイオン電流も変動するので正確
な真空度測定ができない。特に、フィラメントを加熱す
るための通電電流とエミッション電流との関係は指数関
数的となる。このため、フィラメント電流を安定化しな
いと、電源電圧変動等の外乱によりエミッション電流が
大きく変動してしまい、測定器として使用できない。従
って、エミッション電流を安定に制御するエミッション
コントロール装置が必要となる。 この種の装置としては、エミッション電流を抵抗の電
圧降下等により検出し、この検出値を演算増幅器等を介
してフィラメント電流にフィードバックする方法が考え
られるが、これはアナログの負帰還制御で外乱を平均化
して制御するものである。この場合、外乱に対して平均
で応答するので応答が遅く、また大きな外乱によりオー
バシュートが生じてしまう。さらに、比例制御であるこ
とから、数％オーダで揺ぎが生じる問題がある。 また、増幅器出力をスイッチングレギュレータに入力
し、フィラメントの通電電流をON・OFF制御（増幅器出
力に応じてパルス幅を可変:PWM制御）することも考えら
れる。しかしながら、この方法では応答時間の短縮をは
かることはできるが、オーバシュートの問題は依然とし
て解決できない。さらに、PWM制御するためのスイッチ
ングレギュレータ等の複雑な回路が必要となり、全体構
成の複雑化を招く問題がある。 一方、フィラメント電流をON・OFF制御する場合、フ
ィラメントのショート，オープン或いはグリッド回路の
オープン等の異常を検出する必要がある。特に、フィラ
メントのショートはフィラメント通電回路に接続された
スイッチング用のトランジスタ等の破壊を招き、グリッ
ド回路のオープンはフィラメントにそのままパワーを投
入することになるのでフィラメントの寿命低下を招く。
これらの異常を検出するには各部に検出器を設ければよ
いが、検出器の数が多くなり構成の複雑化を招く。ま
た、フィラメントのショートを検出するためにスイッチ
ング用のトランジスタと直列に電流検出用抵抗を接続す
る方法もあるが、この場合は抵抗自体が損失源となり望
ましくない。特に、フィラメント通電回路等の小電圧，
大電流の回路では、電流検出用抵抗を入れるのは大きな
損失となる。 （発明が解決しようとする問題点） このように従来、フィラメント等の負荷を駆動する装
置においては、負荷の短絡によりスイッチングトランジ
スタに過電流が流れトランジスタの破損を招く問題があ
る。また、これを防止するためにスイッチナングトラン
ジスタに直列に電流検出用抵抗を挿入すると、小電圧，
大電流の回路では電流検出用抵抗自体が大きな損失源に
なる等の問題があった。 本発明は上記事情を考慮してなされたもので、その目
的とするところは、スイッチングトランジスタに直列に
電流検出用抵抗等を挿入することなく、負荷の短絡を検
出してスイッチングトランジスタを保護することがで
き、信頼性の向上をはかり得るスイッチング駆動回路を
提供することにある。 （問題点を解決するための手段） 本発明の骨子は、負荷の両端電圧に基づいて負荷の短
絡を検出し、この短絡検出によりスイッチングトランジ
スタを強制的にOFFすることにある。 即ち本発明は、負荷への通電電流をスイッチング駆動
するスイッチング駆動回路において、電源と負荷との間
に直列に接続されたスイッチング用の第１のトランジス
タと、負荷への通電指令によりオンされる第２のトラン
ジスタと、前記負荷の両端電圧が所定値以上となるとき
オンされる第３のトランジスタと、第２のトランジスタ
のオンにより，コンデンサに蓄えられていた電荷を前記
第１のトランジスタのベースに供給し，一定時間だけ前
記第１のトランジスタをオンする手段とを具備し、前記
第１のトランジスタを負荷への通電指令を入力してから
の一定時間以外に、前記第２及び第３のトランジスタが
共にオンのときオンするようにしたものである。 （作 用） 本発明によれば、負荷が短絡した場合負荷の両端電圧
が通常の電圧に比べて著しく低くなるので、この電圧変
化から負荷の異常（短絡）を第３のトランジスタにより
検出することができる。そして、負荷の短絡が検出され
たら第２のトランジスタがONであっても第３のトランジ
スタがOFFであるから、第１のトランジスタがOFFとな
り、負荷への通電が自動的に停止される。これにより第
１のトランジスタに過電流が流れるのを防止でき負荷の
短絡に伴うスイッチングトランジスタの破壊を防止する
ことが可能となる。 （実施例） 以下、本発明の詳細を図示の実施例によって説明す
る。 第１図は本発明の一実施例に係わるスイッチング駆動
回路を用いたエミッションコントロール装置を示す概略
構成図である。図中10は３極管式の電離真空計であり、
フィラメント11,グリッド12及びコレクタ13から構成さ
れている。この真空計10のコレクタ13にはイオン電流測
定回路14が接続され、グリッド12には正電圧を与えるた
めのグリッド定電圧回路15が接続されている。真空計10
のフィラメント11には、フィラメント電源21からの電流
が後述するスイッチング駆動回路22を介して供給されて
いる。ここで、電源21は、商用交流電圧を降圧・整流し
て低電圧V1の直流出力を得るものである。 フィラメント13には抵抗R1,R2が並列に接続されてお
り、これらの抵抗R1,R2の接続点が抵抗R3,R4を直列に介
して接地されている。そして、抵抗R4にてエミッション
電流が電圧に変換されて検出される。ここで、抵抗R1,R
2は正確に等しい抵抗値を持つものであり、中点電圧を
とることによりトランジスタQ1のスイッチングによる電
圧ノイズをエミッション電流の測定に影響しないように
する。抵抗R3は、フィラメント11のバイアス用抵抗で、
イオンゲージの動作仕様により決める。 抵抗R3,R4の接続点は抵抗R5を介して演算増幅器23の
非反転入力端に接続されている。演算増幅器14の反転入
力端は基準電圧電源24に接続され、非反転入力端と出力
端との間には抵抗R6及びコンデンサC1がそれぞれ接続さ
れ、これによりシュミット回路（比較回路）を構成して
いる。そして、前記抵抗R4により検出される電圧Veは比
較回路により基準電圧V2と比較され、検出電圧Veが基準
電圧（基準電圧V2の上限）よりも大きい場合に比較回路
から“H"レベルの信号が出力され、検出電圧Veが基準電
圧（基準電圧V2の下限）よりも小さい場合に“L"レベル
の信号が出力されるものとなっている。ここで、抵抗
R5,R6は比較回路の正帰還抵抗であり、エミッション電
流の上限と下限を決定するものである。コンデンサC1は
比較回路における動作速度のスピードアップをはかるも
のである。 比較回路の出力端には、抵抗R7及びフォトカプラ25の
発光素子（例えば発光ダイオード）D1を介して電源電圧
Vccが供給されており、またフォトカプラ25の受光素子
（例えばフォトトランジスタ）D2は前記スイッチング駆
動回路22に接続されている。そして、前記比較回路の比
較出力に応じて、スイッチング駆動回路22により前記フ
ィラメント11の通電がON・OFF駆動される。つまり、比
較回路の出力が“L"でフォトカプラ25のD1,D2がONのと
きスイッチング駆動回路22によりフィラメント11が通電
加熱され、比較回路の出力が“H"でフォトカプラ25の
D1,D2がOFFのときスイッチング駆動回路22によりフィラ
メント11の通電が停止されるものとなっている。 なお、フィラメントの熱的な遅れを測定すると数10ms
ecの時定数である。そこで、連続制御でなく、直接フィ
ラメント電流をスイッチングした場合を考えると、エミ
ッション電流のリップルを十分少なくするには20KHz以
上のスイッチングが必要となる。また、制御の応答速度
を最高にするには、リップルをそのまま判断に使えば良
い。 一方、前記スイッチング駆動回路22は、第２図に示す
如くトランジスタQ1〜Q3,抵抗R11〜R15及びコンデンサC
11等から構成されている。即ち、スイッチング用のパワ
ーFET（第１のトランジスタ）Q1は電源21とフィラメン
ト（負荷）11との間に直列に接続され、フィラメント11
には抵抗R12,R13の直列回路が並列に接続されている。 バイポーラトランジスタ（第２のトランジスタ）Q2の
エミッタはトランジスタQ1のゲートに接続されると共に
抵抗R15を介して電源21の−ラインに接続され、コレク
タは抵抗R11を介して電源21の＋ラインに接続されると
共にコンデンサC11を介して電源21の−ラインに接続さ
れている。このトランジスタQ2のベースはスイッチング
駆動回路22の入力端26となるもので、入力端26には前記
フォトカプラ25の出力が供給されている。そして、フォ
トカプラ25のD2がON、つまり前記比較回路の出力が“L"
のとき入力端26には“H"レベルの信号が入力され、D2が
OFF、つまり前記比較回路の出力が“H"のとき入力端26
には“L"レベルの信号が入力されるものとなっている。 バイポーラトランジスタ（第３のトランジスタ）Q3の
エミッタは電源21の＋ラインに接続され、コレクタは抵
抗R14を介してトランジスタQ2のコレクタに接続されて
いる。トランジスタQ3のベースが抵抗R12,R13の接続点
に接続されている。そして、トランジスタQ3はフィラメ
ント11の両端電圧を抵抗R12,R13で分圧した電圧の大き
さによりON・OFFされるものとなっている。 次に、このように構成された本装置の作用について説
明する。 まず、エミッション電流が小さく抵抗R4の両端電圧
（検出電圧）Veが基準電圧V2よりも低い場合、即ち第３
図中の期間では、比較回路の出力は“L"レベルであ
り、このときフォトカプラ25のダイオードD1はON、トラ
ンジスタD2もONとなる。従って、スイッチング駆動回路
22によりフィラメント11に電流が供給され、フィラメン
ト温度は徐々に高くなる。 の期間において上限のレベルは、演算増幅器23の非
反転入力端の電圧Ｖ′が基準電圧V2よりも高くなったと
きで、比較回路の出力が“L"であるから、 Ｖ′＝Ve・R6/（R5＋R6） が基準電圧V2を越えるときである。従って、抵抗R4の両
端電圧である検出電圧VeがV2・（R5＋R6）/R6より高く
なった時、つまり基準電圧V2よりもV2・（R5/R6）だけ
高くなった時に比較回路の出力は“H"レベルとなる。そ
して、比較出力が“H"となったの期間ではダイオード
D1はOFF、トランジスタD2もOFFとなり、スイッチング駆
動回路22によるフィラメント11への通電が停止されるこ
とになる。 の期間において下限のレベルは、演算増幅器23の非
反転入力端の電圧Ｖ′が基準電圧V2よりも低くなったと
きで、比較回路の出力が“H"であるから、 Ｖ′＝Vcc−（Vcc−Ve）・R6/（R5＋R6） が基準電圧V2を−側に越えるときである。従って、抵抗
R4の両端電圧である検出電圧VeがV2−（Vcc−V2）・（R
5/R6）より小さくなった時、つまり基準電圧V2よりも
（Vcc−V2）・（R5/R6）だけ低くなった時に比較回路の
出力は“L"レベルとなる。そして、比較出力が“L"とな
ったの期間では、ダイオードD1がON、トランジスタD2
もONとなり、再びフィラメント11が通電加熱される。こ
の操作の繰返しでフィラメント電流はON・OFF制御さ
れ、エミッション電流は基準値の上限と下限の間で変化
することになる。 従って、R6》R5とすれば、上限，下限共に基準電圧V2
に極めて近くなり、上下限の幅が基準電圧に比べて十分
に小さくなり、エミッション電流は極めて微小な範囲内
で安定に保持されることになる。そしてこの場合、エミ
ッション電流が基準値の上限と下限との間の微小範囲で
常に安定するから、第４図中Ａに示す如くオーバシュー
トが発生することはない。これに対し比例制御では、第
４図中Ｂに示す如くオーバシュートが発生するのであ
る。さらに、比例制御ではなく比較回路の２値出力によ
るON・OFF制御であるので、電源電圧変動等に対して応
答性良く制御することができる。 ところで、上記装置においてフィラメント回路のショ
ート等の異常が生じると、トランジスタQ1の破壊を招き
望ましくない。そこで本実施例では、スイッチング駆動
回路22により上記異常に対するスイッチングトランジス
タQ1の保護機能を設けている。 前記比較回路の出力、即ち入力端26の出力が“L"（フ
ィラメント通電停止）のときは、トランジスタQ2はOF
F、トランジスタQ1もOFFで、フィラメント両端電圧VR＝
０となる。従って、トランジスタQ3もOFFとなる。コン
デンサC11は抵抗R11により、略電源電圧V1まで充電され
る。 この状態で入力端26の出力を“H"（フィラメント通
電）にすると、トランジスタQ2がONとなり、コンデンサ
C11の電荷がトランジスタQ1の入力コンデンサCiにチャ
ージされ、Q1のスレッショルドレベルを越すと、トラン
ジスタQ1がONしてフィラメント11に電流が供給される。 ここで、フィラメント11が正常な抵抗であれば、負荷
電圧VRは略電源電圧V1となり、抵抗R12,R13の負荷電圧
検出回路の電圧もトランジスタQ3のスレッショルドレベ
ルを越すので、トランジスタQ3もONする。トランジスタ
Q3がONすると、トランジスタQ2もONしているので、電源
電圧V1を抵抗R14,R15で分圧する形でトランジスタQ1の
ゲート電位が高くなるので、トランジスタQ1もON状態を
保持する。 入力端26の出力を“L"にすると、トランジスタQ2がOF
Fとなり、トランジスタQ1の入力コンデンサCiにチャー
ジされた電荷は抵抗R15を通してディスチャージされ、
これによりトランジスタQ1はOFFする。 一方、フィラメント11がショートしている場合、トラ
ンジスタQ2をONしてトランジスタQ1がONしても、負荷電
圧VRが電源電圧V1よりも十分に小さくなるので、トラン
ジスタQ3をONすることはできない。このとき、トランジ
スタQ2をONしているので、トランジスタQ1のゲート電圧
は抵抗R11,R15で電源電圧V1を分圧した値まで下がって
しまう。その電圧がトランジスタQ1のスレッショルドレ
ベルより低いと、トランジスタQ1はOFFとなり、トラン
ジスタQ1はフィラメント11のショートによる過電流から
保護されることになる。 ここで、各部の条件は次のように定めればよい。 C11×V1》Vth×Ci R15/（R15＋R11）×V1＜Vth R15/（R15＋R14）×V1》Vth また、抵抗R12,R13はVRの判定レベルで、トランジス
タQ3がON、つまりV1/（R14＋R15）の電流を流せるだけ
のトランジスタQ3のベース電流となるように決める。 かくして本実施例によれば、電源電圧変動等の外乱に
対して応答性良くフィラメント電流を制御することがで
き、しかもオーバシュートの発生を未然に防止すること
ができる。また、回路構成が簡単であり、スイッチング
によるON・OFF制御であることから回路ロスが少ない。
スイッチングの周波数がシュミットの幅とフィラメント
の応答に速度で決り、フィラメントを変えても回路の応
答に影響ない（自動的にマッチングがとれる）。このた
め、電離真空計におけるエミッション電流の安定化に極
めて有効であり、真空度の測定精度の向上に寄与するこ
とができる。 また、フィラメント11のショートが生じた場合、スイ
ッチング駆動回路22によりフィラメントの通電を停止す
ることができる。従って、スイッチングトランジスタQ1
に過電流が流れるのを防止し、負荷短絡に伴うトランジ
スタQ1の破壊を未然に防止することができる。さらに、
スイッチングトランジスタQ1と直列に電流検出用抵抗を
設ける構成とは異なり、ショート検出のためにフィラメ
ント通電回路に余分な損失が増える等の問題はない。こ
れはフィラメント通電等のように小電圧，大電流の回路
において特に有効である。 なお、本発明は上述した実施例に限定されるものでは
ない。実施例では電離真空計のエミッションコントロー
ル装置に適用した例で説明したが、これに限らず各種機
器に適用できるのは勿論である。さらに、負荷はフィラ
メントに限るものではなく、スイッチング駆動により通
電されるものであればよい。その他、本発明の要旨を逸
脱しない範囲で、種々変形して実施することができる。 （発明の効果） 以上詳述したように本発明によれば、負荷の両端電圧
を検出してスイッチングトランジスタのON・OFFを制御
しているので、電流検出用抵抗の付加に伴う損失を招く
ことなく、負荷の短絡に伴うスイッチングトランジスタ
の破壊を防止することができ、これによりスイッチング
駆動回路としての信頼性の向上をはかることができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の一実施例に係わるスイッチング駆動回
路を用いたエミッションコントロール装置を示す概略構
成図、第２図は上記装置に用いたスイッチング駆動回路
の具体的構成を示す回路構成図、第３図及び第４図はそ
れぞれ上記装置の作用を説明するための模式図である。 10……電離真空計、11……フィラメント、12……グリッ
ド、13……コレクタ、14……イオン電流測定回路、15…
…グリッド定電圧回路、21……フィラメント電源、22…
…スイッチング駆動回路、23……演算増幅器、24……基
準電圧電源、25……フォトカプラ、26……入力端子、Q1
……第１のトランジスタ（スイッチング用トランジス
タ）、Q2……第２のトランジスタ、Q3……第３のトラン
ジスタ、Ｒ……抵抗、Ｃ……コンデンサ。
路を用いたエミッションコントロール装置を示す概略構
成図、第２図は上記装置に用いたスイッチング駆動回路
の具体的構成を示す回路構成図、第３図及び第４図はそ
れぞれ上記装置の作用を説明するための模式図である。 10……電離真空計、11……フィラメント、12……グリッ
ド、13……コレクタ、14……イオン電流測定回路、15…
…グリッド定電圧回路、21……フィラメント電源、22…
…スイッチング駆動回路、23……演算増幅器、24……基
準電圧電源、25……フォトカプラ、26……入力端子、Q1
……第１のトランジスタ（スイッチング用トランジス
タ）、Q2……第２のトランジスタ、Q3……第３のトラン
ジスタ、Ｒ……抵抗、Ｃ……コンデンサ。
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フロントページの続き
(51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所
Ｈ０３Ｋ 17/08 Ｈ０３Ｋ 17/08 Ｆ
17/28 17/28 Ｅ
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．電源と負荷との間に直列に接続されたスイッチング
用の第１のトランジスタと、負荷への通電指令によりオ
ンされる第２のトランジスタと、前記負荷の両端電圧が
所定値以上となるときオンされる第３のトランジスタ
と、第２のトランジスタのオンにより，コンデンサに蓄
えられていた電荷を前記第１のトランジスタのベースに
供給し，一定時間だけ前記第１のトランジスタをオンす
る手段とを具備し、前記第１のトランジスタは負荷への
通電指令を入力してからの一定時間以外に、前記第２及
び第３のトランジスタが共にオンのときオンするもので
あることを特徴とするスイッチング駆動回路。 ２．前記第１のトランジスタは電界効果型パワートラン
ジスタであり、前記第２及び第３のトランジスタはバイ
ポーラトランジスタであることを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載のスイッチング駆動回路。 ３．前記第２のトランジスタは，エミッタを第１のトラ
ンジスタのゲートに接続すると共に抵抗R15を介して−
ラインに接続し，ベースに負荷通電指令を入力するもの
であり、前記第３のトランジスタは，エミッタを＋ライ
ンに接続し，コレクタを抵抗R14を介して第２のトラン
ジスタのコレクタに接続し，ベースを前記負荷と並列接
続された抵抗R12,R13の中点に接続したものであり、前
記第１のトランジスタを一定時間オンする手段は，前記
電源の＋ラインから−ラインに抵抗R11,コンデンサC11
を直列に接続すると共に，抵抗R11及びコンデンサC11の
接続点を第２のトランジスタのコレクタに接続してなる
ものであることを特徴とする特許請求範囲第２項記載の
スイッチング回路。 ４．前記負荷は、熱電子放出に供されるフィラメントで
あることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のスイ
ッチング駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62264200A JP2672951B2 (ja) | 1987-10-20 | 1987-10-20 | スイッチング駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62264200A JP2672951B2 (ja) | 1987-10-20 | 1987-10-20 | スイッチング駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01106212A JPH01106212A (ja) | 1989-04-24 |
| JP2672951B2 true JP2672951B2 (ja) | 1997-11-05 |
Family
ID=17399875
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62264200A Expired - Fee Related JP2672951B2 (ja) | 1987-10-20 | 1987-10-20 | スイッチング駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2672951B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5293562B2 (ja) * | 2009-10-30 | 2013-09-18 | 株式会社島津製作所 | イオントラップ質量分析装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5836413A (ja) * | 1981-08-26 | 1983-03-03 | Toray Ind Inc | ２軸延伸ポリエステルフイルム |
| DE3505986A1 (de) * | 1985-02-21 | 1986-08-21 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh, 7730 Villingen-Schwenningen | Kurzschlussfestes netzteil, insbesondere fuer einen fernsehempfaenger |
| JPS63236111A (ja) * | 1987-03-24 | 1988-10-03 | Nichicon Corp | 電源装置の遮断回路 |
-
1987
- 1987-10-20 JP JP62264200A patent/JP2672951B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01106212A (ja) | 1989-04-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |