JP7295852B2 - スイッチング増幅器出力における電流測定 - Google Patents

Description

本出願は、２０１７年１０月２０日に出願された米国特許出願番号15/789,907の利益と優先権を主張するものであり、該出願は、参照することにより、その全体が本出願に組み込まれる。

本開示は、１以上の実施形態によれば、全体としては信号処理に関するものであり、特に、例えば、スイッチング増幅器の出力において電流を検知することに関している。

ラップトップコンピューター、コンピュータータブレット、ＭＰ３プレイヤー及びスマートフォンのような多くの現代的なデバイスは、小型のスピーカーを用いている。多くの用途では、これらのデバイスは、音声信号の増幅を効率的に行うためにスイッチング増幅器を用いている。一例では、スイッチング増幅器は、音声信号を増幅し、スピーカーを駆動するために２０ワットの電力を供給することがある。このようなデバイスで用いられる小型のスピーカーの制約により、歪み、スピーカーへの物理的ダメージ及び他の不所望な作用を避ける手助けをするために、スピーカーへの電流が測定されることがある。このように、スピーカーを歪みやダメージから保護するためにスイッチング増幅器によってスピーカーに供給される電流の測定を向上することには、継続的なニーズが存在する。

本開示は、スイッチング増幅器によって負荷に提供される電流の正確な測定のための技術における必要性に対応するシステム及び方法を提供する。本開示の範囲は、特許請求の範囲によって規定され、それは、参照することによって本項目に組み込まれる。本開示のより完全な理解は、その追加的な利点の実現と共に、下記の１以上の実施形態の詳細な記載を考慮することによって当業者に与えられるであろう。初めに簡単に説明する添付図面のシートを参照する。

本開示の観点及びその利点は、以下の図面とそれに続く詳細な説明を参照することで、より良く理解可能である。類似の参照符号が１以上の図面に図示されている類似の構成要素を識別するために用いられており、それらの図示は、本開示の実施形態を図示する目的のものであり、限定する目的のものではないと理解されるべきである。図面における部材は、必ずしも寸法通りではなく、その代わり、本開示の原理を明確に図示するように強調がなされている。

図１は、本開示の１以上の実施形態による、例示的な音声コーデックを示している。

図２は、本開示の１以上の実施形態による、例示的な音声増幅出力ドライバの概略図を示している。

図３は、本開示の実施形態による、音声増幅出力ドライバの制御電圧及び検出電流の例示的なプロットを示している。

図４は、本開示の１以上の実施形態による、サンプルホールド回路を含む例示的な音声増幅出力ドライバの概略図を示している。

図５は、本開示の１以上の実施形態による、音声増幅出力ドライバスピーカー保護システムの例示的な方法フローを示している。

本開示は、スイッチングレギュレータやＤ級スイッチング増幅器のようなスイッチング増幅器によって供給される電流の正確な測定の必要性に対応するシステム及び方法を説明している。一実施形態では、本開示の音声システムは、スイッチング増幅器Ｈブリッジ出力段と、１以上の出力電流測定回路とを備えている。各出力電流測定回路は、カレントミラー回路のような電流検知コンポーネントと、スイッチング増幅器出力の状態遷移を含む増幅器スイッチングの全てのフェーズの間、負荷に流れる電流の正確な測定を提供するように配置されたシールディングスイッチとを備えている。

本実施形態の実施形態は、スイッチングレギュレータ又はＤ級スイッチング増幅器の出力における電流の測定についての既存の解決方法と、対照されることがある。例えば、従来のスイッチング増幅器電流検知回路は、負荷を流れる電流を検知するために、負荷に直列に設けられた検知抵抗を用いることがある。検知抵抗に接続された検知増幅器は、検知抵抗における、スイッチング増幅器の大きな出力電圧変動を処理するために、比較的大きい同相信号除去比を必要とすることがある。多くの受動的な電流検知回路は、システム内で、追加の電力損失を通じてＨブリッジ増幅器出力段の動作における効率を減少させる。更に、追加の電力損失は、集積回路ダイに形成されたスイッチング増幅器回路を含む応用に関し、熱の問題を生じさせ得る。

従来の音声システムには、負荷電流検知測定のためにカレントミラー回路を用いるものがある。しかしながら、カレントミラー回路の性能は、ここに議論したものと類似のコモンモードの制約により影響を受けることがある。例えば、スイッチング増幅器の用途と共に用いられる従来のカレントミラー回路は、大きな電圧スイングにさらされることがあり、比較的大きな同相信号除去比を持つカレントミラー回路が必要となることがある。更に、カレントミラー回路は、スイッチングトランジスタが「オン」状態と「オフ」状態の間を遷移しているときには、正確な電流測定を提供しない。本開示の様々な実施形態は、これらの問題に対応して、例えばスピーカーのような負荷を歪みやダメージから保護するために、スイッチング増幅器によって負荷に提供される電流を正確にそして効率的に測定する。

図１は、本開示の１以上の実施形態による、例示的な音声コーデック回路１００のブロック図を示している。音声コーデック回路１００は、音声入力の信号処理に、アナログ及びデジタル回路部を提供している。音声コーデック回路１００は、入力デジタル信号を処理し、増幅された出力信号を出力デバイス１２１としてのスピーカーに提供する回路を備えている。いくつかの実施形態では、音声コーデック回路１００が、入力ポート１０５Ａ－Ｂにおいてデジタル信号を受け取る。デジタル信号は、例えば、ラップトップコンピューター、コンピュータータブレット、スマートフォンのような電子デバイス、又は、マイクロフォンのようなセンサによって提供されることがある。

デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）１０７が、デジタル信号を受け取り、該デジタル信号を更なる処理のためにアナログ信号に変換するように構成されてもよい。制御回路１０９は、ＤＡＣ １０７からアナログ音声信号を受け取り、該アナログ音声信号を処理する。いくつかの実施形態では、制御回路１０９は、パルス幅変調信号（pulse width modulated signal）を音声増幅器１０８に供給する。いくつかの実施形態では、音声増幅器１０８が、Ｄ級スイッチング増幅器として実装され、パルス幅変調信号が、音声増幅器１０８のスイッチングデューティ比を制御する。音声増幅器１０８は、受け取ったアナログ音声信号を増幅し、増幅した音声信号１３１Ａ－Ｂを供給して出力ジャック１１９Ａ－Ｂにおいて出力デバイス１２１を駆動する。出力デバイス１２１は、ラウドスピーカー、ヘッドフォン、又は、増幅した音声信号１３１Ａ－Ｂを受け取る他の電子デバイスであってもよい。

音声増幅器１０８は、電流測定回路１１０に電気的に結合されている。電流測定回路１１０は、音声増幅器１０８の低位側出力スイッチにおいて出力デバイス１２１を流れる電流信号を検知するように構成されている。いくつかの実施形態では、電流測定回路１１０は、出力デバイス１２１を流れる電流信号の電流の近似を行う。いくつかの実施形態では、電流測定回路１１０の中のカレントミラー回路が該等価電流を供給し、測定する。図示されているように、測定電流信号１２０は、過電流保護回路１１７に提供される。いくつかの実施形態では、測定電流信号１２０が上限電流閾値を超えている場合、過電流保護回路１１７は、パルス幅変調信号の周波数を調節して出力デバイス１２１を流れる電流の大きさを低減する。上限電流閾値は、出力デバイス１２１が歪み又は物理的ダメージなしに耐えられる最大電流であってもよく、出力デバイス１２１を製造するために用いられる材料及び工程に依存し得る。例えば、近年の電子デバイスに用いられる小型スピーカーは、概ね５００ミリアンペアの定常状態に耐えることが可能であり得る。他の実施形態では、過電流保護回路１１７は、測定電流信号１２０が上限電流閾値を超えている場合、音声増幅器１０８をターンオフするように過電流制御信号１１８を供給する。

電流測定回路１１０は、低位側出力スイッチがアクティブである間に、出力デバイス１２１に流れる瞬時電流の等価電流を生成するように動作可能である。電流測定回路１１０は、また、低位側出力スイッチと高位側出力スイッチとが「オン」と「オフ」状態の間を遷移しているときに、負荷電流の等価電流を供給するように動作可能である。これに関し、電流測定回路１１０と過電流保護回路１１７は、測定電流信号１２０を上限電流閾値と比較して、閾値が超えられたことに応じて電流を調節するように作動することにより、瞬時の歪み又は物理的損傷から出力デバイス１２１を確実に保護する。

電流測定回路１１０は、測定電流信号１２０と等価なアナログ電圧をスピーカー保護回路１１１に供給してもよい。図示された実施形態では、アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）１１３が、該アナログ電圧を、測定電流信号１２０を表すデジタル電圧信号１２２に変換する。ＡＤＣ １１３は、デジタル電圧信号１２２を、該デジタル電圧信号１２２を更に処理するスピーカー保護回路１１１に供給する。いくつかの実施形態では、スピーカー保護回路１１１は、ＤＡＣ １０７に信号１１４を供給し、測定した電流フィードバックに基づいてＤＡＣ １０７の信号処理を調節して出力デバイス１２１（例えば、スピーカー）を保護する。

図２は、本開示の実施形態による、例示的な音声増幅出力ドライバ２００の概略図を示している。いくつかの実施形態では、音声増幅出力ドライバ２００は、音声コーデック回路１００に実装されている音声増幅器１０８の一部分を構成している。音声増幅出力ドライバ２００は、携帯電話、ラップトップコンピューター、タブレット、音声／映像システム又は他の類似のデバイスに実装され得るスピーカー負荷２３５を駆動する音声出力を供給する。様々な実施形態において、音声増幅出力ドライバ２００は、Ｄ級増幅器Ｈブリッジ出力段２０１として実装される。音声増幅出力ドライバ２００は、１以上の電流測定回路２１０に結合される。

図２に示されているように、いくつかの実施形態では、Ｈブリッジ出力段２０１は、４つのｎチャネル横拡散型金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３及びＭ４を備えている。第１の２つのハイサイドトランジスタＭ３、Ｍ４の各ドレインは、電源電圧Ｐｖｄｄに接続されている。いくつかの実施形態では、電源電圧Ｐｖｄｄは、トランジスタＭ３、Ｍ４に１２ボルトのＤＣ電力を供給する。しかしながら、他の実施形態では、他の電源電圧が供給されてもよい。各ソースは、ソースが接地信号２２１に接続された２つのローサイドトランジスタＭ１、Ｍ２のドレインに接続されている。スピーカー負荷２３５は、トランジスタスイッチ対Ｍ３、Ｍ１とＭ４、Ｍ２との間に接続されている。図１の制御回路１０９は、パルス幅変調制御信号２０２をトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４のゲートに供給してもよい。いくつかの実施形態では、第１パルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号２０２がトランジスタＭ３のゲート端子に接続され、第２ＰＷＭ制御信号２０２がトランジスタＭ１のゲート端子に接続され、第３ＰＷＭ制御信号２０２がトランジスタＭ４のゲート端子に接続され、第４ＰＷＭ制御信号２０２がトランジスタＭ２のゲート端子に接続される。

いくつかの実施形態では、第１電流測定回路２１０が、カレントミラー増幅器２１１（例えば、電流検知回路）と、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＳ１、Ｓ２と、シールディングスイッチ２２４と、プルダウン抵抗２２５とを備えている。この配置では、スピーカー負荷２３５を流れる電流Ispkが、等価測定電流Isensep、Isensenによって表される。

カレントミラー増幅器２１１は、２つの入力端子、即ち、非反転入力端子２１２と反転入力端子２１４とを備えている。非反転入力端子２１２は、シールディングスイッチ２２４のソース端子に接続されている。シールディングスイッチ２２４のドレイン端子は、トランジスタＭ３（例えば、第１トランジスタスイッチ）のソース端子とトランジスタＭ１（例えば、第２トランジスタスイッチ）のドレイン端子に接続されている。カレントミラー増幅器２１１の反転入力端子２１４は、トランジスタＳ１のソース端子とトランジスタＳ２のドレイン端子に接続されている。カレントミラー増幅器２１１の出力信号２１６は、トランジスタＳ１のゲート端子に接続されてトランジスタＳ１を駆動する。トランジスタＳ２のソース端子は、接地信号２２１に接続されている。トランジスタＳ１のドレイン端子は、Isensep電流信号に接続されている。

シールディングスイッチ２２４のゲート端子は、ローサイドトランジスタＭ１のゲート端子に接続されている。第２ＰＷＭ制御信号２０２がトランジスタＭ１をターンオンすると、シールディングスイッチ２２４が第２ＰＷＭ制御信号２０２に応じてターンオンし、ノードＶａに、Ｍ１のドレイン端子における電圧と等価な小信号ＤＣ電圧を供給する。いくつかの実施形態では、小信号ＤＣ電圧は、概ね５０から１００ミリボルトである。ノードＶａは、カレントミラー増幅器２１１の非反転入力端子２１２に接続されており、カレントミラー増幅器２１１に電圧Ｖａを提供する。カレントミラー増幅器２１１の出力信号２１６は、Ｓ１のゲート電圧を制御してＳ２のドレイン－ソース間電圧を調節する。これに関連して、トランジスタＭ１に印加され、等価的にノードＶａに生成される電圧は、トランジスタＳ１に反映され、負荷電流Ispkに概ね等しいスイッチＳ１及びＳ２を流れるIsensep電流信号を供給する。いくつかの実施形態では、カレントミラー増幅器２１１は、横拡散型金属酸化物半導体回路として実装される。プルダウン抵抗２２５は（例えば、シールディングスイッチ２２４のソース端子にある）ノードＶａと接地信号２２１の間に接続され、シールディングスイッチ２２４がターンオフされたときにノードＶａにおいて０ボルトへの早い遷移を起こさせる。

いくつかの実施形態では、相補的な第２電流測定回路２１０Ｂが、カレントミラー増幅器２１１Ｂと、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４と、シールディングスイッチ２２４Ｂと、プルダウン抵抗２２５Ｂとを備えている。Ｈブリッジ相補トラジスタ対（例えば、Ｍ４とＭ２）においてスピーカー負荷２３５を流れる電流Ispkは、等価測定電流Isensenによって表される。

カレントミラー増幅器２１１Ｂは、２つの入力端子、即ち、非反転入力端子２１５と反転入力端子２１７とを備えている。非反転入力端子２１５は、シールディングスイッチ２２４Ｂのソース端子に接続されている。シールディングスイッチ２２４Ｂのドレイン端子は、トランジスタＭ４（例えば、第３トランジスタスイッチ）のソース端子とトランジスタＭ２（例えば、第４トランジスタスイッチ）のドレイン端子とに接続されている。カレントミラー増幅器２１１Ｂの反転入力端子２１７は、トランジスタＳ３のソース端子とトランジスタＳ４のドレイン端子とに接続されている。カレントミラー増幅器２１１Ｂの出力信号２１９は、トランジスタＳ３のゲート端子に接続され、トランジスタＳ３を駆動する。トランジスタＳ４のソース端子は、接地信号２２１に接続されている。トランジスタＳ１のドレイン端子は、Isensen電流信号に接続されている。

シールディングスイッチ２２４Ｂのゲート端子は、ローサイドトランジスタＭ２のゲート端子に接続されている。第４ＰＷＭ制御信号２０２がトランジスタＭ２をターンオンすると、シールディングスイッチ２２４Ｂが第４ＰＷＭ制御信号２０２に応じてターンオンし、シールディングスイッチ２２４Ｂのソース端子に接続されているノードＶａｂに概ね５０ミリボルトの小信号ＤＣ電圧を供給する。ノードＶａは、カレントミラー増幅器２１１Ｂの非反転入力端子２１５に接続され、カレントミラー増幅器２１１Ｂに電圧Ｖａを供給する。カレントミラー増幅器２１１Ｂの出力信号２１９は、Ｓ３のゲート電圧を制御してＳ４のドレイン－ソース間電圧を制御し、負荷電流Ispkを反映する電流Isensenを供給する。プルダウン抵抗２２５ＢがノードＶａｂと接地信号２２１の間に接続されており、シールディングスイッチ２２４ｂがオフされたときにノードＶａｂにおいて０ボルトへの早い遷移を起こさせる。電源ＡｖｄｄがトランジスタＳ２、Ｓ４のゲートに接続されており、音声増幅出力ドライバ２００が電源オンされたときにトランジスタＳ２、Ｓ４をターンオンする。

図２に示されているように、トランジスタＳ２、Ｓ４は、ここで議論しているように、スピーカー負荷２３５において流れる電流をミラーリングしている。スピーカー負荷２３５は、第１端においてＭ３のソースとＭ１のドレインの間に接続されており、第２端においてＭ４のソースとＭ２のドレインの間に接続されている。トランジスタＳ２は、Ｍ１が導通しているＰＷＭサイクルの間、トランジスタＭ１（例えば、第２トランジスタスイッチ）を流れる電流をミラーリングする。トランジスタＳ４は、Ｍ２が導通しているＰＷＭサイクルの間、トランジスタＭ２（例えば、第４トランジスタスイッチ）を流れる電流をミラーリングする。これに関し、スピーカー負荷２３５の電流は、Ispk電流が複合トランジスタＭ１、Ｍ２を流れるときに、Ispk電流の全範囲について検出される。

図３は、本開示の実施形態による、音声増幅出力ドライバの制御電圧と検出電流（sensed current）のプロットを示している。図３は、第１の遷移３４０と第２の遷移３４０Ｂにおける、トランジスタスイッチＭ１及びシールディングスイッチ２２４のゲート端子におけるゲート電圧、Vgateのプロット３０５を示している。図示されているように、第１の遷移３４０は、０ボルトから５ボルトへのVgateの遷移を示している。第２の遷移３４０Ｂは、５ボルトから０ボルトへのVgateの遷移を示している。第１の遷移３４０の間、トランジスタスイッチＭ３（例えば、第１トランジスタスイッチ）がターンオフしつつあり、トランジスタスイッチＭ１（例えば、第２トランジスタスイッチ）がターンオンしつつある。第２の遷移３４０Ｂの間、トランジスタスイッチＭ３（例えば、第１トランジスタスイッチ）がターンオンしつつあり、トランジスタスイッチＭ１（例えば、第２トランジスタスイッチ）がターンオフしつつある。第２ＰＷＭ制御信号２０２は、トランジスタＭ１とシールディングスイッチ２２４のオンオフを制御する。第４ＰＷＭ制御信号２０２は、トランジスタＭ２とシールディングスイッチ２２４Ｂのオンオフを制御する。

プロット３１０は、プロット３０５の同じ遷移の間におけるソース端子Ｍ３及びドレイン端子Ｍ１の電圧、Voutを示している。プロット３１０は、ＰＷＭ制御信号２０２がトランジスタスイッチＭ３をオフし、トランジスタスイッチＭ１をオンすることによってVoutが１２ボルト（例えば、Pvdd）から０ボルトに遷移することを示している。再度、プロット３０５を参照すると、Vgateにおける電圧は、０ボルトから概ね１．３ボルトに移行し、最後にはこの同じ第１の遷移３４０の間に５ボルトに移行する。

プロット３１５は、同じ遷移３４０、３４０Ｂの間におけるノード電圧Ｖａを示している。プロット３１５に示されているように、Ｖａは、遷移３４１の間のトランジスタスイッチＭ１のオン時間を含み全ての遷移の間、５０ミリボルトで一定である。これに関し、シールディングスイッチ２２４は、遷移３４０、３４１、３４０Ｂの間、Vout及びVgateの電圧遷移によって影響を受けずに、カレントミラー増幅器２１１の非反転入力端子に小信号電圧（例えば、５０ミリボルト）を供給する。このように、プロット３２０に示されているように、電流測定回路２１０は、遷移３４０、３４１、３４０Ｂの間、正確で安定なIsensepの測定値を提供する。

図４は、本開示の実施形態による、サンプルホールド回路４２５を備える例示的な音声増幅出力ドライバ２００の概略図を示している。サンプルホールド回路４２５は、小信号ＤＣ電圧（例えば、概ね５０ミリボルトの小信号ＤＣ電圧のような）をシールディングスイッチ２２４のソースから受け取り、該小信号ＤＣ電圧を所定のサンプル期間の間、カレントミラー増幅器２１１に供給する。図４に示されているように、サンプルホールド回路４２５は、シールディングスイッチ２２４のソース端子とカレントミラー増幅器２１１の非反転入力端子２１２の間に結合されている。

いくつかの実施形態では、サンプルホールド回路４２５は、キャパシタ、電界効果トランジスタスイッチ及び演算増幅器として実装される。例えば、演算増幅器は、概ねその入力における電圧レベル、例えば、該小信号電圧に該キャパシタを充電し、又は放電する。充電された電圧はサンプルホールド回路４２５の出力に切り替えられ、該所定のサンプル期間の間、カレントミラー増幅器２１１の非反転入力端子２１２に供給される。

サンプルホールド回路４２５は、第２変調パルス制御信号２０２に応じてカレントミラー増幅器２１１に小信号電圧を供給するように構成されたトリガ回路４２０を備えている。いくつかの実施形態では、サンプルホールド回路４２５は、第２変調パルス制御信号２０２の時間周期と同じ時間の間、小信号電圧を供給するように動作可能である。他の実施形態では、小信号電圧は、第２変調パルス制御信号２０２の時間周期より短い時間の間、カレントミラー増幅器２１１に供給される。これに関し、サンプルホールド回路４２５は、カレントミラー増幅器２１１において該小信号電圧を保持し、所定のサンプル期間の間、電流Isensep（例えば、又は相補回路に対するIsensen）の測定を可能にする。第２電流測定回路２１０Ｂは、シールディングスイッチ２２４Ｂとカレントミラー増幅器２１１Ｂの間に接続された、第２サンプルホールド回路４２５Ｂと、それに対応するトリガ回路４２０Ｂとを備えており、ここに述べたサンプルホールド機能を実行する。

図５は、本開示の実施形態による、音声増幅出力ドライバスピーカー保護システムについての例示的な方法フローを示している。ブロック５１０では、増幅された音声信号が音声増幅出力ドライバ２００の出力で受信される。音声増幅出力ドライバ２００は、２つのハイサイド／ローサイド出力トランジスタスイッチ対を含み、各対がスピーカー負荷２３５の各端に接続されてスピーカー負荷２３５に電流を流すＨブリッジ出力段２０１を備えている。いくつかの実施形態では、スピーカー負荷２３５を駆動するために、各ハイサイドトランジスタスイッチが１２ＶのＤＣ電源に接続され、各ローサイドトランジスタスイッチが接地信号２２１に接続される。

ブロック５２０では、フロー図は、増幅された音声信号をスピーカー負荷２３５に供給して続行する。例えば、第１パルス幅変調制御信号が、第１トランジスタスイッチ（例えば、ハイサイドスイッチＭ３）のゲート端子に接続され、第１トランジスタスイッチの「オン」及び「オフ」状態を制御する。第２パルス幅変調制御信号が、第２トランジスタスイッチ（例えば、ローサイドスイッチＭ１）のゲート端子に接続され、第２トランジスタスイッチの「オン」及び「オフ」状態を制御する。Ｈブリッジ出力段２０１は、スピーカー負荷２３５の第２端に接続された相補のハイサイド／ローサイドトランジスタスイッチ対（例えば、Ｍ４／Ｍ２）を備えており、相補のパルス幅変調制御信号２０２によって制御される。

ブロック５３０では、フロー図は、シールディングスイッチ２２４を用いてカレントミラー回路部をバイアスして続行する。シールディングスイッチ２２４は、カレントミラー増幅器２１１の非反転入力端子に小信号ＤＣ電圧（例えば、概ね５０ミリボルト）を供給し、第１及び第２スイッチングトランジスタの“オフ”及び“オン”状態と、第２トランジスタスイッチ（例えば、ローサイドトランジスタスイッチ）の“オン”状態との間の遷移の間、カレントミラー増幅器２１１の非反転入力端子２１２に該小信号ＤＣ電圧を供給する。これに関し、シールディングスイッチ２２４は、トランジスタスイッチの電圧遷移の切り替えに影響されずに小信号電圧（例えば、５０ミリボルト）を供給する。

ブロック５４０では、フロー図は、電流測定回路２１０がスピーカー負荷２３５を流れる電流を検知して続行する。カレントミラー増幅器２１１は、スピーカー負荷２３５を流れる電流とほぼ等しい、代表的な電流信号Isensepの正確な電流測定を提供する。ここで議論したように、電流測定回路２１０は、シールディングスイッチ２２４の結果として、スイッチングトランジスタの遷移の間、正確で安定な電流測定値を提供する。Ｈブリッジ出力段２０１は、相補のハイサイド／ローサイドスイッチ対で等価的なスピーカー電流Isensenを検知するように構成された相補の第２電流測定回路２１０Ｂを備えている。これに関し、スピーカー負荷２３５の電流は、Isensep及びIsensenを備えるスピーカー電流の全範囲について検知される。

ブロック５５０において、電流測定回路２１０は、測定された電流Isensep及びIsensenを過電流保護回路１１７に供給する。いくつかの実施形態では、過電流保護回路１１７は、スピーカー電流Ispkが上限電流閾値を超えているとき、第１及び第２パルス幅変調制御信号の周波数を調節してスピーカー負荷２３５を流れる電流を減少させる。

いくつかの実施形態では、電流測定回路２１０は、スピーカー保護回路１１１に渡されるデジタル検知信号への変換のために、測定された電流Isensep及びIsensenのアナログ電圧信号をＡＤＣ １１３に供給してもよい。スピーカー保護回路１１１は、そのデジタル検知信号を処理してＤＡＣ １０７のゲイン調整を行い、音声増幅出力ドライバ２００の出力におけるスピーカー負荷２３５の電流を調整してもよい。

当てはまる場合には、本開示によって提供されている様々な実施形態は、ハードウェア、ソフトウェア、又は、ハードウェアとソフトウェアの組み合わせを用いて実施され得る。また、当てはまる場合には、本願に提示した様々なハードウェア部品及び／又はソフトウェア部品は、本開示の主旨から離れずに、ソフトウェア、ハードウェア及び／又はその両方を備える複合部品に組み合わされることがある。当てはまる場合、本願に提示されている様々なハードウェア部品及び／又はソフトウェア部品は、本開示の範囲から離れずに、ソフトウェア、ハードウェア及び／又はその両方を備えるサブ部品に分離されることがある。加えて、当てはまる場合には、ソフトウェア部品は、ハードウェア部品として実施され得るし、また逆も同様であると考えられる。

本開示によれば、プログラムコード及び／又はデータのようなソフトウェアは、１以上のコンピュータ読み取り可能媒体に格納され得る。本願に特定されたソフトウェアは、ネットワーク化された、及び／又は、そうではない、１以上の汎用又は特定用途のコンピュータ及び／又はコンピュータシステムを用いて実行され得ると考えられる。当てはまる場合には、本願に記載されている特徴を提供するように、本願に記載された様々なステップの順序は変更され、複合ステップに組み合わされ、及び／又はサブステップに分離されることがある。

前述の開示は、本開示を、開示されている、まさにその形態や特定の使用分野に限定することを意図したものではない。したがって、明示的に記載され、又は、本願に示唆されているものの何れであっても、様々な代替の実施形態及び／又は本開示への変更が、本開示に照らして可能であると考えられる。本開示の上記された実施形態をもってすれば、当業者は、本開示の範囲から離れることなく形態及び詳細において変更がなされ得ると認識するであろう。したがって、本開示は、クレームによってのみ限定される。

Claims (17)

1. 負荷に結合された第１トランジスタスイッチであって、前記第１トランジスタスイッチのゲート端子に結合された第１パルス幅変調制御信号に応じて前記負荷に電流を流すように構成されたものである第１トランジスタスイッチと、
   第２トランジスタスイッチであって、前記第２トランジスタスイッチのゲート端子に結合された第２パルス幅変調制御信号に応じて前記負荷に前記電流を流すように構成されたものである第２トランジスタスイッチと、
   電流検知回路と、
   前記負荷に結合されたドレイン端子を有するシールディングスイッチであって、前記シールディングスイッチのゲート端子が前記第２トランジスタスイッチの前記ゲート端子に結合され、前記第２パルス幅変調制御信号に応じて動作するように構成されたものであるシールディングスイッチと、
   所定のサンプル期間の間、前記第２パルス幅変調制御信号に応じて前記シールディングスイッチのソース端子から受け取った信号電圧を前記電流検知回路に供給するように構成されたサンプルホールド回路と、
   を備え、
   前記電流検知回路が、前記信号電圧を前記サンプルホールド回路から受け取り、受け取った前記信号電圧に基づいて、前記負荷を流れる前記電流を反映した電流信号を生成するために使用される出力信号を生成するように構成されたカレントミラー増幅器を備える
   システム。
2. 前記信号電圧が、前記第２トランジスタスイッチのドレイン－ソース間電圧に概ね等しい
   請求項１に記載のシステム。
3. 前記シールディングスイッチが、前記第１トランジスタスイッチがターンオフしつつあり、前記第２トランジスタスイッチがターンオンしつつある第１期間を備える第１遷移と、前記第１トランジスタスイッチがターンオンしつつあり、前記第２トランジスタスイッチがターンオフしつつある第２期間を備える第２遷移との間、前記信号電圧を前記サンプルホールド回路に供給するように構成されている、
   請求項２に記載のシステム。
4. 前記電流検知回路が、過電流保護回路に結合されており、前記電流信号を前記過電流保護回路に供給するように構成され、
   前記過電流保護回路が、前記電流信号が上限電流閾値を超えているとき、前記負荷を流れる前記電流を減少するように前記第１及び第２パルス幅変調制御信号の周波数を調節するように構成された、
   請求項２に記載のシステム。
5. 前記カレントミラー増幅器が、横拡散型金属酸化物半導体回路として構成された
   請求項２に記載のシステム。
6. 前記負荷がスピーカーとして構成された
   請求項１に記載のシステム。
7. 前記第１及び第２トランジスタスイッチが、Ｄ級増幅器Ｈブリッジ出力段の少なくとも一部を構成している
   請求項１に記載のシステム。
8. 更に、
   前記負荷に結合された第３トランジスタスイッチであって、前記第３トランジスタスイッチのゲート端子に結合された第３パルス幅変調制御信号に応じて前記負荷に前記電流を流すように構成された第３トランジスタスイッチと、
   第４トランジスタスイッチであって、前記第４トランジスタスイッチのゲート端子に結合された第４パルス幅変調制御信号に応じて前記負荷に前記電流を流すように構成された第４トランジスタスイッチと、
   第２電流検知回路と、
   前記負荷に結合されたドレイン端子を有し、前記第４パルス幅変調制御信号に応じて動作するように構成された第２シールディングスイッチと、
   前記第２シールディングスイッチのソース端子に結合され、所定のサンプル期間の間、前記第４パルス幅変調制御信号に応じて前記第２シールディングスイッチから受け取った第２信号電圧を前記第２電流検知回路に供給するように構成された第２サンプルホールド回路と、
   を備える、
   請求項１に記載のシステム。
9. 前記第１トランジスタスイッチと前記第２トランジスタスイッチと前記シールディングスイッチとが、ｎチャネル横拡散型金属酸化物半導体電界効果トランジスタとして構成された
   請求項１に記載のシステム。
10. 第１トランジスタスイッチのゲート端子に結合された第１パルス幅変調制御信号に応じて負荷に電流を流すことと、
    第２トランジスタスイッチのゲート端子に結合された第２パルス幅変調制御信号に応じて前記負荷に前記電流を流すことと、
    ドレイン端子が前記負荷に結合され、ゲート端子が前記第２トランジスタスイッチの前記ゲート端子に結合されたシールディングスイッチであって、前記第２パルス幅変調制御信号に応じて信号電圧をサンプルホールド回路に供給するように構成されているシールディングスイッチのソース端子から前記サンプルホールド回路に前記信号電圧を供給することと、
    前記サンプルホールド回路から、所定のサンプル期間の間、前記第２パルス幅変調制御信号に応じてカレントミラー増幅器において前記信号電圧を受け取ることと、
    前記カレントミラー増幅器により、前記信号電圧に基づいて、前記負荷を流れる前記電流を反映する電流信号を生成するために使用される出力信号を生成することと、
    を含む
    方法。
11. 前記サンプルホールド回路が、前記第２パルス幅変調制御信号に応じて前記カレントミラー増幅器の非反転入力端子に前記信号電圧を供給するように構成された
    請求項１０に記載の方法。
12. 更に、
    前記第１トランジスタスイッチがターンオフしつつあり、前記第２トランジスタスイッチがターンオンしつつある期間を備える第１遷移の間、前記カレントミラー増幅器において前記信号電圧を受け取ることと、
    前記第１トランジスタスイッチがターンオンしつつあり、前記第２トランジスタスイッチがターンオフしつつある期間を備える第２遷移の間、前記カレントミラー増幅器において前記信号電圧を受け取ることと、
    を含み、
    前記サンプルホールド回路が、前記第１及び第２遷移の間、前記カレントミラー増幅器の前記非反転入力端子に前記信号電圧を供給する
    請求項１１に記載の方法。
13. 当該方法が、
    前記電流信号を過電流保護回路に供給することと、
    前記過電流保護回路により、前記電流信号が上限電流閾値を超えたとき、前記第１及び第２パルス幅変調制御信号の周波数を調節して前記負荷を流れる前記電流を減少させることと、
    を更に含む
    請求項１１に記載の方法。
14. 前記カレントミラー増幅器が、横拡散型金属酸化物半導体回路として構成されている
    請求項１１に記載の方法。
15. 前記第１及び第２トランジスタスイッチがＤ級増幅器Ｈブリッジ出力段の少なくとも一部を構成している、
    請求項１１に記載の方法。
16. 前記負荷が、スピーカーとして構成されている
    請求項１０に記載の方法。
17. 前記第１トランジスタスイッチと前記第２トランジスタスイッチと前記シールディングスイッチとがｎチャネル横拡散型金属酸化物半導体電界効果トランジスタとして構成されている
    請求項１０に記載の方法。

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