JP7260242B2 - 系統周波数検出器 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、系統周波数検出器に関する。

電力系統の系統周波数を検出する方式として、ゼロクロス点検出型周波数演算が知られている。ゼロクロス点検出型周波数演算は、系統周波数と同期した周期でしか測定データを取ることができず、かつ系統擾乱への耐性を獲得しようとすると、２００ｍｓｅｃ（ミリ秒）以上の比較的長い時定数のフィルタを設けることが通例であった。このため、例えば４０ｍｓｅｃ以下の遅れでの追従など、系統周波数の変化に対する迅速な出力追従が難しい。

また、ＤＱ変換を使用したＰＬＬ（Phase Locked Loop）による周波数演算も知られている。こうしたＰＬＬによる周波数演算では、電力系統側にトラブルが無ければ良好な周波数検出器として用いることができ、ゼロクロス点検出型周波数演算よりも高速に系統周波数に追従することができる。しかしながら、系統電圧に位相跳躍が発生した時には、演算される周波数が一時的に大きく振動してしまうことがある。

このため、系統周波数検出器においては、系統周波数の変化に対して高速に追従できるとともに、系統擾乱が発生した際にも系統周波数の誤検出を抑制できるようにすることが望まれる。

米国特許第８７０４５７１号明細書

本発明の実施形態は、系統周波数の変化に対して高速に追従できるとともに、系統擾乱が発生した際にも系統周波数の誤検出を抑制できる系統周波数検出器を提供する。

本発明の実施形態によれば、電力系統の三相交流電力の三相の電圧信号を直交する二相の電圧信号に変換し、前記二相の電圧信号を回転座標系の電圧信号に変換し、前記回転座標系の電圧信号の移動平均を演算し、前記移動平均を演算した後の前記回転座標系の電圧信号を逆変換することにより、前記三相の電圧信号から直交する二相の電圧信号を生成する直交座標信号生成部と、前記直交座標信号生成部によって生成された前記移動平均を演算した後の前記二相の電圧信号を基に、前記電力系統の角周波数を演算する角周波数演算部と、前記角周波数に１／２πを乗算することにより、前記角周波数から前記電力系統の系統周波数を演算する演算器と、を有する周波数演算部と、を備え、前記角周波数演算部は、前記二相の電圧信号を基に、比例積分制御を行うことにより、前記角周波数を演算し、前記周波数演算部は、所定の変化率以上の前記系統周波数の変化を制限するレートリミッタを有し、前記レートリミッタの入出力差を前記角周波数演算部の前記比例積分制御の演算にフィードバックするとともに、前記レートリミッタから出力された前記角周波数及び前記角周波数の微分値を基に、所定時間経過後の前記角周波数の予測値を演算する予測演算器と、前記レートリミッタから出力された前記角周波数を前記演算器に入力する第１状態と、前記予測演算器から出力された前記予測値を前記演算器に入力する第２状態と、を選択的に切り替える切替回路と、をさらに有し、前記切替回路は、前記直交座標信号生成部によって演算された前記回転座標系の電圧信号を基に、前記電力系統の位相跳躍の検出を行い、前記電力系統の位相跳躍を検出していない状態においては、前記第１状態を選択し、前記電力系統の位相跳躍を検出した際に、前記第２状態を一定時間選択し、前記一定時間の経過の後、前記第２状態から前記第１状態に戻る系統周波数検出器が提供される。

本発明の実施形態によれば、系統周波数の変化に対して高速に追従できるとともに、系統擾乱が発生した際にも系統周波数の誤検出を抑制できる系統周波数検出器が提供される。

系統周波数検出器を模式的に表すブロック図である。 切替回路を模式的に表すブロック図である。 予測演算器を模式的に表すブロック図である。 図４（ａ）～図４（ｇ）は、系統周波数検出器の動作の一例を模式的に表すグラフである。 図５（ａ）～図５（ｃ）は、系統周波数検出器の動作の一例を模式的に表すグラフである。 予測演算器の変形例を模式的に表すブロック図である。 系統周波数検出器の変形例を模式的に表すブロック図である。 系統周波数検出器の変形例を模式的に表すブロック図である。

以下に、各実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。

図１は、系統周波数検出器を模式的に表すブロック図である。
図１に表したように、系統周波数検出器１０は、直交座標信号生成部１２と、周波数演算部１４と、を備える。系統周波数検出器１０は、三相交流電力の電力系統の系統周波数を検出する。

系統周波数検出器１０は、例えば、太陽光発電や風力発電などの分散型電源を電力系統と連系させる電力変換装置などに用いられる。但し、系統周波数検出器１０の用途は、これに限定されるものではない。系統周波数検出器１０は、三相交流電力の電力系統の系統周波数の検出を必要とする任意の機器に用いることができる。

直交座標信号生成部１２は、電力系統の三相交流電力の三相の電圧信号Ｖ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃから直交する二相の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´を生成する。三相の電圧信号Ｖ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃは、例えば、電圧検出器などによって検出され、直交座標信号生成部１２に入力される。三相の電圧信号Ｖ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃは、例えば、所定のサンプリング周期で入力される三相交流電圧の瞬時値である。

直交座標信号生成部１２は、三相二相変換部２０と、回転座標変換部２１と、移動平均フィルタ２２、２３と、逆変換部２４と、を有する。

三相二相変換部２０は、三相の電圧信号Ｖ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃをαβ変換（クラーク変換）により、α相とβ相の二相の電圧信号Ｖ_α、Ｖ_βに変換する。

回転座標変換部２１には、二相の電圧信号Ｖ_α、Ｖ_βが入力されるとともに、電力系統の公称の角周波数ω_ｎを積分して得られる公称の位相θ_ｎが入力される。回転座標変換部２１は、いわゆるｄｑ変換（パーク変換）により、直交二軸座標の電圧信号Ｖ_α、Ｖ_βを位相θ_ｎに同期した座標系（ｄｑ座標）の電圧信号Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑに回転座標変換する。電圧信号Ｖ_ｄは、電力系統の三相交流電力（電圧信号Ｖ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃ）のｄ軸成分を表す電圧信号であり、電圧信号Ｖ_ｑは、電力系統の三相交流電力（電圧信号Ｖ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃ）のｑ軸成分を表す電圧信号である。

移動平均フィルタ２２は、電圧信号Ｖ_ｄの移動平均を演算することにより、移動平均演算後の電圧信号Ｖ_ｄ´を出力する。同様に、移動平均フィルタ２３は、電圧信号Ｖ_ｑの移動平均を演算することにより、移動平均演算後の電圧信号Ｖ_ｑ´を出力する。このように、移動平均フィルタ２２、２３は、電圧信号Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑの移動平均を演算することにより、電圧信号Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑの高周波成分を抑制する。移動平均フィルタ２２、２３は、例えば、電圧信号Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑに含まれる高調波成分を抑制する。これにより、例えば、三相の電圧不平衡、高調波、及びノイズなどの電力系統側のトラブルが、系統周波数の検出に影響を与えてしまうことを抑制することができる。

逆変換部２４は、回転座標系の電圧信号Ｖ_ｄ´、Ｖ_ｑ´を直交二軸座標系に逆変換することにより、電圧信号Ｖ_ｄ´、Ｖ_ｑ´から移動平均演算後の直交二軸座標の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´に変換する。これにより、直交座標信号生成部１２は、三相の電圧信号Ｖ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃから直交する二相の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´を生成する。

周波数演算部１４は、直交座標信号生成部１２によって生成された二相の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´を基に、電力系統の系統周波数ｆを演算する。周波数演算部１４は、ＰＬＬ（Phase-Locked-Loop）の演算を用いることにより、二相変換後の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´に同期した同期位相θ_{αβＰＬＬ}を検出するとともに、同期位相θ_{αβＰＬＬ}の検出過程で得られる角周波数ωから電力系統の系統周波数ｆを演算する。

周波数演算部１４は、角周波数演算部ＡＦＰを有する。角周波数演算部ＡＦＰは、例えば、演算器３０、３１、３２と、乗算器３３、３４と、減算器３５と、演算器３６、３７と、積分器３８と、加算器３９、４０と、積分器４１と、演算器４２と、減算器４３と、を有する。

演算器３０は、二相の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´からｃｏｓθ_ｎとｓｉｎθ_ｎとを演算する。演算器３０は、Ｖ_α´／√（Ｖ_α´^２＋Ｖ_β´^２）の式により、ｃｏｓθ_ｎを演算し、Ｖ_β´／√（Ｖ_α´^２＋Ｖ_β´^２）の式により、ｓｉｎθ_ｎを演算する。演算器３０は、演算したｃｏｓθ_ｎを乗算器３３に入力し、演算したｓｉｎθ_ｎを乗算器３４に入力する。

演算器３１は、検出された同期位相θ_{αβＰＬＬ}を基に、ｓｉｎθ_{αβＰＬＬ}を演算し、ｓｉｎθ_{αβＰＬＬ}を乗算器３３に入力する。

演算器３２は、検出された同期位相θ_{αβＰＬＬ}を基に、ｃｏｓθ_{αβＰＬＬ}を演算し、ｃｏｓθ_{αβＰＬＬ}を乗算器３４に入力する。

乗算器３３は、入力されたｃｏｓθ_ｎとｓｉｎθ_{αβＰＬＬ}とを乗算し、乗算結果を減算器３５に入力する。

乗算器３４は、入力されたｓｉｎθ_ｎとｃｏｓθ_{αβＰＬＬ}とを乗算し、乗算結果を減算器３５に入力する。

減算器３５は、ｓｉｎθ_ｎ・ｃｏｓθ_{αβＰＬＬ}－ｃｏｓθ_ｎ・ｓｉｎθ_{αβＰＬＬ}を演算することにより、電力系統の位相θ_ｎと同期位相θ_{αβＰＬＬ}との誤差位相Δθを演算する。周波数演算部１４は、
Δθ＝θ_ｎ－θ_{αβＰＬＬ}≒ｓｉｎθ_ｎ・ｃｏｓθ_{αβＰＬＬ}－ｃｏｓθ_ｎ・ｓｉｎθ_{αβＰＬＬ}
として、誤差位相Δθを演算する。

演算器３６は、誤差位相Δθに比例ゲインＫ_Ｐを乗算し、乗算結果を加算器３９に入力する。

演算器３７は、誤差位相Δθに積分ゲインＫ_Ｉを乗算し、乗算結果を積分器３８に入力する。

積分器３８は、誤差位相Δθと積分ゲインＫ_Ｉとの乗算結果を積分し、積分値を加算器３９に入力する。

加算器３９は、演算器３６の乗算結果と積分器３８の積分値とを加算する。演算器３６、３７、積分器３８、及び加算器３９は、いわゆる比例積分制御により、誤差位相Δθをゼロにするための角周波数の指令値Δωを演算する。

加算器４０には、加算器３９によって演算された角周波数の指令値Δωが入力されるとともに、電力系統の公称の角周波数ω_ｎが入力される。加算器４０は、角周波数の指令値Δωと電力系統の公称の角周波数ω_ｎとを加算することにより、電力系統の角周波数ωを演算する。このように、角周波数演算部ＡＦＰは、二相の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´を基に、比例積分制御を行うことにより、角周波数ωを演算する。

積分器４１は、加算器４０によって演算された角周波数ωを積分することにより、角周波数ωから同期位相θを演算する。積分器４１は、演算した同期位相θを減算器４３に入力する。

演算器４２は、積分器３８の積分結果に定数Ｋ_φを乗算することにより、補正値を演算する。定数Ｋ_φは、Ｋ_φ＝（Ｔ_ω－Ｔ_ＳＰ）／２によって求められる。Ｔ_ＳＰは、電圧信号Ｖ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃのサンプリング周期を表す。Ｔ_ωは、移動平均フィルタ２２、２３の窓長を表す。Ｔ_ωは、移動平均フィルタ２２、２３の平均数をＮとするとき、Ｎ・Ｔ_ＳＰで表される。演算器４２は、演算した補正値を減算器４３に入力する。

減算器４３は、同期位相θから補正値を減算することにより、同期位相θを補正する。この補正により、減算器４３は、同期位相θ_{αβＰＬＬ}を演算する。

角周波数演算部ＡＦＰは、検出した同期位相θ_{αβＰＬＬ}を演算器３１、３２にフィードバックすることにより、同期位相θ_{αβＰＬＬ}を電力系統の位相θ_ｎと同期させる。このように、角周波数演算部ＡＦＰは、角周波数ωを基に、移動平均を演算した後の二相の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´に同期した同期位相θ_{αβＰＬＬ}を検出するとともに、電力系統の公称の位相θ_ｎと同期位相θ_{αβＰＬＬ}との誤差位相Δθを演算し、誤差位相Δθをゼロにするように角周波数ωを演算する。この例の角周波数演算部ＡＦＰ（周波数演算部１４）のＰＬＬの構成は、例えば、αβＥＰＭＡＦＰＬＬ（αβ Enhanced Pre-filtering Moving Average Filter PLL）と呼ばれる場合がある。

周波数演算部１４は、演算器４５と、レートリミッタ４６と、減算器４７、４８と、予測演算器５０と、スイッチング素子５１と、切替回路５２と、をさらに有する。周波数演算部１４は、演算した角周波数ωから電力系統の系統周波数ｆを演算する。加算器４０は、演算した角周波数ωを積分器４１に入力するとともに、角周波数ωをレートリミッタ４６に入力する。

レートリミッタ４６は、所定の変化率以上の角周波数ωの変化を制限することにより、所定の変化率以上の系統周波数ｆの変化を制限する。レートリミッタ４６は、例えば、４Ｈｚ／ｓｅｃ以上の系統周波数ｆの変化を抑制する。

このように、レートリミッタ４６を設けることにより、電力系統に位相跳躍などが発生した場合にも、系統周波数ｆの急激な変動を抑制し、系統周波数ｆの演算の誤差を小さくすることができる。

減算器４７は、レートリミッタ４６の入力側及び出力側と接続されている。減算器４７は、レートリミッタ４６の入力値からレートリミッタ４６の出力値を減算する。すなわち、減算器４７は、レートリミッタ４６の入力値と出力値との差分を演算する。角周波数ωの演算値が急に大きくなり、レートリミッタ４６によって角周波数ωが制限され、レートリミッタ４６の出力値がレートリミッタ４６の入力値よりも小さくなると、その差分が減算器４７によって演算される。減算器４７は、差分の演算結果を減算器４８に入力する。

減算器４８は、角周波数演算部ＡＦＰの演算器３７と積分器３８との間に設けられる。減算器４８は、誤差位相Δθに積分ゲインＫ_Ｉを乗算した演算器３７の乗算結果から減算器４７の差分の演算結果を減算する。すなわち、減算器４８は、レートリミッタ４６が角周波数ωを制限した際に、レートリミッタ４６によって制限された分を比例積分制御の積分動作の演算から減算する。

このように、周波数演算部１４は、減算器４７、４８を設け、レートリミッタ４６の入出力差を角周波数演算部ＡＦＰの比例積分制御の演算にフィードバックする。これにより、電力系統に位相跳躍などが発生した場合にも、系統周波数ｆの急激な変動をより確実に抑制し、系統周波数ｆの演算の誤差をより小さくすることができる。こうしたフィードバックの制御は、例えば、Anti reset wind upと呼ばれる場合がある。

予測演算器５０は、レートリミッタ４６と直列的に設けられる。予測演算器５０は、レートリミッタ４６から出力された角周波数ω及びその角周波数ωの微分値を基に、所定時間経過後の角周波数ωの予測値ω´を演算する。

スイッチング素子５１は、レートリミッタ４６のみを演算器４５に直列に接続する状態と、レートリミッタ４６と予測演算器５０と演算器４５とを直列に接続する状態と、を選択的に切り替える。この際、スイッチング素子５１は、どちらの状態においてもレートリミッタ４６の出力を減算器４７に入力し、レートリミッタ４６の入出力差が、角周波数演算部ＡＦＰの比例積分制御の演算にフィードバックされるようにする。

切替回路５２は、レートリミッタ４６から出力された角周波数ωを演算器４５に入力する第１状態と、予測演算器５０から出力された予測値ω´を演算器４５に入力する第２状態と、を選択的に切り替える。切替回路５２は、例えば、スイッチング素子５１による経路の切り替えを制御することにより、第１状態と第２状態とを選択的に切り替える。

但し、第１状態と第２状態との切り替えは、これに限定されるものではない。例えば、レートリミッタ４６のみを動作させることによって第１状態とし、レートリミッタ４６と予測演算器５０とを動作させることによって第２状態としてもよい。この場合、スイッチング素子５１は、省略可能である。

切替回路５２には、直交座標信号生成部１２の回転座標変換部２１によって演算されたｄ軸成分の電圧信号Ｖ_ｄと、ｑ軸成分の電圧信号Ｖ_ｑと、が入力される。切替回路５２は、入力された電圧信号Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑを基に、電力系統の位相跳躍の検出を行う。切替回路５２は、電力系統の位相跳躍を検出していない状態においては、第１状態を選択し、角周波数ωを演算器４５に入力する。そして、切替回路５２は、電力系統の位相跳躍を検出した際に、第２状態を一定時間選択し、予測値ω´を演算器４５に一定時間入力する。切替回路５２は、一定時間の経過の後、第２状態から第１状態に戻る。

演算器４５は、角周波数ω又は角周波数ωの予測値ω´に１／２πを乗算することにより、角周波数ω又は予測値ω´から系統周波数ｆを演算する。

このように、周波数演算部１４は、二相の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´から電力系統の系統周波数ｆを演算する。系統周波数検出器１０は、三相の電圧信号Ｖ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃから電力系統の系統周波数ｆを検出する。

図２は、切替回路を模式的に表すブロック図である。
図２に表したように、切替回路５２は、微分回路６０と、絶対値演算回路６１と、微分回路６２と、絶対値演算回路６３と、加算器６４と、判定回路６５と、を有する。切替回路５２には、回転座標変換部２１によって演算された電圧信号Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑが入力される。

微分回路６０は、電圧信号Ｖ_ｄの微分値を演算する。換言すれば、微分回路６０は、電圧信号Ｖ_ｄの傾きを演算する。絶対値演算回路６１は、微分回路６０によって演算された電圧信号Ｖ_ｄの微分値の絶対値を演算する。

同様に、微分回路６２は、電圧信号Ｖ_ｑの微分値を演算する。換言すれば、微分回路６２は、電圧信号Ｖ_ｑの傾きを演算する。絶対値演算回路６３は、微分回路６２によって演算された電圧信号Ｖ_ｑの微分値の絶対値を演算する。

加算器６４は、電圧信号Ｖ_ｄの微分値の絶対値と、電圧信号Ｖ_ｑの微分値の絶対値と、の合計値を演算し、演算した合計値を判定回路６５に入力する。

判定回路６５は、入力された合計値が所定値以上か否かを判定する。電力系統に位相跳躍が発生すると、電力系統の三相交流電力のｄ軸成分を表す電圧信号Ｖ_ｄ及びｑ軸成分を表す電圧信号Ｖ_ｑは、急激に変化する（図４（ｄ）参照）。このため、電圧信号Ｖ_ｄの微分値の絶対値と電圧信号Ｖ_ｑの微分値の絶対値との合計値が所定値以上になった場合には、電力系統に位相跳躍が発生したと考えることができる。

判定回路６５は、スイッチング素子５１の経路の切り替えを行う。判定回路６５は、合計値が所定値未満である場合には、スイッチング素子５１をレートリミッタ４６の出力を演算器４５に入力する状態とする。すなわち、判定回路６５は、電力系統に位相跳躍が発生していないと判断した場合には、第１状態を選択する。

判定回路６５は、合計値が所定値以上である場合には、スイッチング素子５１を予測演算器５０の出力を演算器４５に入力する状態とする。すなわち、判定回路６５は、電力系統に位相跳躍が発生していると判断した場合には、第２状態を選択する。

このように、切替回路５２は、電圧信号Ｖ_ｄの微分値の絶対値と電圧信号Ｖ_ｑの微分値の絶対値との合計値が所定値未満である場合に第１状態を選択し、合計値が所定値以上である場合に第２状態を選択する。

判定回路６５は、第１状態から第２状態に切り替えた場合、例えば、第１状態から第２状態への切り替えのタイミングから一定時間が経過したか否かを判定し、一定時間が経過した後に、第２状態から第１状態に戻す。

すなわち、周波数演算部１４は、レートリミッタ４６から出力された角周波数ωを基に系統周波数ｆを演算するとともに、電力系統に位相跳躍が発生していると判断した場合には、予測演算器５０から出力された予測値ω´に一定時間切り替え、位相跳躍の発生の判断から一定時間については、予測値ω´を基に系統周波数ｆを演算する。

なお、系統周波数検出器１０は、位相跳躍の発生の検出結果を外部に出力する機能を有してもよい。これにより、例えば、系統周波数検出器１０を備えた電力変換装置などにおいて、位相跳躍の発生の検出結果を活用することが可能となり、系統周波数検出器１０の機能性をより高めることができる。

図３は、予測演算器を模式的に表すブロック図である。
図３に表したように、予測演算器５０は、加算器７０と、微分回路７１と、積分回路７２と、を有する。

予測演算器５０は、レートリミッタ４６から出力された角周波数ωを加算器７０に入力するとともに、微分回路７１に入力する。予測演算器５０は、より詳しくは、電力系統に位相跳躍が発生していると判断された時点ｔ０における角周波数ω（ｔ０）を加算器７０及び微分回路７１に入力する。

微分回路７１は、入力された角周波数ω（ｔ０）を時間で微分した微分値ｄω（ｔ０）／ｄｔを演算する。積分回路７２は、微分値ｄω（ｔ０）／ｄｔを積分することにより、位相跳躍が発生していると判断された時点ｔ０から所定時間ｔ経過した後の角周波数ωの予測変化量（ｔ－ｔ０）×ｄω（ｔ０）／ｄｔを演算し、予測変化量（ｔ－ｔ０）×ｄω（ｔ０）／ｄｔを加算器７０に入力する。

加算器７０は、位相跳躍が発生していると判断された時点ｔ０における角周波数ω（ｔ０）と、予測変化量（ｔ－ｔ０）×ｄω（ｔ０）／ｄｔと、を加算することにより、角周波数ωの予測値ω´を演算する。すなわち、予測演算器５０は、以下の（１）式により、予測値ω´を演算する。

このように、予測演算器５０は、角周波数ω及びその角周波数ωの微分値を基に、所定時間経過後の角周波数ωの予測値ω´を演算する。予測演算器５０は、例えば、（１）式に表したように、予測値ω´の演算に用いる角周波数ω及び微分値を、位相跳躍が発生していると判断された時点ｔ０における角周波数ω（ｔ０）、及び微分値ｄω（ｔ０）／ｄｔに固定する。

図４（ａ）～図４（ｇ）は、系統周波数検出器の動作の一例を模式的に表すグラフである。
図４（ａ）～図４（ｇ）の横軸は、時間である。
図４（ａ）の縦軸は、三相の電圧信号Ｖ_ａの一例である。
図４（ｂ）の縦軸は、三相の電圧信号Ｖ_ｂの一例である。
図４（ｃ）の縦軸は、三相の電圧信号Ｖ_ｃの一例である。
図４（ｄ）の縦軸は、回転座標系の電圧信号Ｖ_ｄの一例である。
図４（ｅ）の縦軸は、加算器４０によって演算された角周波数ωからレートリミッタ４６などを通すことなく、そのまま演算器４５で演算した参考の系統周波数ｆの一例である。
図４（ｆ）の縦軸は、系統周波数検出器１０の構成において、位相跳躍が発生した場合にも、予測演算器５０に切り替えることなく、レートリミッタ４６から出力された角周波数ωを演算器４５に入力して演算した参考の系統周波数ｆの一例である。
図４（ｇ）の縦軸は、系統周波数検出器１０の構成によって演算した系統周波数ｆの一例である。

図４（ａ）～図４（ｇ）では、時刻Ｔ１において約３０度の位相跳躍が発生した場合の一例を表している。また、図４（ａ）～図４（ｇ）では、電力系統の実際の系統周波数を５０Ｈｚに設定している。

図４（ｄ）に表したように、位相跳躍が発生すると、電力系統の三相交流電力のｄ軸成分を表す電圧信号Ｖ_ｄは、急激に変化する。同様に、ｑ軸成分を表す電圧信号Ｖ_ｑも、急激に変化する。

図４（ｅ）に表したように、レートリミッタ４６などを用いることなく系統周波数ｆを演算した場合には、位相跳躍の発生時に５Ｈｚ程度の誤計測が発生している。

これに対して、図４（ｆ）に表したように、レートリミッタ４６の入出力差を比例積分制御の演算にフィードバックする構成では、位相跳躍が発生した時の誤計測を１Ｈｚ程度に抑えることができている。

そして、位相跳躍の発生を検出した時にレートリミッタ４６の角周波数ωから予測演算器５０の予測値ω´に切り替える系統周波数検出器１０では、位相跳躍が発生した時の誤計測をさらに抑えることができている。系統周波数検出器１０では、誤計測を０．０１Ｈｚ程度に抑えることができている。

例えば、図４に表した例のように、電力系統の実際の系統周波数が実質的に一定である場合、位相跳躍が発生していると判断された時点ｔ０における角周波数ω（ｔ０）の微分値ｄω（ｔ０）／ｄｔは、実質的に０である。従って、この場合には、ω´≒ω（ｔ０）となり、系統周波数ｆの変動を抑制することができる。

図５（ａ）～図５（ｃ）は、系統周波数検出器の動作の一例を模式的に表すグラフである。
図５（ａ）～図５（ｃ）の横軸は、時間である。
図５（ａ）及び図５（ｂ）の縦軸は、系統周波数検出器１０の構成において、位相跳躍が発生した場合にも、予測演算器５０に切り替えることなく、レートリミッタ４６から出力された角周波数ωを演算器４５に入力して演算した参考の系統周波数ｆの一例である。 図５（ｃ）の縦軸は、系統周波数検出器１０の構成によって演算した系統周波数ｆの一例である。

図５（ａ）～図５（ｃ）では、電力系統の実際の系統周波数Ｆ_Ｔが、レートリミッタ４６の変化率よりも小さい変化率で変動している条件において、演算された系統周波数ｆの一例を模式的に表してる。また、図５（ａ）では、時刻Ｔ２において正の方向に位相跳躍が発生した場合の一例を表している。図５（ｂ）では、時刻Ｔ２において負の方向に位相跳躍が発生した場合の一例を表している。

本願発明者は、鋭意の検討の結果、図５（ａ）及び図５（ｂ）に表したように、電力系統の実際の系統周波数Ｆ_Ｔが、レートリミッタ４６の変化率よりも小さい変化率で変動している場合に、レートリミッタ４６から出力された角周波数ωを用いて系統周波数ｆを演算すると、系統周波数ｆの誤計測が発生し、レートリミッタ４６の変化率に応じて系統周波数ｆが変動してしまうことを見出した。また、本願発明者は、図５（ａ）及び図５（ｂ）に表したように、位相が正の方向に跳躍した場合には、系統周波数ｆが高くなる方向に変動し、位相が負の方向に跳躍した場合には、系統周波数ｆが低くなる方向に変動することを見出した。

これに対し、予測演算器５０の予測値ω´を用いて系統周波数ｆを演算する場合には、位相跳躍が発生していると判断された時点ｔ０における角周波数ω（ｔ０）の微分値ｄω（ｔ０）／ｄｔを基に、電力系統の実際の系統周波数Ｆ_Ｔの変動（傾き）を予測することができる。

従って、系統周波数検出器１０では、図５（ｃ）に表したように、電力系統の実際の系統周波数Ｆ_Ｔが、レートリミッタ４６の変化率よりも小さい変化率で変動している状態で位相跳躍が発生した場合においても、位相跳躍が発生した時の系統周波数ｆの誤計測を抑制することができる。

以上、説明したように、本実施形態に係る系統周波数検出器１０は、レートリミッタ４６から出力された角周波数ωを基に系統周波数ｆを演算するとともに、電力系統に位相跳躍が発生していると判断した場合には、予測演算器５０から出力された予測値ω´に一定時間切り替え、位相跳躍の発生の判断から一定時間については、予測値ω´を基に系統周波数ｆを演算する。これにより、電力系統に位相跳躍などが発生した場合にも、系統周波数ｆの急激な変動を抑制し、系統周波数ｆの演算の誤差を小さくすることができる。また、系統周波数ｆの演算は、オープンループのため、系統周波数ｆを演算する部分にレートリミッタ４６を設けたとしても、ＰＬＬによる系統電圧位相追従の速度に影響を与えることを抑制することができる。従って、系統周波数ｆの変化に対して高速に追従できるとともに、系統擾乱が発生した際にも系統周波数ｆの誤検出を抑制できる系統周波数検出器１０を提供することができる。

予測演算器５０に切り替える一定時間は、例えば、１０ｍｓｅｃ以上３００ｍｓｅｃ以下程度である。一定時間が短すぎると、例えば、図５（ａ）や図５（ｂ）などに表したように、レートリミッタ４６によって演算される系統周波数ｆが変動している状態で、レートリミッタ４６を用いた系統周波数ｆの演算に戻ってしまうことが懸念される。このため、一定時間は、１０ｍｓｅｃ以上であることが好ましい。一方、一定時間が長すぎると、電力系統の実際の系統周波数Ｆ_Ｔの変化の傾きが変動した際に、系統周波数ｆの誤検出が発生してしまうことが懸念される。このため、一定時間は、３００ｍｓｅｃ以下であることが好ましい。一定時間は、例えば、１００ｍｓｅｃ以上２００ｍｓｅｃ以下程度であることがより好適である。これにより、系統周波数ｆの誤検出をより適切に抑制することができる。

図６は、予測演算器の変形例を模式的に表すブロック図である。
なお、上記実施形態と機能・構成上実質的に同じものについては、同符号を付し、詳細な説明は省略する。
図６に表したように、予測演算器５０ａは、移動平均フィルタ７３と、演算器７４と、をさらに有する。

移動平均フィルタ７３は、レートリミッタ４６から出力された角周波数ωの移動平均を演算し、移動平均演算後の角周波数ωを加算器７０及び微分回路７１に入力する。

微分回路７１は、移動平均フィルタ７３から入力された移動平均演算後の角周波数ω（ｔ０）を基に微分値ｄω（ｔ０）／ｄｔを演算し、微分値ｄω（ｔ０）／ｄｔを積分回路７２及び演算器７４に入力する。

積分回路７２は、上記と同様に、微分値ｄω（ｔ０）／ｄｔを積分することにより、角周波数ωの予測変化量（ｔ－ｔ０）×ｄω（ｔ０）／ｄｔを演算し、予測変化量（ｔ－ｔ０）×ｄω（ｔ０）／ｄｔを加算器７０に入力する。

演算器７４は、微分回路７１から入力された微分値ｄω（ｔ０）／ｄｔに所定の係数delaycompを乗算することにより、積分回路７２で演算される予測変化量の補正値を演算する。演算器７４は、演算した補正値を加算器７０に入力する。

加算器７０は、位相跳躍が発生していると判断された時点ｔ０における角周波数ω（ｔ０）と、予測変化量（ｔ－ｔ０）×ｄω（ｔ０）／ｄｔと、補正値と、を加算することにより、角周波数ωの予測値ω´を演算する。すなわち、予測演算器５０ａは、以下の（２）式により、予測値ω´を演算する。

このように、予測演算器５０ａは、角周波数ω（ｔ０）と、予測変化量（ｔ－ｔ０）×ｄω（ｔ０）／ｄｔと、補正値と、を基に、予測値ω´を演算する。

レートリミッタ４６から出力された角周波数ωには、電源ノイズや計測ノイズなどのノイズが乗っている可能性がある。微分回路７１で微分値ｄω（ｔ０）／ｄｔを演算する際に、角周波数ω（ｔ０）にノイズが乗っていると、ノイズに応じた傾きを誤って演算し、系統周波数ｆの誤検出を起こしてしまう可能性がある。

このため、予測演算器５０ａは、移動平均フィルタ７３をさらに有し、角周波数ωの移動平均を演算する。これにより、角周波数ωに乗るノイズの影響を抑制することができる。

一方で、移動平均フィルタ７３を設けると、移動平均フィルタ７３による位相遅れにより、予測値ω´に基づく系統周波数ｆの予測値に遅れが生じてしまう可能性がある。例えば、電力系統の実際の系統周波数Ｆ_Ｔが変動している状態で位相跳躍が発生した場合に、系統周波数ｆの予測値に遅れが生じてしまう可能性がある。

このため、予測演算器５０ａは、演算器７４をさらに有し、予測変化量の補正値を演算し、角周波数ω（ｔ０）と、予測変化量（ｔ－ｔ０）×ｄω（ｔ０）／ｄｔと、補正値と、を基に、予測値ω´を演算する。

演算器７４は、移動平均フィルタ７３による位相遅れを抑制するように補正値を演算する。演算器７４の係数delaycompは、例えば、移動平均フィルタ７３の窓長Ｔ_ωに応じて設定される。係数delaycompは、例えば、窓長Ｔ_ωの半分程度（０．４倍～０．６倍程度）の値に設定される。例えば、移動平均フィルタ７３の窓長Ｔ_ωが、４０ｍｓｅｃである場合には、係数delaycompは、２０ｍｓｅｃ（０．０２）の値に設定される。これにより、移動平均フィルタ７３による位相遅れを抑制することができる。

なお、移動平均フィルタ７３の窓長Ｔ_ωは、例えば、１０ｍｓｅｃ以上１００ｍｓｅｃ以下である。移動平均フィルタ７３の窓長Ｔ_ωを１０ｍｓｅｃ以上に設定することにより、角周波数ωに乗るノイズを適切に抑制することができる。移動平均フィルタ７３の窓長Ｔ_ωを１００ｍｓｅｃ以下に設定することにより、移動平均フィルタ７３による位相遅れが過度に長くなってしまうことを抑制することができる。

このように、予測演算器５０ａは、移動平均フィルタ７３によって角周波数ωに乗るノイズの影響を抑制するとともに、演算器７４によって移動平均フィルタ７３による位相遅れを抑制する。これにより、角周波数ωにノイズが乗っている場合においても、ノイズの影響を抑制し、系統周波数ｆの誤検出をより適切に抑制することができる。系統周波数ｆをより正確に検出することができる。

例えば、直交座標信号生成部１２に設けられた移動平均フィルタ２２、２３などで角周波数ωに乗るノイズを適切に抑制できる場合などには、移動平均フィルタ７３及び演算器７４を省略してもよい。すなわち、図３に表した予測演算器５０の構成で系統周波数ｆを予測してもよい。

図７は、系統周波数検出器の変形例を模式的に表すブロック図である。
図７に表したように、系統周波数検出器１０ａでは、周波数演算部１４が、レートリミッタ５３（制限部）さらに有する。

レートリミッタ５３は、演算器４５とレートリミッタ４６との間、及び演算器４５と予測演算器５０との間に設けられる。換言すれば、レートリミッタ５３は、演算器４５とスイッチング素子５１との間に設けられる。これにより、レートリミッタ５３には、レートリミッタ４６から出力された角周波数ω及び予測演算器５０から出力された予測値ω´のいずれか一方が選択的に入力される。

レートリミッタ５３は、所定の変化率以上の角周波数ω又は予測値ω´の変化を制限することにより、所定の変化率以上の系統周波数ｆの変化を制限する。レートリミッタ５３は、例えば、４Ｈｚ／ｓｅｃ以上の系統周波数ｆの変化を抑制する。

このように、レートリミッタ５３を設けることにより、切替回路５２が第１状態と第２状態とを切り替えた際の系統周波数ｆの急激な変化を抑制することができる。すなわち、角周波数ωから予測値ω´に切り替わったタイミング、又は予測値ω´から角周波数ωに切り替わったタイミングにおいて、系統周波数ｆが急激に変化してしまうことを抑制することができる。

図８は、系統周波数検出器の変形例を模式的に表すブロック図である。
図８に表したように、系統周波数検出器１０ｂでは、周波数演算部１４が、ローパスフィルタ５４をさらに有する。ローパスフィルタ５４は、演算器４５と直列に設けられる。ローパスフィルタ５４は、例えば、演算器４５とレートリミッタ５３との間に設けられる。

ローパスフィルタ５４は、角周波数ω又は予測値ω´の高周波成分を抑制する。ローパスフィルタ５４は、角周波数ω又は予測値ω´の所定の周波数よりも高い周波数の成分を減衰させる。換言すれば、ローパスフィルタ５４は、角周波数ω又は予測値ω´の急激な変動を抑制する。ローパスフィルタ５４は、例えば、移動平均フィルタを用いてもよい。ローパスフィルタ５４は、高周波成分を抑制した後の角周波数ω又は予測値ω´を演算器４５に入力する。

ローパスフィルタ５４は、演算器４５と直列に設けられる。ローパスフィルタ５４は、角周波数ω又は予測値ω´の高周波成分を抑制することにより、系統周波数ｆの高周波成分を抑制する。ローパスフィルタ５４は、系統周波数ｆの急激な変動を抑制する。

このように、ローパスフィルタ５４を設けることにより、電力系統に位相跳躍などが発生した場合にも、系統周波数ｆの急激な変動を抑制し、系統周波数ｆの演算の誤差をより小さくすることができる。

なお、ローパスフィルタ５４は、演算器４５とレートリミッタ５３との間に限ることなく、レートリミッタ５３の前に設けてもよいし、演算器４５の後に設けてもよい。ローパスフィルタ５４の構成は、演算器４５と直列に設けられ、系統周波数ｆの高周波成分を抑制可能な任意の構成でよい。

なお、上記各実施形態では、周波数演算部１４の角周波数演算部ＡＦＰとしてαβＥＰＭＡＦＰＬＬの構成を模式的に表している。角周波数演算部ＡＦＰの構成は、これに限定されるものではない。角周波数演算部ＡＦＰの構成は、例えば、ＥＰＭＡＦＰＬＬ（Enhanced Pre-filtering Moving Average Filter PLL）の構成、ＰＭＡＦＰＬＬ（Pre-filtering Moving Average Filter PLL）の構成、あるいはＥＰＭＡＦＰＬＬ Ｔｙｐｅ２の構成などでもよい。

以上、具体例を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明の実施形態は、これらの具体例に限定されるものではない。例えば、系統周波数検出器１０、１０ａ、１０ｂに含まれる各要素の具体的な構成に関しては、当業者が公知の範囲から適宜選択することにより本発明を同様に実施し、同様の効果を得ることができる限り、本発明の範囲に包含される。
また、各具体例のいずれか２つ以上の要素を技術的に可能な範囲で組み合わせたものも、本発明の要旨を包含する限り本発明の範囲に含まれる。

その他、本発明の実施の形態として上述した系統周波数検出器１０、１０ａ、１０ｂを基にして、当業者が適宜設計変更して実施し得る全ての系統周波数検出器も、本発明の要旨を包含する限り、本発明の範囲に属する。

その他、本発明の思想の範疇において、当業者であれば、各種の変更例及び修正例に想到し得るものであり、それら変更例及び修正例についても本発明の範囲に属するものと了解される。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

Claims (4)

1. 電力系統の三相交流電力の三相の電圧信号を直交する二相の電圧信号に変換し、前記二相の電圧信号を回転座標系の電圧信号に変換し、前記回転座標系の電圧信号の移動平均を演算し、前記移動平均を演算した後の前記回転座標系の電圧信号を逆変換することにより、前記三相の電圧信号から直交する二相の電圧信号を生成する直交座標信号生成部と、
   前記直交座標信号生成部によって生成された前記移動平均を演算した後の前記二相の電圧信号を基に、前記電力系統の角周波数を演算する角周波数演算部と、前記角周波数に１／２πを乗算することにより、前記角周波数から前記電力系統の系統周波数を演算する演算器と、を有する周波数演算部と、
   を備え、
   前記角周波数演算部は、前記二相の電圧信号を基に、比例積分制御を行うことにより、前記角周波数を演算し、
   前記周波数演算部は、
   所定の変化率以上の前記系統周波数の変化を制限するレートリミッタを有し、前記レートリミッタの入出力差を前記角周波数演算部の前記比例積分制御の演算にフィードバックするとともに、
   前記レートリミッタから出力された前記角周波数及び前記角周波数の微分値を基に、所定時間経過後の前記角周波数の予測値を演算する予測演算器と、
   前記レートリミッタから出力された前記角周波数を前記演算器に入力する第１状態と、前記予測演算器から出力された前記予測値を前記演算器に入力する第２状態と、を選択的に切り替える切替回路と、
   をさらに有し、
   前記切替回路は、前記直交座標信号生成部によって演算された前記回転座標系の電圧信号を基に、前記電力系統の位相跳躍の検出を行い、前記電力系統の位相跳躍を検出していない状態においては、前記第１状態を選択し、前記電力系統の位相跳躍を検出した際に、前記第２状態を一定時間選択し、前記一定時間の経過の後、前記第２状態から前記第１状態に戻る系統周波数検出器。
2. 前記予測演算器は、前記レートリミッタから出力された前記角周波数の移動平均を演算し、移動平均後の前記角周波数の微分値を演算するとともに、前記微分値に所定の係数を乗算した補正値を演算し、移動平均後の前記角周波数と前記微分値と前記補正値とを基に、前記予測値を演算する請求項１記載の系統周波数検出器。
3. 前記周波数演算部は、前記レートリミッタから出力された前記角周波数及び前記予測演算器から出力された前記予測値のいずれか一方が選択的に入力され、所定の変化率以上の前記角周波数又は前記予測値の変化を制限することにより、所定の変化率以上の前記系統周波数の変化を制限する制限部をさらに有する請求項１記載の系統周波数検出器。
4. 前記周波数演算部は、前記演算器と直列に設けられ、前記系統周波数の高周波成分を抑制するローパスフィルタをさらに有する請求項１記載の系統周波数検出器。

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