JP6961820B2 - アクチュエータ電流の測定の妥当性を検査する方法および前記方法の使用 - Google Patents

Description

本発明は、電流の測定の妥当性を検査する方法に関する。この電流を用いて、以降でアクチュエータと称される電気油圧式装置または電気機械式装置が駆動制御される。特に、本発明は、自動車内のアクチュエータ、たとえば、自動変速機内の電気制御弁または電気油圧式に動作するギアセレクターにおける電流測定の妥当性を検査する方法に関する。

従来技術から、印加電圧のパルス幅変調によってアクチュエータが周期的な制御信号で駆動制御される方法が知られている。ここでは、周期持続時間に対するパルス幅の比としてデューティサイクルが変えられる。デューティサイクルに相応して生じる、アクチュエータを通る平均電流が測定回路によって検出される。たとえば、既知の純粋なオーム抵抗値を有するシャント抵抗を介した電圧測定を用いた電流検出のための測定回路が、従来技術から知られている。

電流測定の妥当性検査のために、従来技術の方法では、所定のデューティサイクルが設定され、ここで生じる平均アクチュエータ電流が測定され、基準値と比較される。測定された電流強度が基準値の許容範囲外の場合、この電流測定は妥当ではないと識別される。妥当ではない電流測定の考えられる原因は、構成素子の経年劣化、グランドまたは供給電圧への短絡または温度によって生じるパラメーターの変化であり得る。

本発明の課題は、改善された、アクチュエータにおける電流測定の妥当性検査方法を提供することである。特に、本発明の課題は、供給電圧、温度または経年劣化等の影響パラメーターとは無関係に、かつアクチュエータの誘導負荷および／または抵抗負荷とは無関係に、したがって、さまざまな構造様式のアクチュエータに対しても、狭い許容範囲を伴う妥当性検査を可能にする、誘導負荷を伴うアクチュエータを通る電流の妥当性検査方法を提供することである。

以降で説明する、アクチュエータの電流測定の妥当性検査方法は、特に、電磁弁、特にソレノイドポペットバルブ、高速スイッチング弁、電磁比例弁、電磁オンオフ弁、電磁インジェクタまたはギアセレクター弁において使用される。

本発明の詳細および実施例を、図面を参照して以降でより詳細に説明する。

従来技術によるアクチュエータの駆動制御回路を概略的に示す図である。 アクチュエータを駆動制御するための制御機器を概略的に示す図である。 アクチュエータのパルス幅変調された駆動制御時の総和電流およびアクチュエータ電流の時間経過を概略的に示す図である。 図４Ａおよび図４Ｂは、Ｔａｕに対する２つの異なる比ｔ_ＰＷＭに対する、パルス幅変調された駆動制御のデューティサイクルに関連する、平均アクチュエータ電流および平均総和電流の経過を概略的に示す図である。 電流値算出のための装置を概略的に示す図である。

相互対応する部品および／または物理的な量には、すべての図において、同じ参照記号が付けられている。

図１は、従来技術から公知の、アクチュエータ１のための制御機器１０を概略的に示している。制御機器１０は、マイクロコントローラ１１と、ドライバおよび測定回路１２とを含んでいる。マイクロコントローラ１１は、アクチュエータ１の駆動制御のために、パルス幅変調された制御信号１３を生成する。制御機器１０は、パルス幅変調された制御信号１３のデューティサイクルＴ_Ｖに比例する電流をアクチュエータ１に供給する。アクチュエータ１を通る電流は、ドライバおよび測定回路１２によって二度検出され、ここで検出されたこれらの電流は次のように異なっている。すなわち、電流測定信号１４ａは、スイッチ３の開放持続時間ｔ_ａｕｓ中にフリーホイールダイオード２を介した電流を含んでおり、電流測定信号１４ｂはスイッチ３の開放持続時間ｔ_ａｕｓ中にフリーホイールダイオード２を介した電流を含んでいない。ドライバおよび測定回路１２は、電流測定信号１４ａおよび電流測定信号１４ｂをマイクロコントローラ１１に転送する。マイクロコントローラ１１は、それぞれ３つの異なるデューティサイクルＴ_Ｖのもとで測定された電流測定信号１４ａ、１４ｂから、Ｔｖ＝０およびＴｖ＝１のもとでの両方の電流測定信号の経過を計算する。Ｔｖ＝０またはＴｖ＝１のもとで計算された値が互いに過度に大きく偏差している場合には、妥当ではない電流測定が識別される。

図２は、制御機器１０の部分を詳細に示している。マイクロコントローラ１１によって生成された、パルス幅変調された制御信号１３は、ドライバおよび測定回路１２のスイッチ３を駆動制御し、ここでスイッチ３は、パルス幅変調された制御信号１３のパルス持続時間ｔ_ｅｉｎの間、閉成され、二極アクチュエータ１として設計されたアクチュエータ１の第１の極１．１を、第１のシャント抵抗Ｒ_１を介して供給電圧Ｕ_０と接続する。第１の極１．１はさらに、逆方向に接続されたフリーホイールダイオード２を介してグランドＭと接続されている。

二極アクチュエータ１の第２の極１．２は、第２のシャント抵抗Ｒ_２を介してグランドＭと接続されている。

閉成されたスイッチ３を流れる電流は、シャント抵抗Ｒ１を通って流れ（総和電流 summarischer Strom ｉ_Ｓ）、アクチュエータ１を通って流れ、さらにシャント抵抗Ｒ２を通って流れる（アクチュエータ電流ｉ_Ａ）。この時点では逆方向で動作するフリーホイールダイオード２を介して電流は流れない（ダイオード電流ｉ_Ｄ＝０）。スイッチ３が開放されている場合、シャント抵抗Ｒ１を介して電流は流れない（ｉ_Ｓ＝０）。アクチュエータ１が誘導負荷Ｌを含んでいる場合、電流は、同じ方向において、シャント抵抗Ｒ２を介して（ｉ_Ａ）、さらにここでは順方向で動作するフリーホイールダイオード２を介して（ｉ_Ｄ）、さらに流れる。

総和電流ｉ_Ｓの時間平均値Ｉ_Ｓは、第１の測定チェーン１５によって検出され、ここで第１のシャント抵抗Ｒ_１を介して電圧降下ｕが測定され、平滑化ローパスフィルタ４に供給され、その後、増幅器５によって増幅され、ローパスフィルタ、アンチエイリアシングローパスフィルタまたは平均値ローパスフィルタ等のノイズ抑制のためのフィルタ６に供給される。このようにして形成された電流測定信号１４ｂは、アンチエイリアシングローパスフィルタまたは平均値ローパスフィルタ６の出力側から、平均総和電流Ｉ_Ｓを伴って、マイクロコントローラ１１内のアナログデジタル変換器７に供給され、そこでデジタル値Ｚ（Ｉ_Ｓ）に離散化され、以降に詳細に記載されるように評価される。

アクチュエータ電流ｉ_Ａの時間平均値Ｉ_Ａは、第２の測定チェーン１６によって検出され、ここで第２のシャント抵抗Ｒ_２を介して電圧降下ｕが測定され、増幅器５に供給され、アンチエイリアシングフィルタまたは平均値ローパスフィルタ６において帯域幅が制限され、平均化される。このようにして形成された電流測定信号１４ａは、アンチエイリアシングローパスフィルタまたは平均値ローパスフィルタ６の出力側から、平均アクチュエータ電流Ｉ_Ａを伴って、マイクロコントローラ１１内のアナログデジタル変換器７に供給され、そこでデジタル値Ｚ（Ｉ_Ａ）に離散化され、以降に詳細に記載されるように評価される。

図３は、たとえば、８０％のパルス幅変調された制御信号１３のデューティサイクルＴ_Ｖ、Ｔ_Ｖ＝０．８の場合の、定常状態におけるスイッチ３のスイッチング状態に関連した総和電流ｉ_Ｓの時間経過とアクチュエータ電流ｉ_Ａの時間経過とを概略的に示している。ここで制御信号１３の値１は、スイッチオン持続時間ｔ_ｅｉｎを伴う閉成されたスイッチ３に相当し、制御信号１３の値０は、スイッチオフ持続時間ｔ_ａｕｓを伴う開放されたスイッチ３およびここから結果として生じる周期持続時間ｔ_ＰＷＭに相当する。

制御信号１３のパルス持続時間ｔ_ｅｉｎ中にスイッチ３が閉成されている場合には、フリーホイールダイオード２が逆方向で動作し、これによってダイオード電流がゼロであるｉ_Ｄ＝０ので、等しい電流ｉ_Ｓ＝ｉ_Ａが両方のシャント抵抗Ｒ_１、Ｒ_２を通って流れる。

スイッチ３が開放されている場合、すなわち制御信号１３のパルスとパルスの間では、スイッチ３の開放の瞬間から、第１のシャント抵抗Ｒ_１を通って電流は流れない（ｉ_Ｓ＝０）。これに対して、アクチュエータ１が誘導負荷Ｌを含む場合、アクチュエータ電流ｉ_Ａは徐々に減衰し、詳細には、誘導の法則に従って時定数

で指数関数的に減衰する。ここでＲ＞＞Ｒ_２はアクチュエータ１における抵抗負荷Ｒである。減衰するアクチュエータ電流ｉ_Ａは、スイッチ３の開放時にフリーホイールダイオード２を順方向に流れるダイオード電流ｉ_Ｄによってのみもたらされる。

したがって、アクチュエータ電流の時間平均値Ｉ_Ａは、総和電流の時間平均値Ｉ_Ｓとは、まさにダイオード電流の時間平均値Ｉ_Ｄによって異なっており、これはアクチュエータ電流ｉ_Ａの指数関数的な減衰の時定数τ、スイッチ３の開放持続時間ｔ_ａｕｓならびにスイッチ３のスイッチオン持続時間ｔ_ｅｉｎの終わりのアクチュエータ電流ｉ_Ａの極大値ｉ_{Ａ，ｍａｘ}によって決まる。アクチュエータ電流の極大値ｉ_{Ａ，ｍａｘ}は同様に、スイッチ３のスイッチオン持続時間またはパルス持続時間ｔ_ｅｉｎならびに時定数

に関連し、ここには、スイッチオンされているスイッチ３のもとでの、全体的な、有効な抵抗負荷Ｒ_１＋Ｒ_２＋Ｒおよびアクチュエータ１の誘導負荷Ｌが入れられている。ここでは、Ｒ＞＞Ｒ_１，Ｒ＞＞Ｒ_２のために、近似としてＲ_１＋Ｒ_２＋Ｒ≒Ｒが想定される。

したがって、図４Ａ、図４Ｂに示されているように、周期長ｔ_ＰＷＭ＝ｔ_ｅｉｎ＋ｔ_ａｕｓで周期的な、パルス幅変調された制御信号１３の各デューティサイクル

に対して、定常状態において、割り当てられた平均アクチュエータ電流Ｉ_Ａ（Ｔ_Ｖ）および割り当てられた平均総和電流Ｉ_Ｓ（Ｔ_Ｖ）を求めることができる。図４Ａは、時定数τの１０分の１である周期長ｔ_ＰＷＭの平均電流の経過を概略的に示している。図４Ｂは、時定数τの１００倍である周期長ｔ_ＰＷＭの平均電流の経過を概略的に示している。

平均アクチュエータ電流Ｉ_Ａ（Ｔ_Ｖ）はスイッチオン持続時間ｔ_ｅｉｎに比例するため、点Ｉ_Ａ（Ｔ_Ｖ＝０）＝０および

によって決まる直線上にある。

平均総和電流Ｉ_Ｓ（Ｔ_Ｖ）はこのような直線の下方に延在しており、ここで平均アクチュエータ電流と平均総和電流との差Ｉ_Ａ（Ｔ_Ｖ）−Ｉ_Ｓ（Ｔ_Ｖ）はまさに、同様にデューティサイクルＴ_Ｖに関連する平均ダイオード電流Ｉ_Ｄ（Ｔ_Ｖ）に相当する。スイッチ３が継続的に開放されているとき（Ｔ_Ｖ＝０の場合）、さらに同様にスイッチ３が継続的に閉成されているとき（Ｔ_Ｖ＝１の場合）のダイオード電流ｉ_Ｄはゼロまたは無視できるほど小さいので、電流測定が正しいまたは妥当である場合、平均アクチュエータ電流Ｉ_Ａ（Ｔ_Ｖ）の経過と平均総和電流Ｉ_Ｓ（Ｔ_Ｖ）の経過とは、デューティサイクルＴ_Ｖ＝０およびＴ_Ｖ＝１に対して一致しているはずである、または互いに極めて近くに位置しているはずである。本発明では実際の、抵抗負荷Ｒ（抵抗Ｒ_１，Ｒ_２，Ｒ_Ａを伴う）および誘導負荷Ｌに関連し、したがって未知の、平均電流Ｉ_Ａ（Ｔ_Ｖ），Ｉ_Ｓ（Ｔ_Ｖ）の経過が、それぞれ多項式

によって表される。このために、標本点として選択されたＮ個のデューティサイクルＴ_Ｖ，ｉ，ｉ＝１，２，．．．Ｎに対してそれぞれ平均アクチュエータ電流Ｉ_Ａ（Ｔ_Ｖ，ｉ）および平均総和電流Ｉ_Ｓ（Ｔ_Ｖ，ｉ）が測定される。

アクチュエータ電流多項式

の係数α_Ａ，０，α_Ａ，１，・・・α_{Ａ，Ｎ−１}は、次のように選択されている。すなわち、標本点でのアクチュエータ電流多項式が、測定されたアクチュエータ電流を想定するように選択されている。

同様に、総合電流多項式(Summenstrom polynoms)

の係数α_Ｓ，０，α_Ｓ，１，・・・α_{Ｓ，Ｎ−１}は、次のように選択されている。すなわち、標本点での総合電流多項式が、測定された総和電流を想定するように選択されている。

多項式係数α_Ａ，０，α_Ａ，１，・・・α_{Ａ，Ｎ−１}，α_Ｓ，０，α_Ｓ，１，・・・α_{Ｓ，Ｎ−１}を効率的に特定する方法は、従来技術から知られている。たとえば、多項式

がニュートン多項式として定式化可能であり、その係数を、差分商(dividierten Differenzen)の手法に従って求めることができる。したがって、たとえばＮ＝３個の標本点の場合、次の形式の二次多項式が生じる。

ここで多項式係数の計算に、標本点Ｔ_Ｖ，１，Ｔ_Ｖ，２，Ｔ_Ｖ，３での各平均電流値Ｉ_Ａ（Ｔ_Ｖ，ｉ），Ｉ_Ｓ（Ｔ_Ｖ，ｉ）が入れられている。

図３から見て取れるように、スイッチオフされているスイッチ３のもとで、アクチュエータ電流ｉ_Ａの指数関数的な低下は、絶対的なスイッチオフ持続時間ｔ_ａｕｓに関連している。したがって、一定のデューティサイクルＴ_Ｖのもとで周期持続時間ｔ_ＰＷＭが変えられると、平均総合電流Ｉ_Ｓ（Ｔ_Ｖ）も変化する。

さらに、アクチュエータ１の電気的なパラメーターがドライバ／測定回路１２の寸法設計に適している限り、一定の周期持続時間ｔ_ＰＷＭ（総合電流Ｉ_Ｓに近似）のもとで、アクチュエータ１の変化が同じ電流経過を結果として有することが重要である。言い換えると、この妥当性検査方法は、それらが既存のドライバ／測定回路１２に適している限り、さまざまなアクチュエータ１に、一定のＰＷＭ周波数のもとで適している。

回路とアクチュエータとの良好に寸法設計された組み合わせに対して決定的なのは、時定数τに対する周期持続時間ｔ_ＰＷＭの比ｔ_ＰＷＭ／τである。最適に寸法設計されたアクチュエータ−回路におけるこの比ｔ_ＰＷＭ／τは次のとおりである。
１．）＜１
これは、平均総合電流Ｉｓのほぼ放物線状の経過（図４Ａに示されている）を生じさせる。実際にはこれは、誘導アクチュエータによる動作に相当する。
または
２．）＞５０またはより良好には＞１００
これは、平均総合電流Ｉｓのほぼ線形の経過（図４Ｂに示されている）を生じさせる。実際にはこれは、抵抗アクチュエータによる動作に相当する。

両方の比に対して、妥当性は、有利には小さい許容誤差で特定される。上述した２つの比の間の比、すなわち１＜ｔ_ＰＷＭ／τ＜５０の範囲における比は、かなり不十分に寸法設計された回路とアクチュエータとの組み合わせを表しており、これは実際にはたとえば、弁座の衝突を生じさせることがあり、回避されるべきである。このような回路とアクチュエータとの組み合わせのもとで、この妥当性検査方法が使用されると、これ自体が多かれ少なかれ、大きい偏差を生じさせてしまい、これは同様に、許容誤差を広げることによって補償されなければならず、これによって、この妥当性検査方法の利点（狭い許容誤差）がなくなってしまう。

図４Ａ／図４Ｂにおいて概略的に示されているように、比ｔ_ＰＷＭ／τがゼロ／無限大に向かう傾向がある場合、平均総合電流Ｉ_Ｓ（Ｔ_Ｖ）の経過は、デューティサイクルの全範囲にわたって、放物線状／線形の経過に近づく。このような経過は、Ｎ＝３個の、標本点として作用するデューティサイクルＴ_Ｖ，１，Ｔ_Ｖ，２，Ｔ_Ｖ，３を介して明確に特定可能な二次多項式

によって特に良好によく近似される。標本点の均等配分は必須ではない。多くの場合、実際には、全体範囲０≦Ｔｖ≦１にわたって標本点を均等に「選ぶ」ことはできない。ここでの条件は、それらが対で異なっていることである（Ｔｖ１≠Ｔｖ２，Ｔｖ１≠Ｔｖ３，Ｔｖ２≠Ｔｖ３）。

図５は例示的に、測定チェーン１５を用いて、シャント抵抗Ｒ_１，Ｒ_２を通る平均電流を測定するための概略的な装置を示している。シャント抵抗は、第１のシャント抵抗Ｒ_１として、総和電流ｉ_Ｓの経路において、供給電圧Ｕ_０とスイッチ３との間に配置されていてよい。シャント抵抗はまた、第２のシャント抵抗Ｒ_２として、アクチュエータ電流ｉ_Ａの経路において、二極アクチュエータ１の第２の極１．２とグランドＭとの間に配置されていてよい。測定チェーン１５は、増幅器５、アンチエイリアシングローパスフィルタ／平均値ローパスフィルタ６を含んでおり、さらに出力側でアナログデジタル変換器７を含んでいる。自由選択的に、測定チェーン１５は、入力側で、平滑化ローパスフィルタ４を含んでいる。

電流の流れによって、シャント抵抗Ｒ_１，Ｒ_２を介して電圧降下ｕが発生する。この電圧降下ｕは、自由選択的に、平滑化ローパスフィルタ４に供給され、これによって平滑化される。平滑化ローパスフィルタ４の出力側での、平滑化された出力電圧ｕ_ＬＰは、増幅器５に供給される。平滑化ローパスフィルタ４を省く場合、電圧降下ｕは直接的に増幅器５に供給される。総合電流測定では、平滑化ローパスフィルタ４は主にノイズを抑制し、信号における高周波成分、特に急峻なスイッチオンエッジ／スイッチオフエッジを除去するために用いられる。

誘導アクチュエータ１自体がＲＬローパスフィルタとして「作用する」ので、アクチュエータ電流測定時には平滑化ローパスフィルタ４を省くことができる。

増幅器５の出力側での、平滑化され、増幅された出力電圧ｕ_ｖ，ＬＰは、アンチエイリアシングローパスフィルタ／平均値ローパスフィルタ６に供給される。アンチエイリアシングローパスフィルタ／平均値ローパスフィルタ６の上方の境界周波数ｆ_ｇは、サンプリング定理に従って、後続のアナログデジタル変換器７のサンプリング周波数ｆ_Ａの半分未満になるように選択されている

。アナログデジタル変換器７は、アンチエイリアシングローパスフィルタ／平均値ローパスフィルタ６の平滑化され、増幅され、帯域制限された出力電圧

を所定のマッピングまたは特性曲線に従って、ビットパターンとして表すことができるデジタル値Ｚに変換する。これは、たとえば符号付き整数値または浮動小数点値として、マイクロコントローラ１１によって解釈可能である。

マイクロコントローラ１１上では、線形関数ｉ（Ｚ）＝α（Ｔ）・Ｚ＋β（Ｔ）を使用することによって、このようなデジタル値Ｚが電流値に再計算される。ここで勾配α（Ｔ）および数値Ｚ＝０に割り当てられた電流β（Ｔ）は、シャント抵抗Ｒ_１，Ｒ_２の温度Ｔに関連して定められている。

従来技術から、平滑化ローパスフィルタ４の出力側および／または増幅器５の出力側および／またはアンチエイリアシングローパスフィルタ６の出力側および／またはアナログデジタル変換器７の出力側に、付加的な外乱ηが重畳され得ることが知られている。これは、時間的に一定にオフセットとして形成されていても、または時間変動して、ドリフトまたはノイズとして形成されていてもよい。

測定チェーン１５に、ひいては電流値ｉ（Ｚ）の計算に外乱ηを含めることによって、任意のデューティサイクルＴ_Ｖ，ｉのもとで測定された、平均電流に対する測定値Ｉ_Ｓ（Ｔ_Ｖ，ｉ），Ｉ_Ａ（Ｔ_Ｖ，ｉ）の偏差、ひいては、乱されていない測定チェーン１５に対して異なった、少なくとも１つの多項式

に対する標本点が生じる。この多項式は、これがまさに、これらの標本点を通るように選択されている。したがって、これらの多項式

は、２つの境界点Ｔ_Ｖ＝０，Ｔ_Ｖ＝１のうちの少なくとも１つで、理論的に期待される関係の偏差で、一致しない。したがって、有利には外乱を、測定チェーン１５に沿って、本発明の妥当性検査方法によって識別することができる。

１ 二極アクチュエータ，アクチュエータ
１．１ 第１の極
１．２ 第２の極
２ フリーホイールダイオード
３ スイッチ
４ 平滑化ローパスフィルタ
５ 増幅器
６ アンチエイリアシングローパスフィルタ
７ アナログデジタル変換器
１０ 制御機器
１１ マイクロコントローラ
１２ ドライバおよび測定回路
１３ 制御信号
１４ａ 電流信号
１４ｂ 冗長的な電流信号
１５，１６ 第１の測定チェーン，第２の測定チェーン
Ｍ グランド
ｆｇ 境界周波数
η 付加的な外乱
Ｕ_０ 供給電圧
Ｌ 誘導負荷
Ｒ 抵抗負荷
Ｒ_１ 第１のシャント抵抗
Ｒ_２ 第２のシャント抵抗
Ｔ 温度
Ｔ_Ｖ デューティサイクル
Ｔ_Ｖ，ｉ，ｉ＝１，２，．．．Ｎ デューティサイクル
ｔ_ＰＷＭ 周期持続時間
ｔ_ｅｉｎ スイッチオン持続時間、パルス持続時間
ｔ_ａｕｓ スイッチオフ持続時間、開放持続時間
τ 時定数
ｉ_Ｓ 総和電流
ｉ_Ａ アクチュエータ電流
ｉ_{Ａ，ｍａｘ} アクチュエータ電流の極大値
ｉ_Ｄ ダイオード電流
Ｉ_Ｓ 平均総和電流
Ｉ_Ａ 平均アクチュエータ電流
Ｉ_Ｄ 平均ダイオード電流
Ｉ_Ｓ（Ｔ_Ｖ，ｉ），ｉ＝１，２，．．．Ｎ 平均総和電流の測定値、標本点
Ｉ_Ａ（Ｔ_Ｖ，ｉ），ｉ＝１，２，．．．Ｎ 平均アクチュエータ電流の測定値、標本点
Ｚ デジタル値
ｕ 電圧、シャント抵抗での電圧降下
ｕ_ＬＰ 平滑化された出力電圧
ｕ_ｖ，ＬＰ 平滑化され、増幅された出力電圧

帯域幅が制限され、平滑化され、増幅された出力電圧

Claims (15)

1. 誘導負荷（Ｌ）と抵抗負荷（Ｒ）とを含む二極アクチュエータ（１）によるアクチュエータ電流（ｉ_Ａ）の測定の妥当性検査方法であって、
   前記二極アクチュエータ（１）の第１の極（１．１）を、パルス幅変調されたスイッチ（３）を介して供給電圧（Ｕ_０）と接続し、かつ逆方向に配置されたフリーホイールダイオード（２）を介してグランド（Ｍ）と接続し、
   前記二極アクチュエータ（１）の第２の極（１．２）を前記グランド（Ｍ）と接続し、
   前記スイッチ（３）を通る平均総和電流に対する測定値（Ｉ_Ｓ（Ｔ_Ｖ，ｉ），ｉ＝１．．．Ｎ）と前記第２の極（１．２）を通る平均アクチュエータ電流に対する測定値（Ｉ_Ａ（Ｔ_Ｖ，ｉ），ｉ＝１．．．Ｎ）とを、前記スイッチ（３）の前記パルス幅変調の少なくとも３つの異なるデューティサイクル（Ｔ_Ｖ，ｉ，ｉ＝１．．．Ｎ，Ｎ≧３）の下で、定常状態において検出し、
   デューティサイクル（Ｔ_Ｖ）への前記平均総和電流（Ｉ_Ｓ（Ｔ_Ｖ））の関連性を、少なくとも３つの前記平均総和電流に対する前記測定値（Ｉ_Ｓ（Ｔ_Ｖ，ｉ），ｉ＝１．．．Ｎ）に適合させた多項式係数α_Ｓ，０，α_Ｓ，１，・・・α_{Ｓ，Ｎ−１}を含む総合電流多項式
   

   

   によって近似し、デューティサイクル（Ｔ_Ｖ）への前記平均アクチュエータ電流（Ｉ_Ａ（Ｔ_Ｖ））の関連性を、少なくとも３つの前記アクチュエータ電流に対する前記測定値（Ｉ_Ａ（Ｔ_Ｖ，ｉ），ｉ＝１．．．Ｎ）に適合させた多項式係数α_Ａ，０，α_Ａ，１，・・・α_{Ａ，Ｎ−１}を含むアクチュエータ電流多項式
   

   

   によって近似し、
   前記総合電流多項式
   

   

   からの、前記アクチュエータ電流多項式
   

   

   の偏差を、デューティサイクル１（Ｔ_Ｖ＝１）およびデューティサイクル０（Ｔ_Ｖ＝０）に対して計算し、所定の対応する許容誤差と比較し、前記所定の許容誤差の少なくとも１つを上回ると、前記アクチュエータ電流（ｉ_Ａ）の前記測定が妥当ではないと判定する
   アクチュエータ電流（ｉ_Ａ）の測定の妥当性検査方法。
2. 前記アクチュエータ電流多項式
   

   

   および前記総合電流多項式
   

   

   を、ニュートン補間多項式として選択し、前記アクチュエータ電流多項式および前記総合電流多項式は、それぞれ測定値（Ｉ_Ｓ（Ｔ_Ｖ，ｉ），ｉ＝１．．．Ｎ）および（Ｉ_Ａ（Ｔ_Ｖ，ｉ），ｉ＝１．．．Ｎ）を通り、前記多項式係数α_Ｓ，０，α_Ｓ，１，・・・α_{Ｓ，Ｎ−１}，α_Ａ，０，α_Ａ，１，・・・α_{Ａ，Ｎ−１}を差分商の手法に従って求める、請求項１記載の方法。
3. 前記アクチュエータ電流に対する前記測定値（Ｉ_Ａ（Ｔ_Ｖ，ｉ），ｉ＝１．．．Ｎ）および前記平均総和電流に対する前記測定値（Ｉ_Ｓ（Ｔ_Ｖ，ｉ），ｉ＝１．．．Ｎ）を、所定のデューティサイクル（Ｔ_Ｖ，ｉ，ｉ＝１，２，．．．Ｎ）で検出する、請求項１または２記載の方法。
4. ３つのアクチュエータ電流に対する前記測定値（Ｉ_Ａ（Ｔ_Ｖ，ｉ），ｉ＝１．．．３）および３つの前記平均総和電流に対する前記測定値（Ｉ_Ｓ（Ｔ_Ｖ，ｉ），ｉ＝１．．．３）を検出する、請求項１から３までのいずれか１項記載の方法。
5. 前記スイッチ（３）の前記パルス幅変調の周期長（ｔ_ＰＷＭ）を、時定数（τ）よりも小さくなるように、または前記時定数（τ）の５０倍よりも大きくなるように選択し、有利には前記時定数（τ）よりも小さくなるように、または前記時定数（τ）の１００倍よりも大きくなるように選択し、
   前記時定数（τ＝Ｌ/Ｒ）を、前記二極アクチュエータ（１）の閉成されているスイッチ（３）のもとで、前記供給電圧（Ｕ_０）と前記グランド（Ｍ）との間の前記誘導負荷（Ｌ）と前記抵抗負荷（Ｒ）との比として特定する、
   請求項１から４までのいずれか１項記載の方法。
6. 前記スイッチ（３）と前記供給電圧（Ｕ_０）との間に第１のシャント抵抗（Ｒ_１）を配置し、前記第２の極（１．２）と前記グランド（Ｍ）との間に第２のシャント抵抗（Ｒ_２）を配置し、
   前記スイッチ（３）が、スイッチオン持続時間（ｔ_ｅｉｎ）でスイッチオンされているときに、前記第１のシャント抵抗（Ｒ_１）を介した電圧（ｕ）の測定によって前記平均総和電流（Ｉ_Ｓ）を求め、前記平均アクチュエータ電流（Ｉ_Ａ）を、前記パルス幅変調の周期持続時間（ｔ_ＰＷＭ）全体において、前記第２のシャント抵抗（Ｒ_２）を介した電圧（ｕ）の測定によって求める、
   請求項１から５までのいずれか１項記載の方法。
7. シャント抵抗（Ｒ_１，Ｒ_２）を介した前記電圧（ｕ）を、場合によって、平滑化ローパスフィルタ（４）を用いて平滑化し、次に増幅器（５）を用いて増幅し、次にフィルタ、特にアンチエイリアシングローパスフィルタ／平均値ローパスフィルタ（６）を用いて周波数制限または平均化し、次にアナログデジタル変換器（７）を用いてサンプリングし、離散化し、離散化された値から、所定の電圧電流特性曲線にしたがって平均電流（Ｉ_Ｓ，Ｉ_Ａ）を求めることによって、前記平均電流（Ｉ_Ｓ，Ｉ_Ａ）に対するデジタル値（Ｚ）を、測定チェーン（１５，１６）を用いてシャント抵抗（Ｒ_１，Ｒ_２）を介した前記電圧（ｕ）の評価によって求める、請求項６記載の方法。
8. 前記所定の電圧電流特性曲線は、勾配（α（Ｔ））およびオフセット（β（Ｔ））を有する線形関数（ｉ＝α（Ｔ）・ｕ＋β（Ｔ））であり、前記電圧電流特性曲線をそれぞれ、温度（Ｔ）に関連して予め求める、請求項７記載の方法。
9. デューティサイクル０（Ｔ_Ｖ＝０）に対する電流多項式の値
   

   

   を求め、所定の増幅器オフセット値と比較し、
   前記電流多項式の値
   

   

   と前記所定の増幅器オフセット値との間の差が所定の境界値を上回ると、前記アクチュエータ電流（ｉ_Ａ）の電流値の前記測定が妥当ではないと判定する、
   請求項７または８記載の方法。
10. ソレノイドポペットバルブのための、請求項１から９までのいずれか１項記載の方法の使用。
11. 電磁高速スイッチング弁のための、請求項１から９までのいずれか１項記載の方法の使用。
12. 電磁ギアセレクター弁のための、請求項１から９までのいずれか１項記載の方法の使用。
13. 電磁比例弁のための、請求項１から９までのいずれか１項記載の方法の使用。
14. 電磁オンオフ弁のための、請求項１から９までのいずれか１項記載の方法の使用。
15. 電磁インジェクタのための、請求項１から９までのいずれか１項記載の方法の使用。

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