JP6803049B2 - 電源回路、および振動発電装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源回路、および振動発電装置に関する。

環境振動からエネルギーを収穫するエナジーハーベスティング技術の一つとして、ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）振動素子である振動発電素子を用いて環境振動から発電を行う手法が知られている。振動発電素子自体は、圧電素子や静電容量型素子を備え、それを環境振動の周波数で振動させると、その周波数に等しい交流の電力を発生する素子である。そこで、振動発電素子と、振動発電素子が発生した交流電力を利用に適した電圧の直流または交流に変換する電源回路とを組み合わせた振動発電装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１においては、静電容量型の振動発電素子が発電した交流電力の整流（交流から直流への変換）には、整流回路として一般的な二相全波整流回路が用いられている。

特許第５９９０３５２号公報

環境振動の振動エネルギーは微弱であるため、環境振動を高い効率で電気エネルギーに変換する電源回路および振動発電装置が求められている。

本発明の第１の態様による電源回路は、振動発電素子から入力される電力を外部負荷に出力する電源回路であって、前記振動発電素子から入力される交流電力を負電圧出力に半波整流する負半波整流回路と、前記負半波整流回路から出力される前記負電圧出力を、正電圧出力に反転して出力する反転チョッパ回路と、を備える。
本発明の第２の態様による振動発電装置は、第１の態様による電源回路と、前記電源回路に電力を供給する振動発電素子とを備える。

本発明によれば、環境振動のエネルギーを高効率で電気エネルギーに変換することができる。

本発明の第１実施形態の電源回路５０および振動発電装置１００の概略構成を示す模式図。 振動発電装置１００が備える振動発電素子１０の概略を説明する図。 振動発電素子１０の動作原理を説明する図。 負半波整流回路２０と使用した場合と、全波整流回路を使用した場合との発電出力とを比較した図。 反転チョッパ回路３０の入力部Ｐ１の電圧ＶＰ１の時間変化を示す図である。 本発明の第２実施形態の電源回路５０ａおよび振動発電装置１００ａの概略構成を示す模式図。 振動発電装置１００ａが備える振動発電素子１０ａの概略を説明する図。

（第１実施形態）
以下、図を参照して本発明の第１実施形態について説明する。図１は、本発明の第１実施形態の電源回路５０および振動発電装置１００の概略構成を示す模式図である。振動発電装置１００は、環境振動により交流電力を発電する振動発電素子１０と、発電した交流電力を電源として取り出す電源回路５０とを備える。
電源回路５０は、振動発電素子１０から入力される電力のうち負電圧の成分のみを出力する負半波整流回路２０と、負半波整流回路２０からの負電圧の電力を、正電圧に変換する反転チョッパ回路３０とを、含んでいる。電源回路５０は、さらに、反転チョッパ回路３０からの正電圧の電力を、所定の正電圧の電力に変換する電圧変換回路４０を含んでいても良い。

振動発電素子１０は、一例としてエレクトレット電極を備える静電容量型の発電素子（エレクトレット形発電素子）であり、図２を参照してその概要を説明する。
振動発電素子１０は、可動電極である第１電極１１と、固定電極である第２電極１２を有している。第１電極１１は一例として２本の櫛歯部分１５を有する櫛歯電極であり、第２電極１２は一例として３本の櫛歯部分１６を有する櫛歯電極である。

第１電極１１の櫛歯部分１５と第２電極１２の櫛歯部分１６は、図中のＺ方向に所定の厚さを有しており、かつ、それらが噛合する部分において互いに他方の電極に対向している。第１電極１１および第２電極１２は、たとえばシリコンを基材としたＭＥＭＳ構造体として製造することができる。
第２電極１２の櫛歯部分１６のうち、第１電極１１の櫛歯部分１５と対向する面の表面の領域１７には、公知の帯電処理（例えば、特開２０１４−０４９５５７号公報に記載の帯電処理）を施すことにより、負の電荷を有するエレクトレットが形成されている。

エレクトレット化により第２電極１２の櫛歯部分１６が半永久的に帯電する。この結果、エレクトレット化された電極と対向する第１電極１１の櫛歯部分１５には、エレクトレット化された電極とは逆特性の、すなわち正の誘導電荷が誘起される。

第２電極１２は絶縁性の支持枠１３により固定的に保持されている。
一方、第１電極１１は、保持部１４（電極保持部１４ａ、連結部１４ｂ、固定部１４ｃ）により、支持枠１３に対して図中の上下方向（Ｘ方向）に振動するように保持されている。保持部１４は、第１電極１１を保持する電極保持部１４ａと、支持枠１３に固定されている固定部１４ｃと、電極保持部１４ａと固定部１４ｃをつなぐ、可撓性を有する連結部１４ｂから構成されている。

連結部１４ｂは、図１中のＸ方向の厚さが薄く、Ｚ方向の厚さが厚い、金属等の可撓性材料からなる薄片である。支持枠１３に外部から振動が加わると、図中の電極保持部１４ａの左右に設けられている２つの連結部１４ｂが撓むことにより、電極保持部１４ａは支持枠１３に対してＸ方向に振動する。この結果、電極保持部１４ａに保持された第１電極１１は、支持枠１３に固定されている第２電極１２に対して、Ｘ方向に振動する構成となっている。

第１電極１１と第２電極１２とのＸ方向への振動に伴い、第１電極１１の櫛歯部分１５と第２電極１２の櫛歯部分１６が対向する面の面積が増減する。その結果、第１電極１１と第２電極１２とが対向する部分の面積が変化し、エレクトレットによる誘導電荷も変化し、第１電極１１と第２電極１２との間の電位差が変化して起電力が発生することで、振動発電素子１０による発電が行われる。

振動発電素子１０は、振動発電装置１００が設置された環境の振動のエネルギーを電気エネルギーに変換して、交流電力を発生する。
振動発電素子１０からの交流電圧が出力される２本の出力線のうち、第２電極１２に接続されている出力線Ｗ２は、図１中の負半波整流回路２０の入力部に接続され、他方の第１電極１１に接続されている出力線Ｗ１はグランドに接続される。なお、出力線Ｗ１も、グランドを介して負半波整流回路２０のグランド（電源回路５０のグランド）に接続されている。

負半波整流回路２０は、カソードが振動発電素子１０の一端に接続される第１ダイオードＤ１と、アノードが振動発電素子１０の一端と第１ダイオードＤ１のカソードに接続される第２ダイオードＤ２を含む。負半波整流回路２０の入力部は、第１ダイオードＤ１のカソードおよび第２ダイオードＤ２のアノードである。負半波整流回路２０の出力部は、第１ダイオードＤ１のアノードである。

振動発電素子１０の第２電極１２から出力線Ｗ２を経て負半波整流回路２０に入力する交流電圧は、それが正電圧のときには、ほぼ無抵抗で電流として第２ダイオードＤ２を通ってグランド側に流れる。従って、負半波整流回路２０に入力する交流電圧のうちの負電圧の成分だけが、第１ダイオードＤ１を通って、負半波整流回路２０から出力される。
負半波整流回路２０の出力部である第１ダイオードＤ１のアノードには、第１コンデンサＣ１の一端が接続され、第１コンデンサＣ１の他端はグランドに接続されている。負半波整流回路２０から出力された負の電力は、第１コンデンサＣ１に蓄積され、第１コンデンサＣ１から反転チョッパ回路３０に供給される。
第１コンデンサＣ１により、パルス的な出力である負半波整流回路２０からの出力電力は時間的に平滑化されるので、電力を安定して反転チョッパ回路３０に供給することができ、反転チョッパ回路３０による電力の伝達の効率を向上することができる。

図３は、振動発電素子１０の動作原理の概略を表す図である。以下、図３を参照して第１実施形態の振動発電装置１００のエネルギー変換効率が高い理由の１つを説明する。
図３（ａ）〜（ｃ）は、図３に示した第１電極１１の櫛歯部分１５と第２電極１２の櫛歯部分１６が、図１中のＸ方向に相対移動する様子を示す図である。図３の説明においては、簡略化のために第１電極１１の櫛歯部分１５を第１電極１５と呼び、第２電極１２の櫛歯部分１６を第２電極１６と呼ぶ。

図３（ａ）は、第１電極１５と第２電極１６とが所定の部分において対向している状態を示す図である。第１電極１５と対向する第２電極１６の表面の領域１７には、負電荷６０が帯電されたエレクトレットが形成されている。
この負電荷６０に誘起され、第２電極１６と対向する第１電極１５の表面には、正の電荷６２が誘起されている。一方、第２電極１６のうち、第１電極１５と対向しない部分では領域１７の負電荷６０に誘起されて、第２電極１６の内部に正の電荷６１が誘起されている。

第１電極１５に誘起された正の電荷６２と第２電極１６の表面のエレクトレットによる負電荷６０は、第１電極１５と第２電極１６との対向部に電場Ｅ０を形成する。
図３（ａ）中の抵抗Ｒは、振動発電素子１０が接続される電源回路５０および外部負荷ＲＯを抵抗として表したものである。電場Ｅ０中で、振動発電素子１０が振動した場合、第１電極と第２電極間の静電容量変化に伴って発生した電圧が抵抗Ｒには印加されている。図３（ｂ）、（ｃ）に示す例では、第１電極１５と第２電極１６の振動に伴い、振動発電素子１０の出力電圧は図３（ａ）に示す例に比べて、増減する。

図３（ｂ）は、図３（ａ）に示した状態から第１電極１５と第２電極１６とがＸ方向に相対移動し、第１電極１５と第２電極１６とが対向する部分の面積が、図３（ａ）に示した状態よりも減少した場合を示している。
図３（ｂ）に示した状態では、図３（ａ）に示した状態に比べ、第２電極１６の表面の負電荷６０により誘起されていた第１電極１５表面の正の電荷６２は減少し、負電荷６０により誘起されていた第２電極１６内の正の電荷６１は増加する。

そのため、電極の振動により図３（ａ）の状態から図３（ｂ）の状態に変化する際には、図３（ａ）において第１電極１５に誘起されていた正の電荷６２の一部は、電流Ｉ１となって抵抗Ｒを経由して第１電極１５から第２電極１６に移動しようとする（正確には、電子が第２電極１６から第１電極１５に移動しようとする）。このため、第１電極１５は第２電極１６に対して正の電位となる。

しかし、この電荷の移動は、抵抗Ｒの電気抵抗により阻害されるため、第１電極１５には正の残留電荷６４が残留し、一方の第２電極１６内の負電荷６０と対向する部分の一部には、正の電荷の欠損部６３が生じる。この正の残留電荷６４と正の電荷の欠損部６３は、第１電極１５と第２電極１６との対向部の電場Ｅ１を、図３（ａ）の場合の電場Ｅ０に比較して、強めることになる。

図３（ｃ）は、図３（ａ）に示した状態から第１電極１５と第２電極１６とがＸ方向に相対移動し、第１電極１５と第２電極１６とが対向する部分の面積が、図３（ａ）に示した状態よりも増大した場合を示している。
図３（ｃ）に示した状態では、図３（ａ）に示した状態に比べ、負電荷６０により誘起される第１電極１５表面の正の電荷６２も増大し、負電荷６０により誘起されていた第２電極１６内の正の電荷６１は減少する。

そのため、電極の振動により図３（ａ）の状態から図３（ｃ）の状態に変化する際には、図３（ａ）において第２電極１６に誘起されていた正の電荷６１の一部は、電流Ｉ２となって抵抗Ｒを経由して第２電極１６から第１電極１５に移動しようとする（正確には、電子が第１電極１５から第２電極１６に移動しようとする）。このため、第１電極１５は第２電極１６に対して負の電位となる。

しかし、この電荷の移動は、抵抗Ｒの電気抵抗により阻害されるため、第２電極１６には正の残留電荷６５が残留し、一方の負電荷６０と対向する部分の第１電極１５内の一部には、正の電荷の欠損部６６が生じる。この正の残留電荷６５と正の電荷の欠損部６６は、第１電極１５と第２電極１６との対向部の電場Ｅ２を、図３（ａ）の場合の電場Ｅ０に比較して、弱めることになる。

このように電場Ｅ２が弱まった状態では振動発電素子１０の発電効率が低下する。よって、電場Ｅ２が弱まった状態で振動発電素子１０から電力を取り出すと、電気的ダンピングが減少し、機械的エネルギーから電気的エネルギーへの変換速度が遅くなるために、可動電極である第２電極１６に蓄積されている環境振動のエネルギー（運動エネルギー）が、電気エネルギーに効率良く変換されずに、浪費されてしまうことになる。

第１実施形態の電源回路５０および振動発電装置１００においては、図１に示したように、振動発電素子１０の第２電極１２は出力線Ｗ２を経て負半波整流回路２０に接続されている。従って、図３（Ｃ）に示す例のように、振動発電素子１０の第２電極１２が第１電極１１に対して正の電位となる場合には、負半波整流回路２０の第２ダイオードＤ２は順バイアスとなるため、振動発電素子１０で発生された電流は、第２ダイオードＤ２を通って、第２電極１２から第１電極１１まで、ほぼ無抵抗で流れることができる。
このため、第１実施形態の電源回路５０および振動発電装置１００においては、図３(ａ)から図３(ｃ)に示すように第１電極１５と第２電極１６が相対移動したときの電場Ｅ２の弱まりを防止することができ、高い発電効率を得ることができる。

一見すると、第２電極１２から第１電極１１に第２ダイオードＤ２を通して電流を流すことにより、発電された電気エネルギーを浪費しているようにも思える。しかし、第２ダイオードＤ２を順方向に流れる電流の電気抵抗は実質的にゼロであり、また、流れる電流の総量は第１電極１１および第２電極１２に誘起される電荷の量であり上限が決まっていることから、損失する電気エネルギーの量ΔＥＧ２、すなわち（抵抗）×（電流）×（電流）の量も僅かである。

図４は、本形態の負半波整流回路２０と使用した場合と、従来の全波整流回路を使用した場合との発電出力とを比較した図である。
図４（ａ）は、本形態の負半波整流回路２０による発電出力（電力）Ｐ１１と時間ｔ（横軸）の関係を示す図であり、図４（ｂ）は、従来の全波整流回路による発電出力（電力）Ｐ２１と時間ｔ（横軸）の関係を示す図である。両図の縦軸は、出力電力Ｐである。

従来の例えばダイオードブリッジ型の全波整流回路を使用した場合、電極の相対振動に伴い振動発電素子の第１電極と第２電極の間に誘起された正弦波状の電力（電圧）は、全波整流回路により負の電圧が正に反転され、概ね正弦波の絶対値に等しい電力Ｐ２１が出力される。電力Ｐ２１の時間変化の隣り合うピーク間の時間は、振動発電素子の振動の周期の半分である。

一方、図４（ａ）に示した本形態の負半波整流回路２０による出力Ｐ１１は、第１電極１１と第２電極１２の間に誘起された正弦波状の電力（電圧）のうち、第１電極１１が正の電位、第２電極１２が負の電位に誘起された状態のみが出力される。すなわち、正弦波状の電圧のうちの負の部分のみが出力されるので、従来の全波整流回路を使用した場合の出力Ｐ２１に比べて、ピークの数は半分になる。

しかし、振動発電素子の場合、外部から加えられる振動のエネルギーは、空気抵抗や摩擦として失われる機械エネルギーと、振動発電素子に発電される電気エネルギーの和に等しい。よって、外部から加えられる振動のエネルギー、および失われる機械エネルギーが等しければ、取り出せる電気エネルギーの総量は電気エネルギーを取り出す回数（頻度）に関係なく、一定となる。

このため、本形態の負半波整流回路２０による出力Ｐ１１は、１つのピークの大きさ（電力）が、従来の出力Ｐ２１の１つのピークに比べて大きくなる。そして、上述の電場Ｅ２の弱体化を考慮しない場合には、本形態の負半波整流回路２０の出力電力の時間平均Ｐ１０と、従来の全波整流回路を使用した装置の出力電力の時間平均Ｐ２０は等しくなる。
そして、上述の電場Ｅ２の弱体化を考慮すれば、従来の全波整流回路を使用した装置では、電場Ｅ２の弱体化が避けられず発電効率が低下するので、本形態の負半波整流回路２０の出力電力の時間平均Ｐ１０は、従来の全波整流回路による出力電力の時間平均を上回ることになる。

以上で説明したとおり、本形態においては、振動発電素子１０からの電力を負半波整流回路２で入力するために、振動発電素子１０の発電効率を高めることができる。しかし、負半波整流回路２の出力は、負電圧である点で一般的な使用に適さない場合もある。
そこで、本形態においては、負半波整流回路２０から出力される負電圧の電力を、反転チョッパ回路３０に入力し、反転チョッパ回路３０により負電圧の電力を正電圧の電力に反転して出力させる。

負半波整流回路２０から出力され反転チョッパ回路３０に入力された負電圧出力の電気エネルギーは、チョッパタイミングを制御するためのＭＯＳトランジスタ等のスイッチング素子Ｔ１がオンの状態では、一時的にコイルＬ１に蓄積される。そして、スイッチング素子Ｔ１がオフになると、コイルＬ１の自己インダクタンスにより、コイルＬ１に蓄積されていたエネルギーが電流として放出され、整流ダイオードＤ５を通って、後段（図１中の右側）の回路に出力される。

負半波整流回路２０から反転チョッパ回路３０に入力される電力は負電圧であるから、スイッチング素子Ｔ１がオンの状態では、コイルＬ１には、グランド側（図１中の下側）から、スイッチング素子Ｔ１側に向かって電流が流れる。整流ダイオードＤ５は、スイッチング素子Ｔ１側がアノードであるため、スイッチング素子Ｔ１がオンの状態では、逆バイアスとなり電流が流れない。

スイッチング素子Ｔ１がオフになると、コイルＬ１の自己インダクタンスにより、コイルＬ１に蓄積されていたエネルギーが、コイルＬ１中をグランド側から整流ダイオードＤ５側に向かって流れる電流に変換される。このとき、整流ダイオードＤ５に接続されている側のコイルＬ１の端部は、グランドに対して正電位となる。従って、整流ダイオードＤ５は順バイアスとなるため、電流は、整流ダイオードＤ５を通って電圧変換回路４０へと出力される。
以上のように、反転チョッパ回路３０により、負電圧の電力が、正電圧の電力に変換される。

反転チョッパ回路３０の出力部Ｐ３である整流ダイオードＤ５のカソードには、第２コンデンサＣ２の一端Ｐ３が接続され、第２コンデンサＣ２の他端はグランドに接続されている。反転チョッパ回路３０から出力された正の電力は、第２コンデンサＣ２に蓄積され、第２コンデンサＣ２から電圧変換回路４０の入力部Ｖｉｎへと出力される。
第２コンデンサＣ２により、パルス的な出力である反転チョッパ回路３０からの出力電力は時間的に平滑化されるので、電力を安定して電圧変換回路４０に供給することができ、電圧変換回路４０による電力の伝達の効率を向上することができる。

電圧変換回路４０は、出力部Ｖｏｕｔから外部負荷ＲＯに出力する電圧が正の所定の一定値となるように、反転チョッパ回路３０から出力され入力部Ｖｉｎに入力する電圧を、電圧変換する。電圧変換回路４０は、一般的なスイッチングレギュレータ型のＤＣ／ＤＣコンバータを使用することができる。電圧変換回路４０の出力部Ｖｏｕｔとグランドの間には第３コンデンサＣ３が設けられており、これにより電圧変換回路４０からの出力電圧がより平滑化される。

なお、電圧変換回路４０は、反転チョッパ回路３０の出力である正の電力を、外部負荷ＲＯに適した電圧に変換するための回路である。従って、外部負荷ＲＯに適した電圧が反転チョッパ回路３０の出力電圧と一致する場合や、外部負荷ＲＯ自体が電圧を変換する機能を有する場合には、電源回路５０が電圧変換回路４０を備えている必要はない。この場合、外部負荷ＲＯが第２コンデンサＣ２や第３コンデンサＣ３に相当するコンデンサを有している場合には、電源回路５０が第２コンデンサＣ２および第３コンデンサＣ３を備えている必要はない。

反転チョッパ回路３０の入力部Ｐ１は、一例としてｎＭＯＳトランジスタ（ｎＭＯＳＦＥＴ）からなるスイッチング素子Ｔ１のソースに接続されている。
反転チョッパ回路３０において、スイッチング素子Ｔ１をオンおよびオフするための制御は、反転チョッパ回路３０に含まれるツェナーダイオードＤ６、分圧器を構成する抵抗素子Ｒ２、Ｒ３、コンパレータ回路ＣＰ等を含む制御回路３５により行われる。

振動発電素子１０の発電効率は、振動発電素子１０からの電力を蓄積する第１コンデンサＣ１の電圧に依存する。すなわち、第１コンデンサＣ１が充電され、電圧の絶対値が高く（本形態では負に大きく）なり過ぎると、振動発電素子１０からみた第１コンデンサＣ１の電気抵抗が増大するため、振動発電素子１０の発電効率が低下してしまう。逆に、第１コンデンサＣ１の電圧の絶対値が低く（本形態では負に小さく）なり過ぎても、振動発電素子１０の発電効率が低下してしまう。

そこで、制御回路３５は、第１コンデンサＣ１の電圧（反転チョッパ回路３０の入力部Ｐ１の電圧）に基づいて、スイッチング素子Ｔ１をオンおよびオフ制御し、第１コンデンサＣ１の電圧を、振動発電素子１０の発電効率が最も高くなる最適電圧Ｖ０の近傍の所定の範囲に維持している。具体的には、制御回路３５は、第１コンデンサＣ１の電圧が、最適電圧Ｖ０よりも低電圧（負側）の第１基準負電圧Ｖ１と、最適電圧Ｖ０よりも高電圧（正側）の第２基準負電圧Ｖ２の間になるように、制御している。

なお、一般には、スイッチング素子Ｔ１をオンすると、第２コンデンサＣ２に蓄積された電荷が第１コンデンサＣ１に逆流し、第１コンデンサＣ１の電圧が変動することが懸念される。しかし、本形態は第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２の間に反転チョッパ回路３０を備え、反転チョッパ回路３０は、出力部に整流ダイオードＤ５を備えている。従って、正電圧である第２コンデンサＣ２から負電圧である第１コンデンサＣ１への電流は整流ダイオードＤ５により遮断されるため、第１コンデンサＣ１の電圧が第２コンデンサＣ２の電圧により変動を受けることがない。これにより、スイッチング素子Ｔ１の高精度な制御が可能となっている。

以下、制御回路３５について説明する。
反転チョッパ回路３０の入力部Ｐ１には、抵抗素子Ｒ１の一端が接続され、抵抗素子Ｒ１の他端はツェナーダイオードＤ６のアノードに接続されており、ツェナーダイオードＤ６のカソードは、グランドに接続されている。さらに、入力部Ｐ１には、抵抗素子Ｒ２の一端が接続され、抵抗素子Ｒ２の他端には抵抗素子Ｒ３一端が接続され、抵抗素子Ｒ３の他端はグランドに接続されている。

前述のとおり、第１コンデンサＣ１の一端は反転チョッパ回路３０の入力部Ｐ１に接続され、第１コンデンサＣ１の他端はグランドに接続されているので、ツェナーダイオードＤ６のカソードは第１コンデンサＣ１の他端にも接続されている。抵抗素子Ｒ２と抵抗素子Ｒ３は、第１コンデンサＣ１の両端にかかる電圧（グランドを基準とした入力部Ｐ１の電圧）を分圧する分圧器を構成している。

抵抗素子Ｒ２と抵抗素子Ｒ３の接続部である分圧部Ｐ２の電圧は、入力部Ｐ１の電圧が分圧されたものであるから、入力部Ｐ１の電圧に比例する。一方、ツェナーダイオードＤ６のアノードの電圧は、入力部Ｐ１がツェナーダイオードＤ６の降伏電圧より負電圧であれば、負の一定値（ツェナーダイオードＤ６の降伏電圧）となる。
そこで、上記の２つの電圧をコンパレータ回路ＣＰに入力し電圧比較を行うことで、入力部Ｐ１の電圧（第１コンデンサＣ１の電圧）が、振動発電素子１０の発電効率を最大にする最適電圧Ｖ０以上であるか、それ以下であるかを判断することができる。

この判断のために、分圧器を構成する抵抗素子Ｒ２，Ｒ３の抵抗値は、反転チョッパ回路３０の入力部Ｐ１の電圧（第１コンデンサＣ１の電圧）が最適電圧Ｖ０であるときに、分圧部Ｐ２の電圧が、ツェナーダイオードＤ６の降伏電圧とほぼ等しくなるように設定する。この設定を容易にするために、図１中に示したように、抵抗素子Ｒ２、Ｒ３の少なくとも一方（図１では抵抗素子Ｒ２）は、可変抵抗であることが望ましい。
なお、抵抗素子Ｒ２と抵抗素子Ｒ３は、抵抗素子に代えて、それぞれコンデンサとすることもできる。

コンパレータ回路ＣＰのマイナス側入力（第１入力）には、ツェナーダイオードＤ６のアノードの電圧が入力される。一方、プラス側入力（第２入力）には、入力側帰還抵抗Ｒ４を介して分圧部Ｐ２の電圧が入力され、かつ、出力側帰還抵抗Ｒ５を介してコンパレータ回路ＣＰの出力が入力される。

これにより、コンパレータ回路ＣＰはヒステリシスを有する回路として機能する。すなわち、分圧部Ｐ２の電圧が正電圧側から負電圧側に変化する場合には、分圧部Ｐ２の電圧が、マイナス側入力に入力される電圧よりも低い（より負の）所定の第１電圧に達したときに、コンパレータ回路ＣＰの出力がゼロ（グランド電位）から負に変化する。一方、分圧部Ｐ２の電圧が負電圧側から正電圧側に変化する場合には、分圧部Ｐ２の電圧が、マイナス側入力に入力される電圧よりも高い（正側である）所定の第２電圧に達したときに、コンパレータ回路ＣＰの出力が負からゼロ（グランド電位）に変化する。
なお、入力側帰還抵抗Ｒ４の抵抗値、および出力側帰還抵抗Ｒ５の抵抗値は、第１コンデンサＣ１の電圧が上述の第１基準負電圧Ｖ１および第２基準負電圧Ｖ２であるときに、分圧部Ｐ２の電圧がそれぞれ上述の第１電圧および第２電圧になるように、設定する。この設定に際して、上述の抵抗素子Ｒ２、Ｒ３の抵抗値を合わせて設定することが望ましい。

コンパレータ回路ＣＰの出力は、ｐＭＯＳトランジスタ（ｐＭＯＳＦＥＴ）Ｔ２のゲートに入力される。
コンパレータ回路ＣＰの出力が負であれば、トランジスタＴ２はオンになり、抵抗素子Ｒ８を流れる電流による電圧降下により、ｎＭＯＳトランジスタであるスイッチング素子Ｔ１のゲートの電圧が、スイッチング素子Ｔ１のソースの電圧より高く（正側に）なり、スイッチング素子Ｔ１がオンになる。なお、電圧降下の量を調整できるように、抵抗素子Ｒ８は可変抵抗であることが好ましい。

一方、コンパレータ回路ＣＰの出力がゼロであれば、トランジスタＴ２はオフになり、
その結果ｎＭＯＳトランジスタであるスイッチング素子Ｔ１のゲートの電圧は、スイッチング素子Ｔ１のソースの電圧に等しくなるため、スイッチング素子Ｔ１がオフになる。
なお、トランジスタＴ２のゲートとグランドの間に配置される抵抗素子Ｒ７は、トランジスタＴ２のゲートに一時的に蓄積されたコンパレータ回路ＣＰの出力をグランドに放電させるための抵抗素子であり、放電時間の調整のために可変抵抗であることが好ましい。
また、第２ツェナーダイオードＤ７は、入力部Ｐ１の電圧の絶対値が小さくトランジスタＴ２の動作が不安定な状態において、第２ツェナーダイオードＤ７および抵抗素子Ｒ８を遮断し、スイッチング素子Ｔ１をオフにするための素子である。

図５は、本形態の振動発電装置１００における、反転チョッパ回路３０の入力部Ｐ１の電圧（第１コンデンサＣ１の電圧）ＶＰ１の時間変化を示す図であり、縦軸は電圧を、横軸は時間を示す。
振動発電素子１０が発電を開始すると、第１コンデンサＣ１には、負の電荷が蓄積されるため、第１コンデンサＣ１の電圧ＶＰ１は徐々に負に増大する。

第１コンデンサＣ１の電圧ＶＰ１が第１基準負電圧Ｖ１に達すると、電圧ＶＰ１に比例する分圧部Ｐ２の電圧は上述の第１電圧に達し、制御回路３５がスイッチング素子Ｔ１をオンにする。これより、第１コンデンサＣ１に蓄積された電荷（電気エネルギー）は放電され、電流となってコイルＬ１に流れ、磁気エネルギーとしてコイルＬ１に蓄積される。スイッチング素子Ｔ１がオンになっても、第１コンデンサＣ１には、振動発電素子１０から負半波整流回路２０を介して負の電流が流入する。しかし、負半波整流回路２０から流入する電流よりも、コイルＬ１に流れ出す電流の方が多いため、第１コンデンサＣ１の電圧ＶＰ１は負に減少する（正の向きに変化する）。

スイッチング素子Ｔ１がオンされた後、しばらくすると、第１コンデンサＣ１の電圧ＶＰ１は負側から第２基準負電圧Ｖ２に達し、電圧ＶＰ１に比例する分圧部Ｐ２の電圧も上述の第２電圧に達する。すると、制御回路３５がスイッチング素子Ｔ１をオフにするため、第１コンデンサＣ１からコイルＬ１への放電が停止される。第１コンデンサＣ１には、振動発電素子１０から負半波整流回路を介して負の電流が流入し続けているので、その後、第１コンデンサＣ１の電圧ＶＰ１は、再び負側に変化して第１基準負電圧Ｖ１に達する。

そして、上述のサイクルを繰り返すことで、第１コンデンサＣ１の電圧ＶＰ１は、第１基準負電圧Ｖ１と第２基準負電圧Ｖ２との間、すなわち、振動発電素子１０の発電効率が最も高くなる最適電圧Ｖ０の近傍に保たれる。これにより、本形態の振動発電装置１００および電源回路５０は、高い発電効率を実現することができる。

（第２実施形態）
図６は、本発明の第２実施形態の電源回路５０ａおよび振動発電装置１００ａの概略構成を示す模式図である。この第２実施形態の構成は、大部分が上述の第１実施形態と同様であるので、同一の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
この第２実施形態では、振動発電素子１０ａと負半波整流回路２０ａの構成が、上述の第１実施形態とは異なっているが、それ以外の構成は、第１実施形態と同様である。

図７は、第２実施形態の振動発電装置１００ａが備える振動発電素子１０ａを示す概略図である。振動発電素子１０ａは、上述の図４の振動発電素子１０に対し、保持部１４を挟んで図中の下側に、もう一つの振動発電素子１０を上下反転させて並列して配置したような構成である。

２つの固定電極である第２電極１２ａおよび第２電極１２ｂは、それぞれ支持枠１３の＋Ｘ側および−Ｘ側の端部の内側に固定されている。一方、２つの可動電極である第１電極１１ａおよび第１電極１１ｂは、保持部１４を構成する電極保持部１４ａのそれぞれ＋Ｘ側および−Ｘ側に設置されている。従って、上述の第１実施形態と同様に、外部からの振動により保持部１４が振動すると、第１電極１１ａ、１１ｂは、第２電極１２ａ、１２ｂに対して、Ｘ方向に振動する。第２電極１２ａ、１２ｂのそれぞれの櫛歯部分１６ａ、１６ｂのうち、第１電極１１ａ、１１ｂの櫛歯部分１５ａ、１５ｂと対向する面の表面の領域１７ａ、１７ｂには、負の電荷を有するエレクトレットが形成されている。

負半波整流回路２０ａは、図６に示す構成であり、図１に示されている負半波整流回路２０が、２つ並列に配置された構成となっている。第２電極１２ａに接続されている出力線Ｗ２ａは、上述の第１実施形態と同様に、負半波整流回路２０の入力部である第１ダイオードＤ１のカソードおよび第２ダイオードＤ２のアノードに接続されている。そして、第２電極１２ｂに接続されている出力線Ｗ２ｂは、負半波整流回路２０のもう一つの入力部である第３ダイオードＤ３のカソードおよび第４ダイオードＤ４のアノードに接続されている。

第１電極１１ａおよび１１ｂに接続されている出力線Ｗ１は、上述の第１実施形態と同様にグランドに接続され、かつ、第２ダイオードＤ２のカソードと第４ダイオードＤ４のカソードとに接続されている。
第１ダイオードＤ１のアノードと第３ダイオードＤ３のアノードが、負半波整流回路２０の出力部である。

本第２実施形態が備える負半波整流回路２０ａは、一見するとダイオードブリッジ型の全波整流回路のようにも見えるが、２つの負半波整流回路が並列に配置されたものであって、全波整流回路でない。一対の出力線Ｗ２ａおよび出力線Ｗ２ｂからそれぞれ入力される電圧が、出力線Ｗ１から入力される電圧を基準として負の場合に限りその電力を出力部に出力し、入力される電圧が正の場合には、第２ダイオードＤ２および第４ダイオードＤ４を通して電流をグランドに流す。

このように負半波整流回路２０ａは、交流電圧のうちの負電圧の部分のみを通過させる半波整流回路として機能する。従って、振動発電素子１０ａと負半波整流回路２０ａを組合せることにより、上述の第１実施形態と同様に、振動発電素子１０ａ内の電場Ｅ２の弱まりを防止することができ、高い発電効率を得ることができる。
さらに、第２実施形態の振動発電装置１００ａが備える振動発電素子１０ａは、上述のように第１実施形態の振動発電素子１０が２つ並列に配置されたものであるので、第１実施形態の振動発電装置１００よりもさらに高い発電効率を得ることができる。

上記の第１実施形態および第２実施形態のいずれにおいても、振動発電素子１０、１０ａは、第１電極１１、１１ａ、１１ｂを可動電極、第２電極１２、１２ａ、１２ｂを固定電極としているが、この構成に限られるものではない。すなわち、第１電極１１、１１ａ、１１ｂを固定電極、第２電極１２、１２ａ、１２ｂを可動電極としても良い。
また、第２電極１２、１２ａ、１２ｂの表面領域に負の電荷を有するエレクトレットを形成する代わりに、第１電極１１、１１ａ、１１ｂの表面領域に正の電荷を有するエレクトレットを形成しても良い。この場合にも、上述のように、両電極間の電場Ｅ２が弱まった状態で振動発電素子１０から電力を取り出すことを防止でき、発電効率を向上することができる。

負半波整流回路２０、２０ａ内の各ダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）は、複数のダイオードを直列に接続して耐圧を向上させたものを用いても良い。
また、反転チョッパ回路３０内の制御回路３５の中のツェナーダイオードＤ６も、複数のツェナーダイオードを直列に接続したものを用いても良い。

上記の各形態では、反転チョッパ回路３０内の制御回路３５の中のツェナーダイオードＤ６は、カソードが直接グランドに接続されるとしたが、これに限らず、抵抗素子を介してグランドに接続される構成であってもよい。
ただし、この場合には、その抵抗素子を流れる電流による電圧降下の分だけ、コンパレータ回路ＣＰのマイナス側入力（第１入力）に入力される電圧がツェナーダイオードＤ６の降伏電圧よりも負にシフトすることになる。そこで、コンパレータ回路ＣＰのプラス側入力（第２入力）に入力される分圧部Ｐ２の電圧も同程度に負にシフトさせるように、抵抗素子Ｒ２と抵抗素子Ｒ３の抵抗値を設定することが望ましい。なお、ツェナーダイオードＤ６のカソードが抵抗素子を介してグランドに接続される場合には、アノード側の抵抗素子Ｒ１を省略することもできる。

反転チョッパ回路３０内の制御回路３５全体についても、上述の構成に限らず他の構成であっても良い。例えば、コンパレータ回路ＣＰに代えて、入力部Ｐ１の電圧をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換回路および制御用ロジック回路を用いることもできる。この場合には、デジタル変換された電圧値が、上述の第１基準負電圧Ｖ１および第２基準負電圧Ｖ２であるときに、制御用ロジック回路がスイッチング素子Ｔ１をオンおよびオフにする構成とすれば良い。

（実施形態の効果）
（１）上述の各実施形態および各変形例の電源回路５０、５０ａは、振動発電素子１０、１０ａから入力される電力を外部負荷に出力する電源回路であって、振動発電素子１０、１０ａから入力される交流電力を負電圧出力に半波整流する負半波整流回路２０、２０ａと、負半波整流回路２０、２０ａから出力される負電圧出力を、正電圧出力に反転して出力する反転チョッパ回路３０と、を備えている。
この構成により、振動発電素子１０、１０ａに高効率で発電を行わせることができ、環境振動のエネルギーを高効率で電気エネルギーに変換することができる。

（２）（１）において、反転チョッパ回路３０から出力される正電圧出力を、電圧変換して外部負荷に出力する電圧変換回路４０をさらに備える構成とすることで、電源回路５０から、外部負荷ＲＯに適した電圧を出力することができ、これにより、種々の外部負荷ＲＯに適した電源回路５０を実現することができる。

（３）（１）または（２）において、さらに第１コンデンサＣ１を備え、第１コンデンサＣ１は、その一端が負半波整流回路２０，２０ａの出力部に接続され、他端がグランドに接続され、負半波整流回路２０，２０ａから出力される負電圧出力を蓄積し、反転チョッパ回路３０に出力する構成とすることで、電力を安定して反転チョッパ回路３０に供給することができ、反転チョッパ回路３０による電力の伝達の効率を向上することができる。
（４）（３）において、さらに第２コンデンサＣ２を備え、第２コンデンサＣ２は、その一端が反転チョッパ回路３０の出力部に接続され、他端がグランドに接続され、反転チョッパ回路３０から出力される正電圧出力を蓄積し、電圧変換回路４０に出力する構成とすることで、電力を安定して電圧変換回路４０に供給することができ、電圧変換回路４０による電力の伝達の効率を向上することができる。

（５）（４）において、さらに反転チョッパ回路３０の中のチョッパタイミングを制御するスイッチング素子Ｔ１を、第１コンデンサＣ１の一端の電圧が第１基準負電圧になるとオンにし、第１基準負電圧よりも正側の第２基準負電圧になるとオフにする制御回路３５を備える構成とすることで、第１コンデンサＣ１の電圧を、振動発電素子１０の発電効率が最も高くなる最適電圧Ｖ０の近傍に保ち、発電効率をさらに向上することができる。
（６）（５）において、さらに制御回路３５は、第１コンデンサＣ１の一端と他端の間に、アノードが第１コンデンサＣ１の一端側を向いて配置されているツェナーダイオードＤ６と、第１コンデンサＣ１とツェナーダイオードＤ６の間に配置されている抵抗素子Ｒ１と、第１コンデンサＣ１の一端と他端の間に配置され、第１コンデンサＣ１の一端の電圧と第１コンデンサの他端の電圧とを分圧する分圧器Ｒ２、Ｒ３とを含み、制御回路３５は、ツェナーダイオードＤ６の両端にかかる電圧と分圧器Ｒ２、Ｒ３の出力電圧との高低の比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｔ１をオンおよびオフする構成とすることで、第１コンデンサＣ１の電圧に基づいて正確にスイッチング素子Ｔ１をオンおよびオフすることができる。これにより、第１コンデンサＣ１の電圧を、より正確に最適電圧Ｖ０の近傍に保ち、発電効率をさらに向上することができる。

（７）（６）において、さらに抵抗素子Ｒ１は、一端が第１コンデンサＣ１の一端に接続され、他端がツェナーダイオードＤ６のアノードに接続されており、ツェナーダイオードＤ６のカソードは、第１コンデンサの他端に接続されている構成とすることで、ツェナーダイオードＤ６のアノード側の電圧を、グランドに対するツェナーダイオードＤ６の降伏電圧とすることができる。これにより、上述のツェナーダイオードＤ６の両端にかかる電圧と分圧器Ｒ２、Ｒ３の出力電圧との高低の比較が容易になり、反転チョッパ回路３０を低コスト化することができる。
（８）（６）または（７）において、さらに制御回路３５は、コンパレータ回路ＣＰ、入力側帰還抵抗Ｒ４、出力側帰還抵抗Ｒ５を含み、コンパレータ回路ＣＰの第１入力には、ツェナーダイオードＤ６のアノードの電圧が入力され、コンパレータ回路ＣＰの第２入力には、分圧器Ｒ２、Ｒ３の出力電圧が入力側帰還抵抗Ｒ４を介して入力されるとともに、コンパレータ回路ＣＰの出力が出力側帰還抵抗Ｒ５を介して入力され、コンパレータ回路ＣＰの出力に基づいてスイッチング素子Ｔ１がオンおよびオフされる構成とすることで、低消費電力の制御回路３５を実現し、より多くの電力を外部負荷ＲＯに供給することができる。

（９）上述の各実施形態および各変形例の振動発電装置１００、１００ａは、上記（１）から（８）までのいずれか１つの電源回路５０、５０ａと、電源回路５０、５０ａに電力を供給する振動発電素子１０、１０ａとを備える。
この構成により、環境振動のエネルギーを高効率で電気エネルギーに変換することができる。
（１０）（９）において、さらに振動発電素子１０、１０ａは、負の電荷を有するエレクトレットが形成された電極１２、１２ａ、１２ｂが、電源回路５０、５０ａの負半波整流回路２０の入力部に接続され、かつエレクトレットが形成されていない電極１１、１１ａ、１１ｂが電源回路５０、５０ａの中のグランドに接続されているか、または、エレクトレットが形成されていない電極が電源回路５０、５０ａの負半波整流回路２０の入力部に接続され、かつ正の電荷を有するエレクトレットが形成された電極が電源回路５０、５０ａのグランドに接続されている構成とすることで、エレクトレット型振動発電素子１０、１０ａの電場の弱体化を防止し、さらに高い発電効率を得ることができる。

上記では、種々の実施の形態および変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。また、各実施形態および変形例は、それぞれ単独で適用しても良いし、組み合わせて用いても良い。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

１００，１００ａ…振動発電装置、１０，１０ａ…振動発電素子、２０，２０ａ…負半波整流回路、３０…反転チョッパ回路、３５…制御回路、４０…電圧変換回路、Ｃ１…第１コンデンサ、Ｃ２…第２コンデンサ、Ｃ３…第３コンデンサ、ＲＯ…外部負荷、Ｔ１…スイッチング素子、ＣＰ…コンパレータ回路、Ｄ６…ツェナーダイオードＤ６

Claims (10)

1. 振動発電素子から入力される電力を外部負荷に出力する電源回路であって、
   前記振動発電素子から入力される交流電力を負電圧出力に半波整流する負半波整流回路と、
   前記負半波整流回路から出力される前記負電圧出力を、正電圧出力に反転して出力する反転チョッパ回路と、を備える電源回路。
2. 請求項１に記載の電源回路において、
   前記反転チョッパ回路から出力される前記正電圧出力を、電圧変換して前記外部負荷に出力する電圧変換回路をさらに備える電源回路。
3. 請求項１または請求項２に記載の電源回路において、
   一端が前記負半波整流回路の出力部に接続され、他端がグランドに接続され、前記負半波整流回路から出力される前記負電圧出力を蓄積し、前記反転チョッパ回路に出力する第１コンデンサをさらに備える電源回路。
4. 請求項３に記載の電源回路において、
   一端が前記負半波整流回路の出力部に接続され、他端がグランドに接続され、前記反転チョッパ回路から出力される前記正電圧出力を蓄積する第２コンデンサをさらに備える電源回路。
5. 請求項３または請求項４に記載の電源回路において、
   前記反転チョッパ回路の中のチョッパタイミングを制御するスイッチング素子を、前記第１コンデンサの前記一端の電圧が第１基準負電圧になるとオンにし、第１基準負電圧よりも正側の第２基準負電圧になるとオフにする制御回路をさらに備える電源回路。
6. 請求項５に記載の電源回路において、
   前記制御回路は、
   前記第１コンデンサの前記一端と前記他端の間に、アノードが前記第１コンデンサの前記一端側を向いて配置されているツェナーダイオードと、
   前記第１コンデンサと前記ツェナーダイオードの間に配置されている抵抗素子と、
   前記第１コンデンサの前記一端と前記他端の間に配置され、前記第１コンデンサの前記一端の電圧と前記第１コンデンサの前記他端の電圧とを分圧する分圧器とを含み、
   前記ツェナーダイオードの両端にかかる電圧と前記分圧器の出力電圧との高低の比較結果に基づいて、前記スイッチング素子をオンおよびオフする、電源回路。
7. 請求項６に記載の電源回路において、
   前記抵抗素子は、一端が前記第１コンデンサの前記一端に接続され、他端が
   前記ツェナーダイオードの前記アノードに接続されており、
   前記ツェナーダイオードのカソードは、前記第１コンデンサの前記他端に接続されている、電源回路。
8. 請求項６または請求項７に記載の電源回路において、
   前記制御回路は、コンパレータ回路、入力側帰還抵抗、出力側帰還抵抗を含み、
   前記コンパレータ回路の第１入力には、前記ツェナーダイオードの前記アノードの電圧が入力され、
   前記コンパレータ回路の第２入力には、前記分圧器の前記出力電圧が前記入力側帰還抵抗を介して入力されるとともに、前記コンパレータ回路の出力が前記出力側帰還抵抗を介して入力され、
   前記コンパレータ回路の出力に基づいて前記スイッチング素子がオンおよびオフされる、電源回路。
9. 請求項１から請求項８までのいずれか一項に記載の電源回路と、
   前記電源回路に電力を供給する振動発電素子とを備える、振動発電装置。
10. 請求項９に記載の振動発電装置において、
    前記振動発電素子は、
    負の電荷を有するエレクトレットが形成された電極が前記電源回路の前記負半波整流回路の入力部に接続され、かつエレクトレットが形成されていない電極が前記電源回路の中のグランドに接続されているか、
    または、エレクトレットが形成されていない電極が前記電源回路の前記負半波整流回路の入力部に接続され、かつ正の電荷を有するエレクトレットが形成された電極が前記電源回路のグランドに接続されている、振動発電装置。
    

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