JP6686491B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、半導体素子を使用した電力変換装置等に関する。

図５に、従来の電力変換装置の一例の回路構成図であり、ここでは鉄道車両用電力変換装置の一例としてよく知られている回路構成を示す。
図５の回路において、図示のVsは架線などの直流電源、B1はブレーカである。B2はブレーカ、CReは抵抗であり、これらを並列に接続した初期充電回路CHCがある。Lfはフィルタリアクトル、Cfはフィルタコンデンサ、VTはフィルタコンデンサCfの電圧を検出する電圧検出器である。

BReは抵抗、Qbは半導体スイッチング素子であり例えばその代表例であるIGBT等であり、これらを直列接続してチョッパ回路CHOPを構成する。
Q1〜Q6は、Qbと同じく半導体スイッチング素子であり例えばその代表例であるIGBT等であり、図５のように接続し、直流電源を３相の交流電力に変換するインバータINVとして構成する。このインバータINVはモータＭと接続される。インバータINVは、制御装置CTRLの指令に従って動作する上記半導体スイッチング素子Q1〜Q6により運転され、モータＭを自在に加速したり減速したり速度を一定に保つ。

図６は、図５の回路構成において、モータＭを減速させるときに、インバータINVを電気ブレーキとして動作させたときのパワーフローの一例を示している。
モータの減速量に比例した慣性エネルギーが、モータＭからインバータINVの方向（矢印（ａ）の方向）に流れる。このエネルギーは、インバータINVの任意の制御により、矢印（ｂ）の方向に直流電力としてコンデンサCfに蓄えることができる。このとき、ブレーカB2、B1が閉じており、直流電源VsがこのコンデンサCfの電圧Vcfより低いと、フィルタリアクトルLf、ブレーカB2、B1を介して矢印（ｃ）の方向に架線にエネルギーが流れる。このエネルギーは、同一架線上で走行している同様の鉄道車両用電力変換装置の駆動エネルギーとして利用されることから、回生エネルギーと一般に呼ばれる。

図７には、図６とは別の手段でモータＭを減速させるときのパワーフローの例を示している。
図６と同様に直流電力としてコンデンサCfに蓄えられたエネルギーは、チョッパ回路CHOPを構成する半導体スイッチQbを、オンオフすることで、矢印（ｃ）´の方向に抵抗BReへ流されて熱として消費される。これは架線の直流電源電圧Vsがコンデンサ電圧Vcfより高い場合や、架線に回生したエネルギーを他の車両のエネルギーとして使用できない場合などに使用され、一般には発電ブレーキと呼ばれる。このような例は、特許文献１に示されるような形態で多く使用されている。

図７で示したチョッパ回路CHOPは、図８のように放電回路としても利用できる。
装置が停止した状態において、半導体スイッチQbをオンすることで、コンデンサCfに蓄えられた電荷を、図８に矢印（ｄ）で示すようにチョッパ回路CHOPを介して放電することができる。尚、このとき、ブレーカB2、B1は図示の通り開いている。

例えば、図９に示すように、時刻t0で半導体スイッチQbをオンさせると、抵抗BReの抵抗値とコンデンサCfの静電容量値とで決まる時定数で、コンデンサCfに蓄えられた電荷が放電され、最終的にコンデンサ電圧Vcfは‘０’に達することができる。これにより特に放電回路を設けることなくコンデンサ電圧Vcfを略‘０’にできるため、装置の小型化に寄与できる。

この放電動作は、例えば図１０に示すようになり、コンデンサCfの電圧Vcfが図示のVcf(0)となっている状態で、チョッパ回路CHOPの半導体スイッチQbをオンすると、コンデンサCfに蓄えられた電荷が放電され、以って図１０に示すようにコンデンサCfの電圧Vcfは低下していく。

半導体スイッチQbがONした時刻t0を基準時間（０）としてそこから時間t経過後のコンデンサ電圧Vcf(t)は、コンデンサの電圧初期値Vcf(0)（上記基準時間‘０’のときの電圧値）、抵抗BReの抵抗値をRd、コンデンサCfの静電容量値をｃfとすると、下記の(1)式で表すことができる。

ここで、コンデンサと抵抗の時定数τは、
τ＝cf・Rd ・・・ (2)式
と表せるから、時刻τ経過時のコンデンサ電圧Vcf(τ)を計算すると、下記の（３）式となる。

これより、図１０に示すt＝τのときのコンデンサ電圧Vcf(τ)を測定し、コンデンサ電圧Vcf(τ)に関する当該実測値を(3)式で求めた算出値と比較すれば、コンデンサの容量の変化が推定できる。尚、(3)式では時刻τを時定数としたが、式(1)で用いられる任意の時刻ｔでよい（同じ時刻同士で比較すればよい）。

ここで、コンデンサの静電容量は、経年劣化や過電圧が印加されたりすると静電容量が変化するが、一般には容量が減っていく場合が多い。静電容量が減っていくと(2)式より時定数τが小さくなるため、Vcf(τ)は上記実測値が(3)式で求めた算出値に比べ小さくなる。

この容量変化のレベルを、基準値を設定して比較することで、コンデンサCfの静電容量の正常／異常の判断をすればよい。例えば、少々複雑な回路構成になるが特許文献２のように回路診断が可能な方法も複数提案されている。

特開平11-228042号公報 特許5061761号公報

チョッパ回路を利用した放電動作において従来例で示した図８〜図１０では、コンデンサ電圧Vcfを、図５〜図８で示した電圧検出器VTで検出する。
ここで、電圧検出器VTで検出されたコンデンサ電圧Vcfのアナログ信号は、随時、制御装置CTRLに入力している。制御装置CTRLは、架線電圧の変動やノイズを除去するための不図示のフィルタ回路と、不図示のＡ／Ｄ変換器や不図示のＣＰＵ等を有している。上記電圧検出器VTで検出されたコンデンサ電圧Vcfのアナログ信号は、上記不図示のフィルタ回路を通過後に上記不図示のＡ／Ｄ変換器に入力されて、Ａ／Ｄ変換器においてアナログ信号がディジタル信号に変換されて出力される。上記不図示のＣＰＵが上記Ａ／Ｄ変換器に対して所定の指令を出すと、Ａ／Ｄ変換器はこの時のアナログ信号に応じたディジタル信号をＣＰＵへ出力する。

例えば図１１には制御装置CTRLの処理フローチャート図を示す。図示のように、制御装置CTRL内の上記ＣＰＵから上記Ａ／Ｄ変換器に対して電圧測定指令が与えられると（ステップＳ１１）、Ａ／Ｄ変換器が、この時に自己に入力している上記アナログ信号に応じたディジタル信号を、ＣＰＵへ出力することで、ＣＰＵがコンデンサ電圧を認識する（ステップＳ１２）。

そして、ＣＰＵが、上記認識したコンデンサ電圧（検出電圧）に基づいて、コンデンサ容量の正常／異常を判定する。例えば、上記検出電圧が、予め設定される基準値以内であるか否かを判定し（ステップＳ１３）、検出電圧が基準値以内である場合には（ステップＳ１３，ＹＥＳ）正常と判定し、検出電圧が基準値を超えている場合には（ステップＳ１３，ＮＯ）異常と判定する。

ここで、上記電圧検出器VTで検出されたコンデンサ電圧Vcfのアナログ信号が、上記不図示のフィルタ回路を通過する際に、遅れが生じる。この為、例えば図１０に示す例において上記ＣＰＵが図１０に示す時間τのタイミングで上記電圧測定指令を出しても、図１０に示すコンデンサ電圧Vcf（τ）のディジタル信号を得ることは出来ず、それよりも少し以前の（上記遅れ分だけ以前の）時のコンデンサ電圧Vcfの値に応じたディジタル信号を得ることになる。図１の時間τのときのようにコンデンサ電圧が下降し続けている状態では、実際のコンデンサ電圧Vcf（τ）よりも多少高い値を、ＣＰＵは時間τのコンデンサ電圧として認識することになる。つまり、この様な状態では、上記ステップＳ１２でＣＰＵは正確なコンデンサ電圧を認識できないことになり、以ってコンデンサの劣化診断を精度よく行えないことになる。

この様に、コンデンサ電圧Vcfが放電動作により値が変化していると、測定誤差が発生してしまい、正確なコンデンサ電圧値検出が困難であり、以ってコンデンサの劣化診断を精度よく行えないことになる。

本発明の課題は、既存のチョッパ回路を放電回路として利用してフィルタコンデンサの劣化診断を行う場合に、コンデンサの劣化診断を精度よく行える電力変換装置等を、提供することである。

本発明の電力変換装置は、チョッパ回路を構成する半導体スイッチと抵抗と、コンデンサを有し、前記チョッパ回路を放電回路に利用する場合に前記半導体スイッチがオンすると前記コンデンサに蓄積された電荷が放電される構成の電力変換装置であって、下記の各手段を有する。

・前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出手段；
・該電圧検出手段を用いて、前記コンデンサの放電開始前の電圧値を計測すると共に、その後に前記半導体スイッチをオン制御して放電開始させて所定時間経過した時点でオフ制御して該放電を中断させて、該放電中断状態での前記コンデンサの電圧値を計測することで、放電開始前及び放電中断状態でのコンデンサ電圧値を計測するコンデンサ電圧値取得手段；
・前記放電開始前及び放電中断状態でのコンデンサ電圧計測値に基づいて、該コンデンサの劣化診断を行う劣化診断手段。

本発明の電力変換装置等によれば、既存のチョッパ回路を放電回路として利用してフィルタコンデンサの劣化診断を行う場合に、コンデンサの劣化診断を精度よく行える。

本例の電力変換装置の回路構成図である。 （ａ）、（ｂ）は、図１の電力変換装置の制御動作例である。 本例の電力変換装置の変形例の回路構成図である。 （ａ）〜（ｃ）は、図３の構成を図１の構成と比較して説明する図である。 従来の電力変換装置の回路構成図である。 図５に示した回路における第１の動作例である。 図５に示した回路における第２の動作例である。 図５に示した回路における第３の動作例である。 図８における動作例の波形例である。 図８の波形例に対するコンデンサ電圧検出タイミングの一例を示す図である。 制御装置CTRLのコンデンサの劣化診断処理に係わる処理フローチャート図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
図１は、本例の電力変換装置の回路構成図である。
但し、本発明は、回路構成自体は、従来と同じであってよいので、ここでは簡単に説明するものとする。従来と異なる点は、制御装置１０による制御処理であり、これについては後に詳細に説明するものとする。

図１の回路構成について簡単に説明するならば、図示の電力変換装置１は、直流電源Vsが、ブレーカB2と抵抗CReとが並列接続された構成と、ブレーカB1と、フィルタリアクトルLfとが直列接続された構成を介して供給されており、この直流電源VsをインバータINVで交流電力に変換してモータＭに供給する装置である。

電力変換装置１は、直流−交流変換を行うインバータINV、チョッパ回路CHOP、フィルタコンデンサCf、電圧検出器VTを備える。
インバータINVは、従来で説明した通り、図示の６個のＩＧＢＴ（Q1〜Q6）等を有し、これらが図示の通り接続されて、直流電源を３相の交流電力に変換する構成を成す。

チョッパ回路CHOPは、従来で説明した通り、抵抗BRｅとＩＧＢＴ（Qb）とが直列接続されて成る構成である。尚、以降、ＩＧＢＴ（Qb）を、半導体スイッチＱｂと記すものとする。チョッパ回路CHOPの基本的な動作については、従来で説明した通りであり、ここでは特に説明しないものとする。また、従来で説明したように、チョッパ回路CHOPは、放電回路としても利用でき、更にコンデンサCfの静電容量の正常／異常の判断に、利用することもできる。

本例の制御装置１０は、上記従来と同様のインバータINVの制御やチョッパ回路CHOPの基本的動作の制御を行う。更に、上記コンデンサCfの静電容量の正常／異常の判断処理も行うが、この判断処理が従来とは異なる。これについて、以下、説明する。

図２（ａ）、（ｂ）は、制御装置１０による半導体スイッチＱｂの制御例を示す図である。
尚、制御装置１０は、図示の制御に伴って、電圧検出器VTによるコンデンサCfの電圧検出と、この検出値Vcfに基づくコンデンサCfの静電容量の正常／異常の判断処理を行うことになる。

尚、制御装置１０は、不図示のＣＰＵや記憶装置（メモリ等）などを備えており、ＣＰＵが記憶装置に予め記憶されている所定のアプリケーションプログラムを実行することで、例えば図２（ａ）、（ｂ）に示すような制御や、この制御に伴って、電圧検出器VTによるコンデンサCfの電圧検出と、この検出値に基づくコンデンサCfの静電容量の正常／異常の判断処理を行うことになる。

図２（ａ）、（ｂ）は、図１の電力変換装置１０の制御動作例である。
図２（ａ）は、コンデンサCfの放電の為の半導体スイッチＱｂのＯＮ制御中に、１回だけ、一旦ＯＦＦにする制御を行った例（第１の実施例）である。

図２（ｂ）は、コンデンサCfの放電の為の半導体スイッチＱｂのＯＮ制御中に、２回、一旦ＯＦＦにする制御を行った例（第２の実施例）である。
図２（ａ）、（ｂ）は、どちらも、図上で上側には半導体スイッチＱｂのＯＮ／ＯＦＦ切替制御例を示し、下側にコンデンサＣｆの電圧値Vcfの例を示す。尚、この電圧値Vcfは、例えば電圧検出器VTによって検出されるアナログ値である。上述したように、このアナログ値をＣＰＵが入力するまでにはタイムラグ（遅れ）が生じることになる。

図２（ａ）の第１の実施例では、放電開始前は当然、図上で左端に示すように、半導体スイッチＱｂはＯＦＦ状態に制御されている。そして、任意のタイミングで放電開始すると、図示のように、半導体スイッチＱｂはＯＮ状態に制御される。従来では、放電終了するまでこのままＯＮ状態が続行するのであるが、本手法では図示のように、開始から一定期間ＯＮさせた後、一旦、半導体スイッチＱｂをＯＦＦ状態にして、その後に再びＯＮ状態に戻すように制御する。これは、換言すれば、チョッパ回路CHOP内の半導体スイッチＱｂのＯＮ指令を、２回行っているものと言うこともできる。

尚、ここでは、上述したように、半導体スイッチQbがONした時刻（t0やτ２）を基準時間（０）としてそこから時間t経過後のコンデンサ電圧をVcf(t)とする。本例では時間τ経過時点の（この時点から変化しない）コンデンサ電圧を検出するので、コンデンサ電圧Vcf(τ)を検出するものとなる。

制御装置１０は、まず、上記放電開始前（直前など）に、コンデンサＣｆの電圧Vcfを計測する。換言すれば、コンデンサＣｆの電圧の初期値（Vcf(0)）を計測する。尚、これは、上述した通り、電圧検出器VTによる実測値を入力するものである。尚、これは、例えば、制御装置１０内の不図示のＣＰＵへ入力されるコンデンサ電圧検出値が、一定となっているタイミングで、初期値（Vcf(0)）を計測するようにしてもよい。これによって、コンデンサの放電開始前後の電圧値検出に関して、安定したコンデンサ電圧の測定を実現させることができる。尚、制御装置１０も、上記制御装置CTRLと同様、不図示のＣＰＵ、フィルタ回路、Ａ／Ｄ変換器等を有する構成であってよい。

制御装置１０は、続いて、半導体スイッチＱｂを一定期間ＯＮ制御して、一旦オフさせる。ここで、上記一定期間は、予め設計者等が任意に決定・設定してよいが、ここでは上記一例に応じて、時間τとする。このτは、上述した通り、コンデンサＣｆの静電容量ｃｆと、抵抗BReの抵抗値Ｒｄとによる時定数（τ＝ｃｆ×Ｒｄ）である。

尚、図２（ａ）では、上記ＯＮ制御開始（放電開始）時（図示の時間ｔ０）を時間‘０’と見做しており、これよりＯＮ制御終了時点は図示のように時間τとなるものとする。
この様に放電開始から時間τ経過した時点で、半導体スイッチＱｂを一旦ＯＦＦ状態にすることで、コンデンサＣｆの放電が停止するので、図２（ａ）に示すように、コンデンサＣｆの電圧はＯＦＦしたときの電圧（時間τの時点の電圧）が保たれることになる。

よって、この状態においてコンデンサＣｆの電圧測定を実施すれば、図２に示すコンデンサ電圧Vcf（τ）をＣＰＵが検出できることになる。よって、従来のようなコンデンサ電圧が放電動作により値が変化していることで測定誤差が発生することもなく（上記不図示のフィルタ回路による遅れ時間を考える必要なく）、より正確な電圧検出が可能となり、以ってコンデンサCfの容量を、より正確に把握できる。

そして、制御装置１０は、上記のようにＯＦＦ状態でコンデンサＣｆの電圧測定を実施したら、再度、半導体スイッチＱｂをＯＮ制御する。これより、図２（ａ）に示すように、コンデンサＣｆの電圧Vcf(t)は（その放電によって）低下していき、何れは‘０’となる。

そして、制御装置１０は、上記測定したコンデンサＣｆの電圧値を用いて、例えば上述した図１１のステップＳ１３の処理を行うことで、コンデンサCfの静電容量の正常／異常の判断を行う。例えば上記一例の場合、コンデンサＣｆの電圧の初期値（Vcf(0)）を用いて、上記（３）式によって、開始時点から時刻τ経過時のコンデンサ電圧Vcf(τ)の計算値を求める。そして、この計算値を上記基準値としてこれと上記コンデンサＣｆ電圧の測定値とに基づいて上記ステップＳ１３の処理を行うことで、コンデンサCfの静電容量の正常／異常の判断を行う。勿論、これは一例であり、判断処理はこの例に限らない。また、この判断処理自体は、従来と略同様であってよく、特に詳細には説明しない。

次に、図２（ｂ）を参照して、第２の実施例の制御方法について説明する。
第２の実施例では、半導体スイッチＱｂを一旦ＯＦＦさせる回数（以って、計測を行う回数）を、第１の実施例よりも増やしている。第１の実施例では上記の通り１回であるが、第２の実施例では複数回であり、図２（ｂ）の例では２回であるが、この例に限らない。

図２（ｂ）に示す例では、制御装置１０は、まず、第１の実施例と同様に、コンデンサＣｆの電圧の初期値（Vcf(0)）を計測する。
制御装置１０は、続いて、上記第１の実施例と同様に、半導体スイッチＱｂを一定期間ＯＮ制御してから一旦オフさせる。ここでも一定期間は上記時間τとする（図示の時間ｔ０〜τ１の期間）。そして、半導体スイッチＱｂのＯＦＦ制御期間中（図示の時間τ１〜τ２の期間）の任意のときに、コンデンサＣｆの電圧測定を実施する。この時の測定値を、図示のようにVcf(τ1)とする。

尚、ＯＦＦ制御期間の長さは、任意に設定してよい。
制御装置１０は、その後、再び、半導体スイッチＱｂを一定期間（図示の時間τ２〜τ３の期間）ＯＮ制御してから一旦オフさせる。そして、再び、この半導体スイッチＱｂのＯＦＦ制御期間中の任意のときに、コンデンサＣｆの電圧測定を実施する。この時の測定値を、図示のようにVcf(τ2)とする。

この様に、図２（ｂ）の例では、コンデンサＣｆの電圧測定を２回行い、１回目の計測値は上記Vcf(τ1)、２回目の計測値をVcf(τ2)とすると、これら電圧値それぞれは、上記（３）式により、計算上は、下記の（４）式、（５）式の関係となるはずである。
・Vcf(τ1)≒0.368・Vcf(0) ・・・ (4)
・Vcf(τ2)≒0.368・Vcf(τ1) ・・・ (5)
勿論、これは計算上の話であり、上記実測値Vcf(τ1)、Vcf(τ2)が、この様な関係になるとは限らない。これより、例えば、上記計算上の値（計算値）を上記基準値として図１１のステップＳ１３の処理を行うことで、コンデンサCfの静電容量の正常／異常の判断を行う。これは、例えば、上記１回目の計測、２回目の計測それぞれについて、正常／異常の判断を行う。これより、例えば１回目に関しては測定不能、２回目に関しては異常などと判定されるケースも起こり得る。

制御装置１０は、上記図１１の判断処理として、例えば、１回目の計測に関しては、上記初期値Vcf(0)を用いて上記（４）式によって算出したVcf(τ1)の計算値（基準値）と、上記Vcf(τ1)の実測値とに基づいて、コンデンサCfの静電容量の正常／異常の判断を行う。同様にして、２回目の計測に関しては、２回目の計測に係わる初期値となる上記Vcf(τ１)を用いて上記（５）式によって算出したVcf(τ2)の計算値（基準値）と、上記Vcf(τ2)の実測値とに基づいて、コンデンサCfの静電容量の正常／異常の判断を行う。

上述したように、図２（ｂ）の例では、一連の１回の放電動作に対し、２回測定することができる。１回の放電動作でなんらかの要因で測定失敗などが発生しても、問題なく正常／異常を判定できる。このように、電圧測定時に電圧変換に必要な時間を確保しつつ、これを複数回行えば、電圧測定精度が向上するとともに、コンデンサCfの容量をより正確に把握できる。もちろん、このON期間は計算により簡単に求められるので上記時間τの例に限るものではなく任意でよい。

図３は、本発明の第３の実施例を示す図であり、本例の電力変換装置の変形例の回路構成図である。
図３の回路構成は、図１の回路構成とほぼ同じであるが、異なる点は、図１の回路においてはチョッパ回路CHOPに使用した半導体スイッチQbを、図３ではSiCなどのワイドバンドギャップ半導体Sbに置き換えている点である。

また、図４（ａ）には、チョッパ回路CHOPに使用する半導体スイッチを、IGBT（半導体スイッチQb）とした例を示す。図４（ｂ）には、チョッパ回路CHOPに使用する半導体スイッチを、高速で動作可能なSiC-MOSFET（半導体スイッチSb）とした例を示す。また、図４（ｃ）には、図４（ａ）、（ｂ）それぞれに応じたターンオフ時の動作例を示した例である。

また、図４（ａ）に示すように、制御装置１０から出力される信号SW(Qb)が、ゲート駆動回路GDUを経て半導体スイッチQbに伝達される。同様に、図４（ｂ）に示すように、制御装置１０から出力される信号SW(Sb)が、ゲート駆動回路GDUを経て半導体スイッチSbに伝達される。尚、実質的に、信号SW(Qb)とSW(Sb)とに違いはない。

上記図４（ａ）、（ｂ）において、それぞれ、上記信号SW(Qb)、SW(Sb)を例えば図４（ｃ）の上側に示すようにＯＮ→ＯＦＦ制御した場合、半導体スイッチQb、Sbは、それぞれ、図４（ｃ）の下側に示すような動作となる。

図４（ｃ）の下側に示す動作から明らかなように、IGBTの動作時間tdg(Qb)に比べ、SiC-MOSFETの動作時間tdg(Sb)は高速に動作する。従って、制御装置１０ら出力される信号のON時間と半導体スイッチが動作する時間のズレが小さくなるため、さらなる電圧精度の向上が期待できる。

更に、電力変換装置が停止しているときにこの放電動作を行うが、SiC-MOSFET（半導体スイッチSb）は高温でも動作可能であるため、特にこの半導体スイッチング素子を動作させるための冷却を考慮する必要もない。もちろん、通常の発電ブレーキとしても動作させることができ、かつ、スイッチング損失も小さいため、冷却装置を小型化でき、結果として装置の小型化にもつながる。

図１の電力変換装置は、上記の通り、チョッパ回路CHOPを構成する半導体スイッチQbと抵抗BReと、コンデンサCfを有し、チョッパ回路CHOPを放電回路に利用する場合に半導体スイッチQbがオンするとコンデンサCf（フィルタコンデンサ）に蓄積された電荷が放電される構成であって上述した電圧検出器VTや制御装置１０を有する。

そして、制御装置１０は、例えば以下に述べる不図示の各種機能部を有するものと言うこともできる。すなわち、制御装置１０は、不図示のコンデンサ電圧値取得部、劣化診断部等を有する。

コンデンサ電圧値取得部は、電圧検出器VTを用いて、上記コンデンサCfの放電開始前の電圧値を計測すると共に、その後に上記半導体スイッチQbをオン制御して放電開始させて所定時間経過した時点でオフ制御して該放電を中断させて、該中断状態で電圧検出器VTによってコンデンサCfの電圧値を計測することで、放電前後のコンデンサ電圧値を計測する。

劣化診断部は、上記放電前後のコンデンサ電圧計測値（放電開始前と中断中の各計測値）に基づいて、コンデンサCfの劣化診断を行う。
上記劣化診断部は、例えば、「予め設定されている前記コンデンサの放電前後の２つの電圧値の関係を示す関係式」（上記具体例では、上記（１）式や（３）式）と、上記コンデンサ電圧計測値とに基づいて、上記コンデンサCfの劣化診断を行う。

上記関係式は、例えば、上記抵抗BReの抵抗値と上記コンデンサCfの静電容量値とによる時定数を用いた式である。
また、例えば、上記コンデンサ電圧値取得部は、上記放電前後のコンデンサ電圧計測値を得る制御を、複数回実行し、上記劣化診断部は、該複数回のコンデンサ電圧計測結果に基づいて、前記コンデンサの劣化診断を行うようにしてもよい。これの一例が上記第２の実施例である。

すなわち、例えば上記複数回が２回である場合、上記コンデンサ電圧値取得部は、上記中断状態でコンデンサ電圧値を取得後、再び上記半導体スイッチQbをオン制御して、該オン制御時点から上記所定時間経過した時点で該半導体スイッチQbをオフ制御して上記放電を再び中断させて、該２回目の中断状態でコンデンサCfの電圧値を計測する２回目の計測を実行する。そして、上記劣化診断部は、該２回のコンデンサ電圧計測結果に基づいて、コンデンサCfの劣化診断を行う。

尚、２回目の放電前のコンデンサ電圧計測値は、１回目の放電後のコンデンサ電圧計測値と同じであるはずであるので、特に計測せずに、１回目の放電後のコンデンサ電圧計測値を、２回目の放電前のコンデンサ電圧計測値として用いるようにしてもよい。これは、３回目以降についても同様である。

上記所定時間は、例えば、上記抵抗の抵抗値BReと上コンデンサCfの静電容量値とによる時定数に相当するものであるが、この例に限らない。この例の場合には、上記関係式は例えば上記（３）式を用いることになる。

尚、上記電力変換装置は、例えば、直流電源が供給され、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサ（上記コンデンサCf）とで構成されるフィルタ回路を介して、半導体スイッチング素子で構成されたインバータによって該直流電力を交流電力に変換して電動機を駆動する鉄道車両用電力変換装置上に備えられるものである。

そして、上記チョッパ回路は、上記電動機の減速時の慣性エネルギーを該チョッパ回路の上記抵抗BReで消費するために設けられた構成である。そして、該チョッパ回路を、上記フィルタ回路の上記コンデンサCfの電荷の放電に利用する場合がある。

以上説明したように、本発明では、既に装置に組み込まれているチョッパ回路を放電回路として利用するときに、フィルタコンデンサの劣化診断を行う際、放電途中で一時的にフィルタコンデンサの電圧変化の無い状態にしてコンデンサ電圧を測定する。例えば、放電回路を動作させるチョッパ回路の半導体スイッチング素子に与える信号を、オンさせて放電開始したあと、放電完了前に一度オフさせて放電を止めてから電圧を測定する（第１の実施例）。これによって、上述した不図示のフィルタ回路による遅れによる誤差（時間的測定誤差）が解消され、精度よくフィルタコンデンサ電圧を測定でき、以ってコンデンサの劣化診断を精度よく確認できる。

更に、上記「放電途中で一時的にフィルタコンデンサの電圧変化の無い状態にしてコンデンサ電圧を測定する」ことを、複数回行えば、１回の放電で複数回サンプリングでき、測定精度が高くなる（第２の実施例）。例えば外乱などによって測定失敗することはあり得るが、複数回測定しているので、そのうちの１回が測定成功すれば問題はなく、コンデンサの劣化診断を精度よく行うことができる。

更に、チョッパ回路に使用する半導体スイッチをSiCなどのワイドバンドギャップ半導体にすることで、制御装置の指令に対し、高速に動作するため、さらなる測定精度が高くなる。更に、装置の小型化にも寄与できる。（本発明の第３の実施例）
尚、上記制御装置１０は、例えば、不図示のＣＰＵ／ＭＰＵ等の演算プロセッサやメモリ等の記憶装置を有している。そして、上記記憶装置に予め記憶されているアプリケーションプログラムを、上記演算プロセッサが実行することで、例えば上記の各機能部の処理が実現される。

Vs：直流電源、B1、B2：ブレーカ、CRe、BRe：抵抗、Lf：フィルタリアクトル、Cf：フィルタコンデンサ、Q1〜Q6、Qb、Sb：半導体スイッチング素子、CTu〜CTw：出力電流検出器、CTRL：制御装置、VT：電圧検出器
１０ 制御装置

Claims (9)

1. チョッパ回路を構成する半導体スイッチと抵抗と、コンデンサを有し、前記チョッパ回路を放電回路に利用する場合に前記半導体スイッチがオンすると前記コンデンサに蓄積された電荷が放電される構成の電力変換装置であって、
   前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出手段と、
   該電圧検出手段を用いて、前記コンデンサの放電開始前の電圧値を計測すると共に、その後に前記半導体スイッチをオン制御して放電開始させて所定時間経過した時点でオフ制御して該放電を中断させて、該放電中断状態での前記コンデンサの電圧値を計測することで、放電開始前及び放電中断状態でのコンデンサ電圧値を計測するコンデンサ電圧値取得手段と、
   前記放電開始前及び放電中断状態でのコンデンサ電圧計測値に基づいて、該コンデンサの劣化診断を行う劣化診断手段と、
   を有することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記劣化診断手段は、予め設定されている、放電に伴うコンデンサ電圧値の変化を示す関係式と、前記放電開始前及び放電中断状態でのコンデンサ電圧計測値とに基づいて、前記コンデンサの劣化診断を行うことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記関係式は、前記抵抗の抵抗値と前記コンデンサの静電容量値とによる時定数を用いた式であることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記コンデンサ電圧値取得手段は、前記放電開始後に前記放電の中断及び再開を繰り返すことで、前記放電中断状態でのコンデンサ電圧計測値を取得する制御を複数回実行し、
   前記劣化診断手段は、前記放電開始前のコンデンサ電圧計測値と前記放電中断状態での複数回のコンデンサ電圧計測値に基づいて、前記コンデンサの劣化診断を行うことを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の電力変換装置。
5. 前記複数回が２回である場合、
   前記コンデンサ電圧値取得手段は、１回目の前記放電中断状態でコンデンサ電圧計測値を取得後、前記半導体スイッチをオン制御して前記放電を再開させ、該オン制御時点から前記所定時間経過した時点で該半導体スイッチをオフ制御して前記放電を再び中断させて、該２回目の放電中断状態で前記コンデンサ電圧計測値を取得し、
   前記劣化診断手段は、前記放電開始前のコンデンサ電圧計測値と前記１回目及び２回目の放電中断状態でのコンデンサ電圧計測値に基づいて、前記コンデンサの劣化診断を行うことを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
6. 前記所定時間は、前記抵抗の抵抗値と前記コンデンサの静電容量値とによる時定数に相当するものであることを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の電力変換装置。
7. 前記半導体スイッチは、ワイドバンドギャップ素子であることを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載の電力変換装置。
8. 前記抵抗の抵抗値と前記コンデンサの静電容量値とで決まる時定数で前記コンデンサの電荷の放電が行われることを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載の電力変換装置。
9. 前記電力変換装置は、直流電源が供給され、リアクトルと前記コンデンサとで構成されるフィルタ回路を介して、半導体スイッチング素子で構成されたインバータによって直流電力を交流電力に変換して電動機を駆動する鉄道車両用電力変換装置上に備えられ、
   前記チョッパ回路は、前記電動機の減速時の慣性エネルギーを該チョッパ回路の前記抵抗で消費するために設けられた構成であり、
   該チョッパ回路を、前記フィルタ回路の前記コンデンサの電荷の放電に利用することを特徴とする請求項１〜８の何れかに記載の電力変換装置。