JP2007181356A - 欠相検出装置および負荷駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コンバータ部に小容量値の平滑用のコンデンサを使用した場合に短時間で入力欠相検出を行うことができるようにする。
【解決手段】欠相検出部は、電圧検出部により母線間の電圧をサンプリングし（Ｓ１）、このサンプリング電圧Ｖが所定電圧Ｖ１を下回るタイミング直前の傾きＡが所定の傾きＢより急である（Ｔ８：ＹＥＳ）ことを条件として入力欠相と判別（検出）する（Ｔ９）。
【選択図】図３

Description

本発明は、三相以上の多相交流電源からの入力側の欠相を検出するための欠相検出装置、およびこの欠相検出装置により欠相が検出された後に負荷を駆動停止する負荷駆動装置に関する。

一般に、三相以上の多相交流電源を整流、平滑して直流電圧を生成する装置においては、何らかの事情により停電や欠相等の異常が発生した場合に備えて異常検出処理が行われている。従来、コンバータ部の入力側に電圧／電流検出部を設けることで停電や欠相等の異常検出処理が行われていたが、近年、例えばコンバータ部の入力側に設けられる部品削減に伴い、コンバータ部の出力直流電圧に基づいて入力欠相の検出処理を行うようになっている（例えば、特許文献１〜３参照）。例えば、特許文献２記載の構成によれば、整流、平滑波形の周波数分析にＦＦＴ演算を実施し、特定周波数成分のレベル増減から入力電源の欠相を検出するようにしている。
特開２００４−１８７４７２号公報 特開平１０−６２４７０号公報 特開平１１−２１５８０８号公報

一般に、コンバータ部には平滑用に電解コンデンサが使用されているが、近年、平滑コンデンサとして小容量のものを適用するように検討が進められている。この場合、何らかの影響により停電や欠相等の異常が発生すると平滑コンデンサの容量値が小さいため、コンバータ部の出力が急激に変化しやすい。

コンバータ部の出力が急激に変化すると運転を停止する必要を生じる場合がある。したがって、特許文献２に開示されている構成を適用してもＦＦＴ演算によって周波数特性の測定を行う時間的余裕がない。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、コンバータ部に小容量値の平滑コンデンサを使用した場合に短時間で入力欠相検出を行うことができるようにした欠相検出装置および負荷駆動装置を提供することにある。

本発明の欠相検出装置は、三相以上の多相交流電源がコンバータ部の出力信号およびコンバータ部の負荷の出力信号の少なくとも１つ以上の出力信号が与えられる検出部であって、コンバータ部の出力により負荷が駆動されているときに与えられた出力信号のレベルが負荷を通常駆動している時のレベルに対して予め離間して定められた所定レベルに達するタイミング前及び／又は後における出力信号のレベル変化に基づいて多相交流電源からの入力欠相を検出する欠相検出部を備えたことを特徴としている。

本発明によれば、所定レベルに達するタイミング前及び／又は後における出力信号のレベル変化に基づいて多相交流電源からの入力欠相を検出するため、たとえコンバータ部に小容量値の平滑コンデンサを使用した場合でも短時間で入力欠相を検出できるようになる。

（第１の実施形態）
以下、本発明の欠相検出装置の機能を備えたインバータ装置に適用した第１の実施形態について図１ないし図３を参照しながら説明する。

図１は、インバータ装置の電気的構成を概略的なブロック図により示している。
図１に示すように、インバータ装置１は、主回路部２と制御部３とから構成されている。主回路部２は、多相交流電源としての三相交流電源４から与えられる交流電圧を整流、平滑して母線５，６に対して変換出力するコンバータ部７と、このコンバータ部７の変換出力電圧を交流電圧に変換するインバータ８と、コンバータ部７による変換出力された電流を検出する電流検出器９と、インバータ８からモータＭに流れる相電流を検出する電流検出器１０とを備えて構成されている。尚、図１に示すように、電流検出器１０は、インバータ８の出力電流のうち２相の電流を検出しているが３相の電流を検出するようにしても良い。インバータ装置１は、欠相検出装置、入力側電源異常種判別装置、負荷駆動装置、電動機駆動装置として機能する。

コンバータ部７は、ダイオード１１ａを三相ブリッジ接続することにより構成されたコンバータ１１と、このコンバータ１１の出力を平滑する平滑用のコンデンサ１２とを備えて構成されている。平滑用のコンデンサ１２には、従来に比較して小容量値（例えば２０μＦ）に設定された例えばセラミックコンデンサやフィルムコンデンサが使用されている。小容量値のコンデンサ１２を用いる理由は、コンバータ部７の変換出力信号に重畳した高調波を低減できるためであり、また、電解コンデンサを用いる構成に比較して長寿命化することができコスト削減できるためである。

インバータ８は、ＩＧＢＴ等からなるスイッチング素子８ａを三相ブリッジ接続すると共に各スイッチング素子８ａに還流ダイオード８ｂを並列接続することにより構成されている。
制御部３は、例えばマイクロコンピュータ（メモリ３ａを含む）やその周辺回路等を備えており、操作部（図示せず）から入力される種々の信号例えば運転指令信号、周波数指令信号等に基づいてインバータ８のゲート駆動信号を生成するようになっており、負荷駆動装置の主要な機能を備えた構成要素である。

図１には、本実施形態の特徴部分となる制御部３の機能をブロックに分けて示している。電圧検出部２０は、母線５および６間の電圧を検出するもので、この電圧信号を入力欠相検出部２１に与えるようになっている。電流検出部２２は、電流検出器９により検出されるコンバータ部７の出力電流や、電流検出器１０により検出されるインバータ８の出力電流を検出し、この電流信号を欠相検出部２１に与えるようになっている。

欠相検出部２１は、例えば与えられた電圧信号及び／又は電流信号に基づいて、入力欠相検出中である旨を示す信号や入力欠相であることを確定する旨を示す信号を駆動制御部２３に出力したり、出力インタフェースとなる出力部２４を通じてシーケンサやＬＥＤ、ＬＣＤパネル、通信処理部（何れも図示せず）に出力するようになっている。この欠相検出部２１の詳細な動作については後述する。

近年、電源の高調波電流の増大、力率の悪化、実効値電流およびピーク電流の上昇を招いてしまうため、前述したように、コンバータ部７の出力側に用いられるコンデンサ１２の容量値を従来に比較して小容量に設定したコンデンサ（例えば、フィルムコンデンサやセラミックコンデンサ）を用いることが検討されている。このような場合、何らかの影響により入力欠相が生じてしまうと、例えば電解コンデンサを使用したときに比較してリップル電圧の振幅が大きくなる。

従来より、何らかの影響により入力側の電源が遮断されたか否かを判定するため、コンバータ部７の出力電圧に不足電圧レベルを設けている。これまでと同一レベルに不足電圧レベルを設定してしまうと、コンバータ部７の出力のリップル電圧の振幅が大きい場合には不足電圧レベルを下回ってしまうことがある。尚、これまでは不足電圧レベルを下回ると、運転の停止制御を行うように構成している。

しかし、このままコンデンサ１２に小さな容量値のものを用いると入力欠相状態になったときに不足電圧レベルを下回ってしまい運転の停止制御を行ってしまう。その後、不足電圧レベルを上回る電源回復状態に移行したときには直ぐに運転を開始する制御を行ってしまう虞がある。入力欠相時には、例えば周期的に不足電圧レベルを下回ることもあるため運転の開始／停止を繰り返してしまうという不具合を生じてしまう虞がある。

そこで、入力欠相であるか入力電源断であるかの判別を確実に素早く実行できるようにし、不足電圧レベルを下回ったときに運転を継続するか否かを従来に比較して短時間で判定できるように構成することが望ましい。本実施形態においては、これらの判別をより短時間で処理できるようにした実施形態を説明する。

図２（ａ）は、三相交流電源のうち一相が入力欠相したときの母線５，６間のサンプリング電圧の時間変化を実験結果により示しており、図２（ｂ）は、電源遮断時の母線５，６間のサンプリング電圧の時間変化を実験結果により示している。

通常運転している場合には、図２（ｂ）に示すように、サンプリング電圧Ｖは最大電圧Ｖｍａｘで略一定電圧となるように調整されている。しかし入力欠相時においては図２（ａ）に示すように、サンプリング電圧Ｖは最大電圧Ｖｍａｘを極大として商用電源の約２倍の周波数で振動するリップル成分を有する。このとき、サンプリング電圧Ｖが所定電圧Ｖ１（不足電圧レベル：例えば、最大電圧Ｖｍａｘ÷２の電圧）を下回ったときに、駆動制御部２３がインバータ８のゲートを遮断する。すると、電源は１相欠相しているものの電源は供給され続けるためサンプリング電圧Ｖは急激に上昇し、最大電圧Ｖｍａｘにまで至ることが確認されている。

また、図２（ｂ）に示すように、通常運転している場合には、サンプリング電圧Ｖは最大電圧Ｖｍａｘほぼ一定でリップル成分は少ないが、電源入力が何らかの影響により遮断されると、ほぼ一定の傾斜Ｂ（傾き）をもってサンプリング電圧Ｖが徐々に降下し、所定電圧Ｖ１を下回る。このとき前述説明したように、駆動制御部２３がインバータ８のゲートを遮断する。入力電源は遮断されるため電源は供給されなくなりサンプリング電圧Ｖは徐々に低下する。しかし、入力電源の遮断が、瞬時停電（瞬停）であった場合、その後電源が回復すると、ほぼ一定の傾斜Ｄ（傾き）をもって最大電圧Ｖｍａｘまで徐々に上昇することが確認されている。

上記構成の作用について、図３（ａ）ないし図３（ｃ）を参照しながら説明する。
図３（ａ）および図３（ｂ）は、制御部の動作を概略的なフローチャートにより示している。図３（ａ）に示すように、制御部３は、所定間隔で母線５，６間の電圧を電圧検出部２０によりサンプリングし(ステップＳ１）、メモリ３０に逐次記憶させる（ステップＳ２）。制御部３は、所定電圧Ｖ１（最大電圧Ｖｍａｘから予め離間して定められた不足電圧レベル：例えば、最大電圧Ｖｍａｘの１／２）より低下した電圧Ｖａを検出する（ステップＳ３：ＹＥＳ）まで、これらのステップＳ１およびＳ２の処理を繰り返す。

制御部３の欠相検出部２１は、このサンプリング電圧が所定電圧Ｖ１より低下したことを検出すると、そのタイミングから図３（ｂ）に示す入力欠相判別処理（入力欠相検出処理に相当）を行う。

図３（ｂ）は、制御部により実行される入力欠相判別処理の一例をフローチャートにより示している。また、図３（ｃ）は、その説明図を示している。
図３（ｂ）に示すように、制御部３は、サンプリング電圧が所定電圧Ｖ１より低下した時点（図３（ｃ）のＶａ参照）前の極大電圧となるサンプリング電圧Ｖｂ１をメモリ３０から検索して読み出す（ステップＴ１）。制御部３は、その次のタイミングのサンプリング電圧Ｖｂ２をメモリ３０から読出し、傾きＡ１（図３（ｃ）参照）を、
Ａ１＝（Ｖｂ２−Ｖｂ１）÷ｔａ …（１）
として算出する。ここでｔａはサンプリング周期を示している。

次に制御部３は、次のタイミングのサンプリング電圧Ｖｂ３をメモリ３０から順次読出し（ステップＴ４）、傾きＡｍを、
Ａｍ＝（Ｖｂ_ｍ＋１−Ｖｂ_ｍ）÷ｔａ …（２）
として所定電圧Ｖ１を下回る電圧Ｖａに至る（ステップＴ６）タイミングまで算出する（ステップＴ５）。

これら算出された傾きをＡ１〜Ａｍとすると、制御部３は、傾きＡ１〜Ａｍの傾きの平均値Ａを算出する（ステップＴ７）。次に制御部３は傾きＡが所定の傾きＢより急であるか否かを判定する（ステップＴ８）。この傾き（傾斜）Ｂの値は、入力電源が遮断されたときに生じる電圧降下に対応して予め定められた所定値である（図２（ｂ）参照）。尚、この傾きＢの値は必要に応じてマージンが見込まれて設定された値であり、必ずしも図２（ｂ）の傾きに一致しているわけではないことに留意する必要がある。

制御部３は、これらの傾きＡおよびＢを比較し、傾きＡが傾きＢよりも急であるときには、入力欠相と判別し、出力部２４を通じて異常信号を出力する（ステップＴ９）が、傾きＡが傾きＢよりも急ではないときには電源遮断と判別する（ステップＴ１０）。この後図示しないが、制御部３は、インバータ８を構成するスイッチング素子８ａのゲートをオフ（遮断）することにより負荷としてのインバータ８およびモータＭの駆動を停止制御する。

本実施形態によれば、制御部３の欠相検出部２１は、電圧検出部２０により母線５および６間の電圧をサンプリングし、このサンプリング電圧Ｖが所定電圧Ｖ１を下回るタイミング直前の下降度により入力欠相と判別（検出）しているため、入力欠相であるか入力電源断であるかを極力正確に素早く判別することができる。しかも、所定電圧Ｖ１を下回る電圧Ｖａからその直前の極大電圧Ｖｂ１までの電圧変化のみにより判別しているため、従来に比較して特に素早く判別処理することができる。

（第２の実施形態）
図４（ａ）および図４（ｂ）は、本発明の第２の実施形態を示すもので、第１の実施形態と異なるところは、極大電圧を取得した時点から所定電圧を下回る電圧を取得する時点までの時間変化に対する傾きにより下降度を算出し、この下降度により入力欠相であるか入力電源断であるかを判別しているところにある。前述実施形態と同一部分については、同一符号を付して説明を省略し、以下前述実施形態と異なる部分についてのみ説明する。

図３（ｂ）に代わる図４（ａ）に示すように、制御部３は、ステップＴ１において、極大電圧Ｖｂ１をメモリ３０から検索し読出すが、その後、この極大電圧Ｖｂ１から所定電圧Ｖ１を下回る電圧Ｖａまでの期間Ｔをサンプリング個数とサンプリング周期ｔａとから算出する（ステップＴ１２）。そして平均値に代わる傾きＡを
Ａ＝（Ｖａ−Ｖｂ１）／Ｔ …（３）
により算出する。すなわち、図３（ｃ）に代わる図４（ｂ）に示すように、傾きＡを求めることができる。そして、制御部３は、ステップＴ８において傾きＡが所定の傾きＢより急であると判別されたときには、ステップＴ９において入力欠相と判別し異常信号を出力するが、ステップＴ１０において傾きＡが所定の傾きＢより急ではないときには、電源遮断と判別する。

本実施形態によれば、制御部３は傾きＡを（極大電圧Ｖｂ１−電圧Ｖａ）÷期間Ｔにより算出することにより下降度を算出しているため、前述実施形態と同様にサンプリング電圧Ｖが所定電圧Ｖ１を下回るタイミング直前の下降度により入力欠相であるか入力電源断であるかを判別（検出）することができ、前述実施形態と略同様の作用効果を奏すると共に、傾きをより容易に算出することができる。

（第３の実施形態）
図５（ａ）および図５（ｂ）は、本発明の第３の実施形態を示すもので、前述実施形態と異なるところは、極大電圧を取得した時点から所定電圧を下回るまでの期間を算出することにより電圧の下降度を算出し、この下降度により入力欠相であるか入力電源断であるかを判別しているところにある。前述実施形態と同一部分については同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。

図５（ａ）は、図３（ａ）および図３（ｂ）に代わるフローチャートを示している。また図５（ｂ）は、その説明図を概略的に示している。
図５（ａ）に示すように、制御部３は、初期電圧をサンプリングした（ステップＵ１）後、予め用意された電圧低下カウンタＴをクリアする（ステップＵ２）。この電圧低下カウンタＴは、時間を計測するために用いるカウンタである。

制御部３は、サンプリング電圧Ｖが所定電圧Ｖ１より低下する（ステップＵ８：ＹＥＳ）まで、サンプリング（Ｖｎ）を繰り返し（ステップＵ３）、前回のサンプリング電圧（Ｖｎ−１）と比較する（ステップＵ４）が、このとき、前回のサンプリング電圧（Ｖｎ−１）が今回のサンプリング電圧（Ｖｎ）を上回っているときには（ステップＵ５：ＹＥＳ）、カウンタＴをカウントアップする（ステップＵ６）。

逆に前回のサンプリング電圧（Ｖｎ−１）が今回のサンプリング電圧（Ｖ）以下であるときには（ステップＵ５：ＮＯ）、カウンタＴをクリアする（ステップＵ７）。これらの処理は、電圧が連続して下降している期間を計測するために行われる。

すなわち、制御部３は、サンプリング電圧Ｖが所定電圧Ｖ１を下回るまでこれらの処理を行うため、所定電圧Ｖ１を下回る直前についてのサンプリング電圧Ｖが下降している期間Ｔを計測することができる。

制御部３は、この期間Ｔが所定時間Ｔ１よりも下回っている場合（ステップＵ９：ＹＥＳ）には、入力欠相と判別し異常信号を出力部２４を通じて外部に出力し（ステップＵ１０）、逆に所定時間Ｔ１以上である場合（ステップＵ９：ＮＯ）には、入力電源が遮断されたと判別する（ステップＵ１１）。

本実施形態によれば、制御部３は極大電圧Ｖｂ１から所定電圧Ｖ１を下回るまでの期間Ｔを算出することにより電圧の下降度を求め、この下降度により入力欠相であるか入力電源断であるかを判別しているため、前述実施形態と同様にサンプリング電圧Ｖが所定電圧Ｖ１を下回るタイミング直前の下降度により入力欠相であるか入力電源断であるかを判別（検出）でき、前述実施形態と略同様の作用効果を奏すると共に、電圧の下降度をより簡便に算出することができる。

（第４の実施形態）
図６（ａ）ないし図６（ｃ）は、本発明の第４の実施形態を示すもので、前述実施形態と異なるところは、負荷（インバータ８）の駆動を停止した後のコンバータ部の出力信号のレベル変化に基づいて入力欠相を検出するところにある。前述実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下、異なる部分についてのみ説明する。

図６（ａ）および図６（ｂ）は、所定電圧を下回った後の制御部の制御動作をフローチャートにより示している。
図６（ａ）に示すように、制御部３は、サンプリング電圧Ｖが所定電圧Ｖ１を下回ったことを検出するとインバータ８を構成するスイッチング素子８ａのゲートを遮断（オフ）する。続けて、制御部３は電圧をサンプリングし（ステップＸ２）、このサンプリング電圧Ｖが所定電圧Ｖ２を上回るまで（ステップＸ４：ＮＯ）、メモリ３０に記憶させる（ステップＸ３）。制御部３は、サンプリング電圧Ｖが所定電圧Ｖ２を上回ると（ステップＸ４：ＹＥＳ）、図６（ｂ）に示す入力欠相判別処理を行う（ステップＸ５）。尚、所定電圧Ｖ２は、通常駆動時の最大電圧Ｖｍａｘよりも下回る電圧で且つ所定電圧Ｖ１よりも上回る電圧で予め設定されている。

制御部３は、サンプリング電圧Ｖが所定電圧Ｖ２（図６（ｃ）のＶｄ参照）を上回ったことを検出すると、サンプリング電圧Ｖが所定電圧Ｖ２を超える前の極小電圧Ｖｃ１（図６（ｃ）のＶｃ１参照）をメモリ３０から検索する（ステップＹ１）。

制御部３は、極小電圧Ｖｃ１を検索した後、その次のサンプリング電圧Ｖｃ２をメモリ３０から読出し（ステップＹ２）、傾きＣ１を、
Ｃ１＝（Ｖｃ_２−Ｖｃ_１）／ｔａ …（４）
として算出する（ステップＹ３）。ここでｔａはサンプリング周期を示している。

制御部３は、次のサンプリング電圧Ｖｃ_ｋ＋１をメモリ３０から順次読み出し（ステップＹ４）、傾きＣｋを、
Ｃｋ＝（Ｖｃ_ｋ＋１−Ｖｃ_ｋ）／ｔ_ｋ …（５）
として算出する（ステップＹ５）。制御部３は、電圧Ｖｄに至るまで傾きＣ１〜Ｃｎを算出する（ステップＹ６）。これらのステップＹ４〜Ｙ６の処理を繰り返す。ここでｔ_ｋは、サンプリング周期を示しておりｔａに一致する。

制御部３は、算出された傾きＣ１〜Ｃｎの平均値Ｃを算出し（ステップＹ７）、この平均値Ｃが所定の傾きＤより急であるか否かを判定する（ステップＹ８）。制御部３は、傾きの平均値Ｃが所定の傾きＤより急であるときには入力欠相と判断して異常信号を出力し、運転の準備（インバータ８の駆動運転準備）をしないが、傾きの平均値Ｃが所定の傾きＤより急ではないときには入力欠相ではなく入力電源遮断と判別し（ステップＹ１１）、運転準備を開始する（ステップＹ１２）。制御部３は、ステップＹ１２において運転の準備が終了すると運転指令を出力し運転指令に基づいて運転を再開する。

本実施形態によれば、制御部３の欠相検出部２１は、サンプリング電圧Ｖが所定電圧Ｖ１を下回るタイミング直後の電圧上昇時の傾きＣ１〜Ｃｎの平均値Ｃを算出し、この平均値Ｃによる上昇度により入力欠相であるか入力電源遮断であるかを判別しているため、入力欠相であるか入力電源断であるかを極力正確に素早く判別することができる。しかも、所定電圧Ｖ１を下回った後の極小電圧Ｖｃ１からその直後に所定電圧Ｖ２を上回る電圧Ｖｄまでの電圧変化のみにより判別しているため、より素早く判別処理することができる。

（第５の実施形態）
図７（ａ）および図７（ｂ）は、本発明の第５の実施形態を示すもので、前述実施形態と異なる部分は、極小電圧を取得した時点から所定電圧を上回る電圧を取得する時点までの時間変化に対する傾きにより上昇度を算出し、この上昇度により入力欠相であるか入力電源断であるかを判別しているところにある。前述実施形態と同一部分については、同一符号を付して説明を省略し、以下前述実施形態と異なる部分についてのみ説明する。

図６（ｂ）に代わる図７（ａ）に示すように、制御部３は、ステップＹ１において、極小電圧Ｖｃ１をメモリ３０から検索し読み出し、その後、この極小電圧Ｖｃ１から所定電圧Ｖ２を上回る電圧Ｖｄまでの期間Ｔをサンプリング個数とサンプリング周期ｔａとから算出する（ステップＹ１３）。そして平均値に代わる傾きＣを、
Ｃ＝（Ｖｄ−Ｖｃ１）／Ｔ …（６）
により算出する。すなわち、図６（ｃ）に代わる図７（ｂ）に示すように、傾きＣを求めることができる。その後の判別処理（ステップＹ８〜Ｙ１２）については、前述実施形態と同様のためその説明を省略する。

本実施形態によれば、制御部３は傾きＣを（電圧Ｖｄ−極小電圧Ｖｃ１）÷期間Ｔにより算出することにより上昇度を算出しているため、サンプリング電圧Ｖが所定電圧Ｖ１を下回りその後所定電圧Ｖ２を上回るタイミング直前の上昇度により入力欠相であるか入力電源断であるかを判別（検出）することができ、前述実施形態と略同様の作用効果を奏すると共に、傾きをより簡便に算出できる。

（第６の実施形態）
図８（ａ）および図８（ｂ）は、本発明の第６の実施形態を示すもので、前述実施形態と異なるところは、負荷（インバータ８）の駆動を停止してから所定電圧を上回るまでの期間を算出することにより電圧の上昇度を算出し、この上昇度により入力欠相であるか入力電源断であるかを判別しているところにある。前述実施形態と同一部分については同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。

図８（ａ）は、図６（ａ）および図６（ｂ）に代わるフローチャートを示している。この図８（ａ）に示すように、制御部３は、インバータ８のゲートを遮断し（ステップＷ１）、予め設けられた電圧回復カウンタＴをクリアして０にする。この後も制御部３は電圧サンプリング処理を行うが、所定電圧Ｖ２以下のときには（ステップＷ４：ＮＯ）、電圧回復カウンタＴをカウントアップし（ステップＷ５：ＮＯ）、ステップＷ２に戻り電圧のサンプリングを継続するが、所定電圧Ｖ２を上回るときには（ステップＷ４：ＹＥＳ）、ステップＷ６以降の判別処理を行う。

制御部３は、ステップＷ６において、電圧回復カウンタＴの値が所定のカウント値Ｔ１未満であるとき期間が所定時間より下回ると判断し、入力欠相と判別し（ステップＷ７）、異常信号を出力し、運転準備を行わない（ステップＷ８）。しかし、期間が所定時間以上であるときには入力電源遮断であると判別し（ステップＷ９）、運転準備を開始し、準備ができ次第、運転指令により運転再開する（ステップＷ１０）。

本実施形態によれば、制御部３が、インバータ８の駆動を停止（ゲートを遮断）してから所定電圧Ｖ２を上回るまでの期間を算出することにより電圧の上昇度を算出し、この上昇度により入力欠相であるか入力電源断であるかを判別しているため、前述実施形態と略同様の作用効果を得ることができると共に、電圧の上昇度をより簡便に算出することができる。

（第７の実施形態）
図９（ａ）および図９（ｂ）並びに図１０（ａ）および図１０（ｂ）は、本発明の第７の実施形態を示すもので、前述実施形態と異なるところは、特定の負荷条件を満たしたときに成立する条件を利用して前述実施形態に係るサンプリング電圧以外の検出信号を用いて入力欠相であるか入力電源断であるかを判別するところにある。前述実施形態と同一部分については同一符号を付して説明を省略し、以下、異なる部分についてのみ説明する。

図９（ａ）は、入力欠相時のコンバータ部の出力電圧と出力電流との関係を概略的に示している。例えば、一定運転中はインバータ部８がほぼ一定の電力供給を行う場合、この図９（ａ）に示すように、コンバータ部７の出力電圧Ｖｄｃとその出力電流Ｉｄｃとの積が一定となる。

このコンバータ部７の出力電圧と出力電流が略一定となる性質を利用すると、電流検出部２２が電流検出器９により出力電流Ｉｄｃの時間的変化を検出し、制御部３の欠相検出部２１が、通常駆動しているときの電流値Ｉｍｉｎよりも高く予め定められた所定の電流値Ｉｄ１を上回るタイミングの直前もしくは直後の電流の時間的変化（出力電流Ｉｄｃが極小電流となる時点から電流Ｉｄ１を上回るまでの期間ｔｘや、出力電流ＩｄｃがＩｄ１を上回る時点から電流Ｉｄ１よりも予め低く設定された電流Ｉｄ２を下回るまでの期間ｔｙ参照）によって入力欠相であるか入力電源断であるかを判別することができるようになる。この場合、前述実施形態と略同様の作用効果を奏する。

図９（ｂ）は、入力欠相時のコンバータ部の出力電圧と出力変調率との関係を示している。ここで定義される出力変調率αとは、インバータ部８の出力電圧をその直流成分となる直流電圧で除した値を示している。

この出力変調率αは、図９（ａ）および図９（ｂ）に示すように、入力欠相時のコンバータ部７の出力電流Ｉｄｃの時間的特性と略同様の特性を示している。すなわち、通常駆動しているときの出力変調率αよりも高く予め定められた所定の出力変調率α１を上回るタイミングの直前もしくは直後の電流の時間的変化（出力変調率αが極小値となる時点から出力変調率α１を上回るまでの期間ｔｂや、出力変調率αがα１を上回る時点から出力変調率α２を下回るまでの期間ｔｃ参照）によって入力欠相であるか入力電源断であるかを判別できるようになる。

したがって、制御部３が図示しない電圧検出部によりインバータ１２の出力電圧を検出し、この出力電圧の直流成分を算出し出力変調率αを算出することで、前述と同様に入力欠相であるか入力電源断であるかを判別することができる。

図１０（ａ）は、入力欠相時のコンバータ部の出力電圧とインバータ部の出力電流との関係を概略的に示している。前述と同様に一定運転中にインバータ部８が略一定の電力を供給する場合、入力欠相時のインバータ部８の出力電流Ｉは、図９（ａ）のコンバータ部７の出力電流Ｉｄｃの時間的特性と略同様の特性を示す。したがって、電流検出部２２が電流検出器１０により出力電流Ｉの時間的変化を検出することで、前述と同様に入力欠相であるか入力電源断であるかを判別することができる。

図１０（ｂ）は、入力欠相時のコンバータ部の出力電圧とインバータ部の出力電圧との関係を概略的に示している。前述と同様に一定運転中にインバータ部８が略一定の電力を供給する場合、入力欠相時のインバータ部８の出力電圧Ｖは、コンバータ部７の出力電圧Ｖｄｃの時間的特性と略同様の特性を示す。したがって、電圧検出部を設けてインバータ部８の出力電圧Ｖを検出し、この出力電圧Ｖの時間的変化を検出することで、前述と同様に入力欠相であるか入力電源断であるかを判別することができる。

（第８の実施形態）
図１１は、本発明の第８の実施形態を示すもので、前述実施形態と異なるところは、欠相検出であるか否かを確定する欠相確定部を設けたところにある。前述実施形態と同一部分については同一符号を付して説明を省略し、以下、異なる部分についてのみ説明する。

前述実施形態に示したように、所定電圧Ｖ１を下回るときに入力欠相であるか否かを判別し、この判別結果によって入力欠相であると検出するが、何らかの影響により誤検出、もしくは誤判別してしまうときもある。そこで、判別性能、信頼性を向上するため、次に示すように入力欠相検出に係る確定処理を設けることが望ましい。

図１１に示すように、例えば、サンプリング電圧Ｖが所定電圧Ｖ１を下回りその直前の電圧変化により入力欠相であるか入力電源断であるかを判別し、入力欠相であると検出したときにはその検出回数をカウントし、（Ａ）に示すように、所定回数（例えば３回）以上カウントされたことを条件として入力欠相を確定すると良い。また、（Ｂ）に示すように、所定時間Ｔ内に、所定回数（例えば２回）以上カウントされたことを条件として入力欠相を確定するようにしても良い。さらに、周期的に所定電圧Ｖ１を下回り入力欠相であることが検出されたことを条件として入力欠相であることを確定するようにしても良い。すると、より判別精度を向上することができ、欠相検出部２１によって入力電源断ではなく入力欠相であることを確定できる。

この場合、制御部３が初回の入力欠相を検出した（図１１（ａ）の１回めのタイミング）後、入力欠相を確定する前には、欠相検出継続中であることを示す信号を出力部２４を通じて上位のシーケンサ（図示せず）に出力することが望ましい。この場合、シーケンサが運転動作を停止するために必要な準備処理を予め行うことができる。

（他の実施形態）
本発明は、前記実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に示す変形もしくは拡張が可能である。
入力電源断であるか入力欠相であるかを判別する実施形態を示したが、入力欠相検出できれば判別処理は必要に応じて設ければ良い。
所定電圧Ｖ１を下回る直前もしくは直後の電圧の上昇度もしくは下降度のみに関わらず、所定電圧Ｖ１に達する以前の上昇度もしくは下降度、または所定電圧Ｖ１に達した以後の上昇度もしくは下降度、もしくは前後両者の複数の極大電圧、極小電圧を包含する電圧の変化を検出して入力欠相であるか入力電源断であるかを判別するようにしても良い。

入力側の欠相を検出することができる欠相検出部２１を備えていれば、駆動制御部２３や電圧検出部２０、電流検出部２２等の他の構成要素は必要に応じて設ければ良い。主回路部２と制御部３とが別体に構成されているものにも適用可能である。電圧検出部２０や電流検出部２２はいずれか一方のみ設ければ良い。

三相ブリッジ構成のインバータ装置１に適用したが、三相を超える多相ブリッジのものでも上記実施形態と略同様の効果を奏することは言うまでもない。また、インバータ８やモータＭを負荷としているが負荷を選ばない。

コンバータ７の出力電圧Ｖｄｃや出力電流Ｉｄｃ、インバータ８の出力電圧Ｖや出力電流Ｉにより入力欠相検出処理を行う実施形態を示したが、コンバータ部７の出力電圧が類推可能な信号（例えば、インバータ８の出力電流、コンバータ部７の出力電流）を組み合わせて入力欠相検出処理や入力欠相判別処理、欠相確定処理を行うようにしても良い。

本発明の第１の実施形態の電気的構成を概略的に示すブロック図 （ａ）は入力欠相時のゲート遮断前後のコンバータ部の出力電圧変化を示す図、（ｂ）は電源遮断前後のコンバータ部の出力電圧変化を示す図 （ａ）および（ｂ）は動作を概略的に示すフローチャート（その１およびその２）、（ｃ）は判別処理の説明図 本発明の第２の実施形態に係る（ａ）は図３（ｂ）相当図、（ｂ）は図３（ｃ）相当図 本発明の第３の実施形態に係る（ａ）は図３（ａ）および図３（ｂ）相当図、（ｂ）は図３（ｃ）相当図 本発明の第４の実施形態に係る（ａ）ないし（ｃ）はそれぞれ図３（ａ）〜図３（ｃ）相当図 本発明の第５の実施形態に係る（ａ）は図３（ａ）および図３（ｂ）相当図、（ｂ）は図３（ｃ）相当図 本発明の第６の実施形態に係る（ａ）は図３（ａ）および図３（ｂ）相当図、（ｂ）は図３（ｃ）相当図 本発明の第７の実施形態を示す（ａ）は出力電圧および出力電流の時間的変化を示す相関図、（ｂ）は出力電圧および出力変調率の時間的変化を示す相関図 （ａ）は出力電圧およびインバータの出力電流の時間的変化を示す相関図、（ｂ）は出力電圧およびインバータの出力電圧の時間的変化を示す相関図 本発明の第８の実施形態を示すタイミングチャート

符号の説明

図面中、１はインバータ装置（欠相検出装置、負荷駆動装置）、３は制御部、４は三相交流電源（多相交流電源）、７はコンバータ部、２１は欠相検出部（欠相判別部、欠相確定部）、２３は駆動制御部（駆動停止制御部）、２４は出力部を示す。

Claims (13)

1. 三相以上の多相交流電源がコンバータ部の出力信号および前記コンバータ部の負荷の出力信号の少なくとも１つ以上の出力信号が与えられる検出部であって、前記コンバータ部の出力により負荷が駆動されているときに前記与えられた出力信号のレベルが負荷を通常駆動している時のレベルに対して予め離間して定められた所定レベルに達するタイミング前及び／又は後における出力信号のレベル変化に基づいて前記多相交流電源からの入力欠相を検出する欠相検出部を備えたことを特徴とする欠相検出装置。
2. 前記欠相検出部は、前記出力信号が所定レベルに達するタイミング以前の前記出力信号の上昇度もしくは下降度により前記多相交流電源からの入力欠相を検出することを特徴とする請求項１記載の欠相検出装置。
3. 前記欠相検出部は、前記出力信号が所定レベルに達するタイミング以後の前記出力信号の上昇度もしくは下降度により前記多相交流電源からの入力欠相を検出することを特徴とする請求項１記載の欠相検出装置。
4. 前記出力信号のレベルが所定レベルに達したタイミングの後に前記負荷の駆動を停止制御する駆動停止制御部を備え、
   前記欠相検出部は、前記駆動停止制御部が負荷の駆動を停止制御した後の前記出力信号のレベル変化に基づいて前記多相交流電源からの入力欠相を検出することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の欠相検出装置。
5. 前記欠相検出部は、前記コンバータ部により変換された出力信号および／または前記負荷としてのインバータにより変換された出力信号が与えられ、前記インバータの出力により他負荷が駆動されているときに前記インバータの出力変調率に基づいて前記多相交流電源からの入力欠相を検出することを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載の欠相検出装置。
6. 前記出力信号は、前記コンバータ部により変換出力された電圧であることを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載の欠相検出装置。
7. 前記出力信号は、前記コンバータ部により変換出力された電流であることを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載の欠相検出装置。
8. 前記与えられた出力信号のレベルが所定レベルに対して周期的に達することを条件として前記欠相検出部により検出された入力欠相を確定する欠相確定部を備えたことを特徴とする請求項１ないし７の何れかに記載の欠相検出装置。
9. 前記与えられた出力信号のレベルが所定レベルに達するタイミングが所定回数以上検出されたことを条件として前記欠相検出部により検出された入力欠相を確定する欠相確定部を備えたことを特徴とする請求項１ないし７の何れかに記載の欠相検出装置。
10. 前記欠相確定部は、前記所定レベルに達するタイミングが所定期間内に前記所定回数以上検出されたことを条件として前記欠相検出部により検出された入力欠相を確定することを特徴とする請求項９記載の欠相検出装置。
11. 前記欠相確定部が前記入力欠相を確定する前に、前記欠相検出部が前記入力欠相検出を継続しているときには入力欠相検出継続中であることを出力する出力部を備えたことを特徴とする請求項８ないし１０の何れかに記載の欠相検出装置。
12. 前記欠相検出部に代えて、前記所定レベルに達するタイミング前及び／又は後における出力信号のレベル変化に基づいて前記多相交流電源からの入力欠相であるか入力側電源断であるかを判別する欠相判別部を備えたことを特徴とする請求項１ないし１０の何れかに記載の欠相検出装置。
13. 請求項１ないし７の何れかに記載の欠相検出装置の欠相検出部が入力欠相を検出し、もしくは、請求項８ないし１１の何れかに記載の欠相検出装置の欠相確定部が入力欠相検出を確定すると前記負荷を駆動停止することを特徴とする負荷駆動装置。

Images