JP6615139B2

JP6615139B2 - アレーアンテナの制御装置、アンテナ装置および移動通信用無線通信装置

Info

Publication number: JP6615139B2
Application number: JP2017045725A
Authority: JP
Inventors: 圭佑中村; 隆行馬場; 敏充近藤; 透井上
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2017-03-10
Filing date: 2017-03-10
Publication date: 2019-12-04
Anticipated expiration: 2037-03-10
Also published as: JP2018152640A

Description

本発明は、アレーアンテナの制御装置、アンテナ装置および移動通信用無線通信装置に関する。

無線通信において、妨害波や干渉波の影響を緩和する手法として、主ビームの指向方向を制御することや、ヌル点を形成する方法が知られている。

例えば、特許文献１に開示されている無線リレー局は、複数の基地局との間の電波伝搬環境データとして受信信号の信号レベルを求める。無線リレー局は、求めた信号レベルに基づいて、最も受信レベルが高い無線基地局を選択し、主ビームの指向方向を、選択した基地局の方向に制御することにより、通信の品質を維持しつつ無線通信におけるリレーを可能とする。

また、特許文献２に開示されているＭＩＭＯアンテナ装置は、受信信号レベルとビットエラー率（ＢＥＲ）等の受信信号品質を計測し、受信信号レベルと信号品質とに基づいて、データストリーム数、変復調方法、主ビームの方向等を制御する。また、特許文献２は、信号系列の変調方式がディジタル位相変調の場合には、受信信号が一定振幅となるため、受信信号系列の復調にＣＭＡ（ＣｏｎｓｔａｎｔＭｏｄｕｌａｓＡｌｇｏｒｉｔｈｍ）を適用することを提案している。

特開２０１３−８９９８３号公報特開２００８−８６００３号公報

特許文献１に開示されている無線通信装置は、受信信号レベルに基づいて主ビームの指向方向を制御し、所望方位以外からの到来信号を干渉波と判定して、ヌル点制御を実施する。しかし、移動体間通信においては、所望方位や通信距離が変動するため、一意に受信レベルや到来方向で判定することは困難である。

また、特許文献２に開示されたディジタル位相変調を用いる無線通信装置は、信号品質と受信レベルの組み合わせによって干渉波の有無を判定し、主ビームの指向方向とヌル点の制御を実施する。しかし、信号品質の測定には自動周波数制御、ビット同期等の処理が必要であり、高速干渉波到来の判定および干渉波到来方向へのヌル点制御が困難である。このため、ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）のような時分割で高速な処理が必要な移動体間通信への適用が困難である。

本発明は、上記実状に鑑みてなされたものであり、移動体間通信において、高速に干渉波の除去を行って高品質な通信を行うことができるアレーアンテナの制御装置、アンテナ装置および移動通信用無線通信装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、この発明のアレーアンテナの制御装置は、アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子で受信された信号をオーバサンプリングしてディジタル化するＡ／Ｄ変換部と、Ａ／Ｄ変換部の出力データの振幅と位相とを、振幅位相制御量に従って制御すると共に互いに加算して、処理信号を出力する信号処理部と、信号処理部の出力信号を直交復調する直交復調部と、直交復調部からの復調信号を複数相にダウンサンプリングするダウンサンプラと、ダウンサンプラが出力する複数相のデータ群について、振幅が閾値以下となるデータが最も少ないデータ群に基づき振幅位相制御演算を行って、振幅と位相の補正量を示す振幅位相制御量を出力する振幅位相制御量演算部と、集計部と、振幅判定部と、を備える。Ａ／Ｄ変換部は、入力信号のサンプリング周期のｍ倍のサンプリング周期でサンプリングする。ダウンサンプラは、入力信号を、Ａ／Ｄ変換部と同一のサンプリング周期でサンプリングし、サンプリングデータをｍ相に順次出力することによりダウンサンプリングする。集計部は、ダウンサンプラからのｍ相のデータ群それぞれについて、データを一定期間集計し、振幅値を求める。振幅判定部は、集計部が出力したｍ個の振幅値の列について、振幅が閾値以下となるデータが最も少ないデータ群を選択する。振幅位相制御量演算部は、選択したデータ群の振幅の列に基づき振幅位相制御演算を行って、振幅位相制御量を出力する。振幅位相制御量演算部は、振幅判定部により選択されたデータ群の振幅の変動が閾値以下か否かを求め、閾値以下の場合には、振幅位相制御量を受信用の振幅位相制御量として設定し、振幅の変動が閾値より大きい場合には、予め設定されている演算アルゴリズムに従って振幅位相制御量を求める。

本発明によれば、ダウンサンプリング後のデータ群の中から振幅が閾値以下となるデータが最も少ないデータ群を求める。これは、実効的にナイキスト点付近でサンプリングされたデータ群を求めることに相当する。このデータ群に基づいて振幅位相制御量を求めることにより、妨害波と所望信号を含む受信信号から、ＡＦＣ（Auto Frequency Control）、ビット同期等のための時間を要することなく高速に、適切なアンテナの主ビーム方向やヌル点の制御が可能となり、受信信号の品質を高めることができる。

本発明の実施の形態１に係る無線通信装置の構成例を示す図図１に示す演算部の詳細な構成を示す図実施の形態１に係る無線通信装置のＴＤＭＡ通信のスロット割当例を示す図図２に示す演算部の動作フロー図

以下、本発明の実施の形態に係る無線通信装置１０を説明する。
図１に示すように、本実施の形態にかかる無線通信装置１０は、ディジタル位相変調信号を用いたＴＤＭＡ通信を行う無線通信装置である。
無線通信装置１０は、複数のアンテナ素子を備えるアレーアンテナ１１０と、受信信号をダウンコンバートする周波数変換部１２０と、受信信号をディジタル化するＡ／Ｄ変換部１３０と、受信信号の振幅と位相を制御する振幅位相制御部１４０と、信号加算器１５０と、受信信号の振幅と位相を制御する受信信号制御部１６０と、復調部２００と、振幅位相制御量をアダプティブに演算する演算部３００と、基準信号源４００と、共通局所発振器４１０と、共通クロック信号発振器４２０と、ＴＤＭＡ制御装置５００と、を備える。

各構成をより詳細に説明する。
アレーアンテナ１１０はアレー状に配置された複数のアンテナ素子を備える。この実施の形態においては、アンテナ素子の数を一例として５とする。従って、本実施の形態においては、アレーアンテナ１１０は、アンテナ素子１１０−１〜１１０−５を備え、到来する妨害波、所望信号、即ち、受信対象信号を含む信号を受信し、周波数変換部１２０に出力する。なお、無線通信装置１０は、アンテナ素子１１０−１〜１１０−５で受信した信号を処理することにより、アンテナの主ビームの方向やヌル点の制御を行う。そのため、この無線通信装置１０は、アンテナを制御するアンテナ制御装置としての機能を有する。

周波数変換部１２０は５つの周波数変換系統１２０−１〜１２０−５より構成される。周波数変換系統１２０−ｉ（ｉは１〜５）は、アンテナ素子１１０−ｉが出力した受信信号と、共通局所発振器４１０が出力した局所発振信号と、Ａ／Ｄ変換系統１３０−ｉが出力した振幅情報とを入力する。周波数変換系統１２０−ｉは、受信信号を振幅情報に基づいてゲインを調整して、低雑音増幅し、続いて、低雑音増幅した信号と局所発振信号とを混合して、中間周波数帯信号に周波数変換し、Ａ／Ｄ変換系統１３０−ｉへ出力する。周波数変換系統１２０−ｉは、たとえば、低雑音増幅器とミクサとを備える低雑音周波数変換器等から構成される。

Ａ／Ｄ変換部１３０は５つのＡ／Ｄ変換系統１３０−１〜１３０−５より構成される。Ａ／Ｄ変換系統１３０−ｉには、周波数変換系統１２０−ｉが出力した中間周波数帯信号と共通クロック信号発振器４２０が出力したクロック信号とが供給される。Ａ／Ｄ変換系統１３０−ｉは、入力信号である中間周波数帯信号を、クロック信号に応答してオーバサンプリングし、ディジタル信号に変換し、振幅位相制御部１４０及び受信信号制御部１６０に出力する。また、ディジタル信号の振幅の平均処理を行い、求めた振幅情報を周波数変換部１２０へ出力する。

Ａ／Ｄ変換系統１３０−ｉのサンプリング周波数は、受信対象信号のサンプリング周波数の２倍以上の整数であるｍ倍の周波数である。従って、Ａ／Ｄ変換部１３０は、ｍ倍のアップサンプリング部として機能する。Ａ／Ｄ変換部１３０は例えばＣＭＯＳプロセスによるＡ／Ｄ変換ＩＣから構成される。

振幅位相制御部１４０は５つの振幅位相制御系統１４０−１〜１４０−５より構成される。振幅位相制御系統１４０−ｉは、Ａ／Ｄ変換系統１３０−ｉの出力データと演算部３００が出力した振幅位相制御量とを受信し、振幅位相制御量に基づいてディジタルデータの振幅と位相とを制御する。具体的には、振幅位相制御系統１４０−ｉは、ディジタル信号と振幅位相制御量に応じた複素数とを乗算し、積を信号加算器１５０に出力する。振幅位相制御部１４０は例えばＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array)等のディジタル演算器から構成される。

信号加算器１５０は振幅位相制御系統１４０−１〜１４０−５が出力した各ディジタル信号を受信し、それらのディジタル信号を互いに加算し、加算結果であるＤＢＦ（Digital BeamForming）処理信号を演算部３００に出力する。信号加算器１５０は例えばＦＰＧＡから構成されたディジタル演算器から構成される。

振幅位相制御部１４０と信号加算器１５０とは、Ａ／Ｄ変換部１３０の出力データの振幅と位相とを、振幅位相制御量に従って制御すると共に互いに加算して、処理信号を出力する信号処理部として機能する。

基準信号源４００は基準周波数の基準信号を発生し、共通局所発振器４１０および共通クロック信号発振器４２０に基準信号を出力する。基準信号源４００は例えばＴＣＸＯ（Temperature Compensated Crystal Oscillator ）、ＯＣＸＯ(Oven Controlled Xtal Oscillator)等の水晶発振器などから構成される。

共通局所発振器４１０は基準信号源４００から供給された基準信号と内部発振器を位相同期させ、局所発振信号を生成し、周波数変換系統１２０−ｉにそれぞれ出力する。共通局所発振器４１０は例えばＭＭＩＣ（Monolithic Microwave Integrated Circuit）を用いたＰＬＬ(Phase Locked Loop)−ＩＣ(Integrated Circuit)、ＶＣＯ（Voltage-Controlled Oscillator）等を備える。なお、図１は、共通局所発振器４１０をＰＬＬ回路から構成した例を示している。

共通クロック信号発振器４２０は基準信号源４００が出力した基準信号と内部発振器を位相同期させ、サンプリング周波数、即ちｍ倍のアップサンプリング周波数に相当する周波数を有するクロック信号を生成し、Ａ／Ｄ変換系統１３０−１〜１３０−５に出力する。共通クロック信号発振器４２０は例えばＭＭＩＣを用いたＰＬＬ−ＩＣ、ＶＣＯを用いて実現される。なお、図１は、共通クロック信号発振器４２０をＰＬＬ回路で構成した例を示している。

演算部３００は、信号加算器１５０からのＤＢＦ処理信号と、復調部２００からのデータ周期信号と、ＴＤＭＡ制御装置５００からのスロット情報とを受信し、受信用振幅位相制御量と振幅位相制御量とを出力する。

演算部３００の詳細を図２を参照して説明する。
図２に示すように、演算部３００は、ＤＢＦ処理信号に直交復調処理を施す直交復調部３０１と、連続する正弦波信号を出力するＣＷ発生器３０２と、Ｉ信号の帯域を制限するＩ相用のフィルタ３０３、Ｑ信号の帯域を制限するＱ相用のフィルタ３０４、Ｉ信号とＱ信号をサンプリングして複数相に順次振り分けることによりダウンサンプリングを行う多相ダウンサンプラ３１０と、各相のデータ群の振幅を集計する集計部３２０−１〜３２０−ｍと、集計された振幅と閾値とを比較し、いずれかの相のデータ群を選択する振幅判定部３３０と、選択したデータ群に基づいて振幅位相制御量を求める振幅位相制御量演算部３４０と、を備える。なお演算部３００は、例えばＦＰＧＡ等のディジタル演算器から構成される。

各部の構成をより詳細に説明する。
直交復調部３０１は、ＣＷ発生器３０２が出力するＣＷ信号を内部で９０度位相差を設けて、信号処理部の出力信号、即ち、ＤＢＦ処理信号を、直交復調し、Ｉ信号、Ｑ信号を生成し、それぞれのフィルタ３０３、フィルタ３０４へ出力する。より具体的には、直交復調部３０１は、ＣＷ発生器３０２が発生したＣＷ信号から位相差が９０度の２つの信号を生成し、生成した２つの信号とＤＢＦ処理信号とをミキシングしてＩ信号とＱ信号を生成し、それぞれのフィルタ３０３、フィルタ３０４へ出力する。

ＣＷ発生器３０２は予め設定された周波数に基づいて正弦信号を生成し、直交復調部３０１へ出力する。

フィルタ３０３及びフィルタ３０４は入力されたＩ信号、Ｑ信号の２倍波とＤＣ成分を除去して帯域制限した後、多相ダウンサンプラ３１０へ出力する。フィルタ３０３とフィルタ３０４は同じ通過特性を示し、遅延も同じである。フィルタ３０３、３０４は例えばルートコサインフィルタで実現される。

多相ダウンサンプラ３１０には、フィルタ３０３、３０４が出力する復調信号、即ち、フィルタ３０３が出力するＩ信号とフィルタ３０４が出力するＱ信号及び復調部２００より出力されたデータ周期Ｔ_Ｄが入力される。多相ダウンサンプラ３１０は、入力信号であるＩ信号とＱ信号とをＡ／Ｄ変換部１３０と同一のサンプリング周期でサンプリングし、サンプリングデータをｍ相に順次出力することによりダウンサンプリングする。これにより、多相ダウンサンプラ３１０は、データ周期Ｔ_Ｄの周期で、異なるｍ個の位相で間引き処理を実施する。データ周期Ｔ_Ｄは、受信対象信号のデータのサンプリング周期を意味する。多相ダウンサンプラ３１０は、間引き処理の結果得られるｍ個のデータ群を集計部３２０−１〜３２０−ｍへ出力する。

各データ群Ｄｊを構成するデータは、各データ周期Ｔ_Ｄ中の同一位相でのデータの列に相当する。

集計部３２０は、ｍ個の集計部３２０−１〜３２０−ｍを備える。
各集計部３２０−ｊは、多相ダウンサンプラ３１０の出力する第ｊもデータ群Ｄ_ｊ（ｊは１〜ｍの整数）の振幅を演算により求め、求めた振幅を一定時間集計する。例えば、直近ｎ個のデータ周期Ｔ_Ｄで得られたデータの振幅の平均値を求める。各集計部３２０−ｊは、得られた集計結果を出力する。

振幅判定部３３０は集計部３２０−１〜３２０−ｍの集計結果を順次入力し、集計結果のデータ列より、振幅が閾値を下回るデータが最も少ないデータ列を選択する。これは、受信信号を一定時間観測し、Ｉ，Ｑ平面上において、ゼロクロスするデータが最も少ないデータ列を選択することによって、簡易的にナイキスト点付近をサンプルしたデータ列を選択することに相当する。振幅判定部３３０は、選択したデータ列を振幅位相制御量演算部３４０へ出力する。

振幅位相制御量演算部３４０はＴＤＭＡ制御装置５００より出力されたスロット情報と振幅判定部３３０が出力したデータ列とを受信する。振幅位相制御量演算部３４０は、スロット情報が更新された場合には、それまで出力していた５系統分の振幅位相制御量、即ち、振幅と位相の補正量を次のフレームで使用するために更新前のスロット情報に対応付けて保管し、更新後のスロット情報に対応付けて先のフレームで予め保管しておいた５系統分の振幅位相制御量を振幅位相制御部１４０に出力する。また、スロット情報が更新されていない場合においては、選択されて入力されたデータ列の各データの振幅を閾値と比較して、振幅が閾値以下となるデータが最も少ないデータ群を選択し、選択したデータ群の振幅変動量を求め、求めた振幅変動量と予め設定されている閾値とを比較し、振幅変動量が閾値以下の場合には、現状の振幅位相制御量を継続して振幅位相制御部１４０へ出力する。振幅変動量が閾値より大きい場合には例えばＣＭＡのような演算アルゴリズムを用いて振幅位相制御演算を行って、振幅と位相の補正量を示す振幅位相制御量を出力する。振幅変動量は、例えば、単位期間内の振幅の最大値と最小値の差の絶対値、振幅の分散等からもとめられる。

振幅位相制御量演算部３４０は、振幅位相制御部１４０に出力した５系統分の振幅位相制御量と同一の５系統分の振幅位相制御量を受信用として、受信信号制御部１６０に出力する。

図１に示す受信信号制御部１６０はＡ／Ｄ変換部１３０の出力するディジタル信号と演算部３００の振幅位相制御量演算部３４０の出力する受信用振幅位相制御量を入力し、Ａ／Ｄ変換系統１３０−１〜１３０−５が出力するディジタル信号に、系統分の受信用振幅位相制御量に応じた複素数を入力された各ディジタル信号に乗算し、加算した結果であるＤＢＦ受信信号を復調部２００へ出力する。具体的には、受信信号制御部１６０は振幅位相制御部１４０及び信号加算器１５０と同様の構成を有する。５系統の振幅位相制御部がＡ／Ｄ変換系統１３０−１〜１３０−５が出力したディジタル信号に系統分の受信用振幅位相制御量に応じた複素数を乗算し、加算器が５系統分の乗算値を加算して、ＤＢＦ受信信号を生成し、復調部２００へ出力する。

復調部２００は受信信号制御部１６０が出力するＤＢＦ受信信号を受信し、それらのＤＢＦ受信信号を用いて復調し復調結果を図示せぬ上位装置へ出力する。また、予め設定されているデータ周期Ｔ_Ｄのクロックを図２に示す多相ダウンサンプラ３１０へ出力する。復調部２００は例えばＦＰＧＡ等のディジタル演算器を用いて実現する。このＴ_Ｄは、Ａ／Ｄ変換部１３０のサンプリング周期と同一の周期である。

図１に示すＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）制御装置５００は通信相手と時刻同期した時刻情報と予め設定されたスケジュールとによりスロット情報を生成して演算部３００内の振幅位相制御量演算部３４０へ出力する。

次に、図３を参照して、無線通信装置１０を適用するＴＤＭＡ通信におけるスロットの割当例を説明する。

ここでは、この無線通信装置１０の受信対象はＫ（Ｋは２以上の整数）個であり、移動体であるとする。
図３に示すように、各フレーム内には、１からＫまでの受信対象毎にスロットが割り当てられている。例えば、第Ｎフレームは、Ｋ個のスロット分割されており、第１から第Ｋの受信対象に割り当てられている。さらに、所望信号の到来方位はθ１、θ２…、θＫと異なる。また、次のフレームＮ＋１ではフレームＮ同様、Ｋ個のスロットから構成されている。ただし、所望信号の到来方向はθ’１、θ’２、…、θ’Ｋへ変化することが示されている。

図３に示された通り、スロット毎に所望信号の到来方向が異なることから、無線通信装置１０は電気的に制御してアンテナの主ビームの指向方向を切り替え、好適な受信を可能としている。

また、一般に無線通信における干渉波及び妨害波の存在は信号の品質を劣化させるものであるため、その影響を除去、もしくは緩和することが望ましい。このため、無線通信装置１０は、アレーアンテナ１１０により受信した妨害波と所望信号を含む受信信号をＡ／Ｄ変換後に各系統に振幅、位相制御を行い、それらの和信号を用いて振幅位相制御を行うことで、特定の方向より受信する信号を最大化し、妨害波到来方向へヌルを形成して最小化することで信号の品質を高めている。

次に、係る無線通信装置１０の動作について説明する。

一例として、現時点が、図３に示したフレームＮ＋１内のスロット２の時点であると仮定する。
この時点では、無線通信装置１０は、方位θ’２から到来する所望の信号と妨害波を含む受信信号をアレーアンテナ１１０，即ち、アンテナ素子１１０−１〜１１０−５で並列に受信している。

アンテナ素子１１０−ｉで受信された信号は周波数変換系統１２０−ｉで復調され、Ａ／Ｄ変換系統１３０−ｉでｍ倍のサンプリング周波数でオーバサンプリングされ、振幅位相制御系統１４０−ｉに供給される。

振幅位相制御系統１４０−ｉは、演算部３００から供給された振幅位相制御量に相当する複素数を乗算することにより、受信データの振幅と位相を制御して、信号加算器１５０に出力する。信号加算器１５０は、振幅位相制御系統１４０−１〜１４０−５が出力した乗算値を加算してＤＢＦ処理信号を生成し、演算部３００に出力する。

受信信号制御部１６０も振幅位相制御部１４０と信号加算器１５０と同様の動作を行って、ＤＢＦ受信信号を生成し、復調部２００に出力する。

このとき、演算部３００の振幅位相制御量演算部３４０は、当初は、前フレームであるフレームＮのスロット２における振幅位相制御量を振幅位相制御部１４０と受信信号制御部１６０に設定する。

演算部３００は、直交復調部３０１によりＤＢＦ信号を直交復調し、フィルタ３０３，３０４によりＩ信号とＱ信号をそれぞれ帯域制限する。

多相ダウンサンプラ３１０は、周期Ｔ_Ｄのクロックに応答して、１つのデータについて、ｍ個の異なる位相でＩ信号とＱ信号をダウンサンプリングし、それをｍ相に順次出力することでデータ列から構成されるデータ群Ｄ１〜Ｄｍを出力する。

集計部３２０−１〜３２０−ｍは、対応するデータ群の一定期間、例えば、１〜１００データ期間内のデータを集計して振幅値を求め、振幅判定部３３０にて、振幅が閾値を下回るデータが最も少ないデータ列を判別する。これは、演算部３００は、一定時間観測した受信信号のうち、Ｉ，Ｑ平面上において、ゼロクロスするデータが最も少ないデータ列を判別することによって、簡易的にナイキスト点付近をサンプルしたデータ列を見出すことに相当する。

振幅位相制御量演算部３４０は、判別されたデータ群を選択し、選択したデータ群の振幅の変動が閾値以下か否かを判別する。閾値以下の場合は、ノイズが少なくビームフォーミングが適切と考えられるため、そのデータ群を選択し、振幅と移動の制御量を示す振幅位相制御量を求める。振幅位相制御量演算部３４０は、求めた振幅位相制御量を振幅位相制御部１４０と受信信号制御部１６０に供給する。振幅位相制御量演算部３４０は、判別されたデータ群を選択し、振幅と移動の制御量を示す振幅位相制御量を求める。選択したデータ群の振幅の変動が閾値より大きい場合、ノイズが多くビームフォーミングが不適切と考えられるため、ＣＭＡ等のアルゴリズムに従って、振幅位相制御量を求める。振幅位相制御量演算部３４０は、求めた振幅位相制御量を振幅位相制御部１４０に供給する。

このように、振幅位相制御部１４０に出力する振幅位相制御量はアダプティブなものであり、刻々と変化しうるが、受信信号制御部１６０に出力する振幅位相制御量は、基本的に、前フレームの同一スロットで求められていた振幅位相制御量であり、基本的には、そのスロットの間変化しない。区別のため、振幅位相制御部１４０に出力するものを単に振幅位相制御量、受信信号制御部１６０に出力するものを受信用振幅位相制御量と呼ぶ。なお、どちらも５系統分の信号である。

振幅位相制御量演算部３４０は、ＴＤＭＡ制御装置５００からのスロット情報によりスロットの切り替えが指示されると、振幅位相制御量を次フレームの変更前スロットの振幅位相制御量として記憶し、予め記憶していた前フレームの変更後スロットの振幅位相制御量を次スロットの振幅位相制御量及び受信用振幅位相制御量として出力する。

次に、図４を参照して演算部３００の動作をより詳細に説明する。

演算部３００は、無線通信装置１０の動作中、プロセッサが、図４に示す処理を繰り替えして実行することにより実現される。
処理を開始すると、演算部３００は、ＴＤＭＡ制御装置５００より入力されたスロット情報に基づき、前フレームの同一スロットに対応付けて格納されている受信用振幅位相制御量を一時メモリに読み込む（ステップＳ１００）。

次に、演算部３００は、スロット情報を確認し、前回入力されたスロットより変更がないか否かを判別する（ステップＳ１０１）。スロットの変更があった場合には（ステップＳ１０１；Ｎｏ）、ステップＳ１００へ遷移し、変更後のスロットに応じた前フレームの受信用振幅位相制御量を読み込む。一方、スロットの変更が無い場合（ステップＳ１０１；Ｙｅｓ）、ステップＳ１０２へ遷移する。

ステップＳ１０２では現在読み込んでいる振幅位相制御量を振幅位相制御部１４０に設定する。

続いて、ステップＳ１０３で、受信信号を集計し、振幅が閾値以下となるデータが最も少ないデータ群、望ましくは、振幅が閾値以下となるデータ列を選択する。換言すると、振幅が安定して大きいデータ群を選択する。この操作により、ナイキスト点付近をサンプルされたデータ群が選択される。

次に、ステップＳ１０４では選択したデータ群の振幅変動を計算し、閾値と比較し、閾値以下の場合（ステップＳ１０４；Ｙｅｓ）、ステップＳ１０５へ遷移する。一方、振幅変動が閾値より大きい場合（ステップＳ１０４；Ｎｏ）、ステップＳ１１０へ遷移する。振幅変動は受信した信号の信号品質を反映するため、信号品質が良い場合については、次フレームに適用する受信用振幅位相制御量の候補とする。信号品質が悪い場合については、ＣＭＡ等の演算アルゴリズムを用いて振幅位相制御演算を行って、現在の振幅位相制御量から変更する。

ステップＳ１０５では、当該スロットの初期振幅制御量としてメモリへ格納する。振幅変動量が閾値以下であることから、妨害波が抑圧され、所望の通信相手の方位を指向できていると判定し、現在の振幅位相制御量を受信用振幅位相制御量として保存する。

一方、ステップＳ１１０ではＣＭＡ等の演算アルゴリズムに従って振幅位相制御演算を行って、振幅と位相の補正量を示す振幅位相制御量を算出して出力する。即ち、振幅変動量が閾値より大きいことから、妨害波が抑圧されておらず、所望の通信相手の方位を指向できていないと判定し、ＣＭＡの演算アルゴリズムに従って振幅位相制御演算を行って、次の振幅制御量を求める。

ステップＳ１１１では、演算で求めた振幅位相制御量を設定用のメモリに格納する。

また、受信信号制御部１６０へは、前フレームの当該スロットにおける演算結果である受信用振幅位相制御量が設定されている。フレームの周期が移動体の移動速度に対して十分短い場合には、前フレームと当該フレームにおける、相対位置関係は変わらないと見做せる。このため、主ビーム指向方向は当該スロットにおける通信相手の方位へ、ヌル点は妨害波の到来方向に形成されている。

また、受信信号制御部１６０を通過した受信信号であるＤＢＦ受信信号は復調部２００へ入力され。復調処理がなされる。

なお、この受信用振幅位相制御量は同スロット内においては変動させないため、復調処理に対して影響をあたえるものではない。

以上説明したように、Ａ／Ｄ変換部１３０により予めオーバサンプリングした受信信号から、多相ダウンサンプラ３１０にてクロックをずらしたデータ列を生成し、ゼロクロスが最も少ないデータ列を選択する。従って、ＡＦＣやビット同期を省略可能となり、高速にアレーアンテナの主ビーム指向方向とヌル点制御を実施することが可能となる。

また、スロットと同期させて復調処理と振幅位相制御量演算を個別に実施することにより、スロット内に得た振幅位相制御量を次フレームにおける当該スロットへ適用することにより、通信時間の限られるＴＤＭＡ通信においてもアレーアンテナのビーム制御を適用することが可能となり、通信の伝送効率を向上させることが可能となる。

なお、この発明は上記実施の形態に限定されず、種々の変形及び応用が可能である。
例えば、上記実施の形態においては、受信動作のみを説明したが、受信時に得られたスロット毎の振幅位相制御量に基づいて或いは他の基準により、送信時にビームフォーミングを行っても良い。

上記実施の形態においては、振幅位相制御量演算部３４０は、振幅位相制御量と受信用振幅位相制御量を区別したが、振幅位相制御量をそのまま受信用振幅位相制御量として使用することも可能である。
上記実施の形態においては、アンテナ素子の数を５としたが、この数は任意であり、同様に、周波数変換部１２０、Ａ／Ｄ変換系統１３０、位相振幅変換系統１４０の数も任意である。

１１０アレーアンテナ、１１０−１〜１１０−５アンテナ素子、１２０周波数変換部、１２０−１〜１２０−５周波数変換系統、１３０Ａ／Ｄ変換部、１３０−１〜１３０−５Ａ／Ｄ変換系統、１４０振幅位相制御部、１４０−１〜１４０−５振幅位相制御系統、１５０信号加算器、１６０受信信号制御部、２００復調部、３００演算部、３０１直交復調部、３０２ＣＷ発生器、３０３Ｉ相用のフィルタ、３０４Ｑ相用のフィルタ、３１０多相ダウンサンプラ、３２０集計部、３３０振幅判定部、３４０振幅位相制御量演算部、４００基準信号源、４１０共通局所発振器、４２０共通クロック信号発振器、５００ＴＤＭＡ制御装置。

Claims

アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子で受信された信号をオーバサンプリングしてディジタル化するＡ／Ｄ変換部と、
前記Ａ／Ｄ変換部の出力データの振幅と位相とを、振幅位相制御量に従って制御すると共に互いに加算して、処理信号を出力する信号処理部と、
前記信号処理部の出力信号を直交復調する直交復調部と、
前記直交復調部からの復調信号を複数相にダウンサンプリングするダウンサンプラと、
前記ダウンサンプラが出力する複数相のデータ群について、振幅が閾値以下となるデータが最も少ないデータ群に基づき振幅位相制御演算を行って、振幅と位相の補正量を示す前記振幅位相制御量を出力する振幅位相制御量演算部と、
を備え、
前記Ａ／Ｄ変換部は、入力信号のサンプリング周期のｍ倍のサンプリング周期でサンプリングし、
前記ダウンサンプラは、入力信号を、前記Ａ／Ｄ変換部と同一のサンプリング周期でサンプリングし、サンプリングデータをｍ相に順次出力することによりダウンサンプリングし、
前記ダウンサンプラからのｍ相のデータ群それぞれについて、データを一定期間集計し、振幅値を求める集計部と、前記集計部が出力したｍ個の振幅値の列について、振幅が閾値以下となるデータが最も少ないデータ群を選択する振幅判定部と、を更に備え、
前記振幅位相制御量演算部は、選択したデータ群の振幅の列に基づき振幅位相制御演算を行って、前記振幅位相制御量を出力し、
前記振幅位相制御量演算部は、
前記振幅判定部により選択されたデータ群の振幅の変動が閾値以下か否かを求め、閾値以下の場合には、前記振幅位相制御量を受信用の振幅位相制御量として設定し、
振幅の変動が閾値より大きい場合には、予め設定されている演算アルゴリズムに従って前記振幅位相制御量を求める、
アレーアンテナの制御装置。
請求項１に記載のアレーアンテナの制御装置と、
前記アレーアンテナの制御装置に接続された複数のアンテナ素子を備えるアレーアンテナと、
を備えるアンテナ装置。
請求項１に記載のアレーアンテナの制御装置と、
前記Ａ／Ｄ変換部の出力データの振幅と位相とを、前記受信用の振幅位相制御量に従って制御すると共に互いに加算して、処理信号を出力する受信信号制御部と、
前記受信信号制御部の出力から、受信信号を復調する復調部と、
を備える移動通信用無線通信装置。
前記振幅位相制御量演算部は、ＴＤＭＡ制御装置より出力されたスロット情報によりスロットの切り替えが指示されると、前記振幅位相制御量を次フレームの変更前スロットの振幅位相制御量として記憶し、予め記憶していた前フレームの変更後スロットの振幅位相制御量を次スロットの振幅位相制御量として出力する、
請求項３に記載の移動通信用無線通信装置。
通信相手と時刻同期した時刻情報と予め設定されたスケジュールとにより前記スロット情報を生成して前記振幅位相制御量演算部へ出力する前記ＴＤＭＡ制御装置をさらに備えた、
請求項４に記載の移動通信用無線通信装置。