JPH08228208A - 受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 低Ｃ／Ｎにおいても高精度な特性を実現する
ことが可能で、安定且つ高速に収束する周波数オフセッ
ト補正を実現する。 【解決手段】 周波数オフセット回路Ａ１６は、受信信
号入力端子１１からの受信信号と判定回路１５の出力す
る判定値を入力し、周波数オフセットを推定する。伝送
路推定回路１２はこの周波数オフセット推定回路Ａ１６
の出力する周波数オフセット、受信信号及び判定値を入
力し、伝送路特性を推定する。複素共役回路１３はこの
伝送路特性の複素共役値を出力し、乗算回路１４は複素
共役値と受信信号の乗算値を出力する。更に、判定回路
１５がこの乗算値を利用して判定値を出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、自動車電話をはじ
めとするディジタルデータ伝送に用いられる自動周波数
制御（Automatic frequency Control ；以下ＡＦＣと称
する）を備えた受信機に係り、特に、周波数オフセット
による補正値の収束が速く、広範囲の周波数オフセット
を補償でき、低いＣ／Ｎにおいても高精度な特性を実現
でき、更に、最大比合成ダイバーシチ受信を利用できる
等、性能を改善したＡＦＣ機能を備えた受信機に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】本発明に関する技術的背景について説明
する。先ず、キャリア位相同期回路について説明する。
送信信号Ｉn に対する受信信号をｒn 、伝送路特性をｃ
n 、加法的白色ガウス雑音（以下ＡＷＧＮと称する）を
ｗn とすると、受信信号ｒn は（１）式のように表すこ
とができる。

【０００３】 ｒn ＝ｃn ・Ｉn ＋ｗn …（１） ここで、サフィックスｎは時刻を表現する。尚、説明を
簡単にするため、送信される情報は２相ＰＳＫと仮定す
る。

【０００４】図２０に示すキャリア位相同期回路は受信
信号ｒn を２逓倍し、次の信号を得る。

【０００５】 ｒ n² ＝ｃ n² ・Ｉ n² ＋２ｃn ・Ｉn ・ｗn ＋ｗ n² …（２） ここで、Ｉn ＝exp(ｊΘn ）（Θn ＝0 ，π），ｃn ＝
Ｃn exp(ｊγn ）とおく（Ｃn は正数とする）と、
（３）式の関係が成立する。

【０００６】 ｃ n² ・Ｉ n² ＝Ｃ n² exp{ ２ｊ（Θn ＋γn)} ＝Ｃ n² exp( ２ｊγn ） …（３） 尚、上式の展開において、exp(２ｊΘn ）＝１を利用し
た。

【０００７】次に、ｒ n² の平均をとることにより、ｒ
n² の平均はＣ n² exp( ２ｊγn）に漸近する。い
ま、ｃ n² ・Ｉ n² の平均のキャリア位相角をβとする
と、キャリア位相γn はβ／２またはβ／２＋πの何れ
かとなる。この現象を位相不確定性という。通常、この
位相不確定性を除去するためのβ／２またはβ／２＋π
の選択は、前もって既知の送信系列等を利用して推定す
ることが多い。

【０００８】次に、周波数オフセットについて説明す
る。受信したＩＦ（中間周波数）信号は、周波数変換回
路によって、搬送波周波数成分（搬送波角周波数をωc
とする）が取り除かれて、受信信号となる。この際に受
信信号に残留する搬送波周波数成分が周波数オフセット
である。周波数変換器は、受信機内の発振器に基づい
て、受信したＩＦ信号から搬送波周波数成分を取り除い
て受信信号を出力する。

【０００９】ここで、ＩＦ信号Ｒn をｒn exp （ｊωc
ｎＴ）、周波数変換器の変換角周波数をωo とすると、
周波数変換器の出力は Ｒn exp （−ｊωo ｎＴ）＝ｒn exp （ｊ（ωc −ωo ）ｎＴ） …（４） となる。ωc ≠ωo の場合、exp （ｊ（ωc −ωo ）ｎ
Ｔ）なる回転因子によって、受信信号の基準位相が時間
とともに回転することになり、ビット誤り率特性が劣化
する。そして、このΔω＝（ωc −ωo ）Ｔが正規化角
周波数オフセット（以下では単に「周波数オフセット」
と称す）である。

【００１０】一般には、位相はスカラー量θとして定義
されるが、実際の信号処理過程では、この位相をcos θ
＋ｊ sinθ（＝exp(ｊθ) ）として複素数表示する、即
ち、θを極座標の位相軸として表示した方が便利な場合
もある。そこで、以下の説明では、位相をスカラー量θ
で表示した場合には、単に位相exp （ｊθ）というよう
に複素数表示した場合を、「極座標表示した位相の複素
数値」と呼ぶことにする。また、exp （ｊθ）からスカ
ラー量θを求める操作を、「逆正接」と呼ぶことにす
る。

【００１１】次に、逆正接を行う際の位相ジャンプにつ
いて簡単に説明する。π付近の位相の検出において、検
出する位相がπ＋τ（τ≧０）の場合、位相の検出範囲
は［−π，π）であるので、検出結果は−π＋τとな
り、これを「位相ジャンプ」と呼ぶ。

【００１２】例えば、検出する値がπを中心に分散σで
分布しているとすると、これの平均値は本来πとなるは
ずだが、検出結果の平均値は位相ジャンプのために０と
なる。このように、π付近の位相や分散の大きな位相の
平均化を行う場合、位相ジャンプのために正しく平均化
を行うことができない。

【００１３】次に、伝送路特性の推定について説明す
る。伝送路特性の推定は、実際の伝送路特性ｃn を推定
する操作である。まずトレーニンング系列という既知の
系列から伝送路特性を推定する手法について説明する。
ｃn が時間的に一定値ｃであるとすると、長さがＫで十
分にランダムなトレーニンング系列が存在する場合、伝
送路特性ｃの推定値ｇは、（５）式として算出できる。

【００１４】

【数１】 ここで、＊は複素数共役を示す。

【００１５】また、タップ係数ｃn が時間的に変動する
際には、ＬＭＳ（Least Mean Square ）アルゴリズムや
ＲＬＳ（Recursive Least Squares ）アルゴリズム等の
適応アルゴリズムが有効である。

【００１６】以下、ＬＭＳアルゴリズムについて説明す
る。ウィナー（Wiener）解の近似解を逐次的に求めるア
ルゴリズムの中に、ＬＭＳアルゴリズムがある。これ
は、受信信号とそのレプリカの２乗誤差値が最小になる
ように、タップ係数を調整するものである。タップ数が
１の場合のＬＭＳアルゴリズムは、以下のように表現で
きる。

【００１７】 ｇn+1 ＝ｇn ＋δ・ｅn ・Ｉ n^* …（６） ｅn ＝ｒn −ｇn ・Ｉn …（７） ここで、特に、δはステップサイズ、Ｉn は参照入力
（reference input ）と呼ばれる。

【００１８】次に、軟判定について簡単に説明する。符
号化の一種に畳込み符号化があり、畳込み符号の最適復
号法にはビタビアルゴリズムが用いられる。このビタビ
アルゴリズムの入力には、“０”または“１”というよ
うな２値量子化した（「硬判定」という）データでな
く、信頼度も含んだ、例えば“０．１”や“０．９”等
というデータ（「軟判定」という）を入力した方が良好
な誤り率特性を示す。それ故、畳込み符号の復号には、
軟判定データを用いた場合に誤り率特性を改善すること
ができる。

【００１９】次に、フェージングについて簡単に説明す
る。「フェージング」とは、周辺の地形や建物等によ
り、電波が反射、回折、散乱等を受け受信波の包絡線や
位相がランダムに変動するものである。特に、陸上移動
通信においては、「レイリーフェージング」と呼ばれる
フェージングが発生する。このフェージングの位相は一
様に分布し、包絡線はレイリー分布となるものであり、
包絡線電力は平均電力より２０［ｄＢ］や３０［ｄＢ］
程度小さくなることがある。この現象を「フェード」と
呼び、フェード時にはビット誤り率特性が大幅に劣化す
ることがある。

【００２０】次に、ダイバーシチ受信機について説明す
る。「ダイバーシチ受信機」は複数のアンテナを準備し
（ここではＮ本とする）、Ｎ系統の受信信号を合成する
ことによりデータを判定するものである。例えば、図２
１に示す構成例では、Ｎ本のアンテナを備え、Ｎ系統の
受信信号を得る構成である。

【００２１】ダイバーシチ受信機においては、Ｎ系統の
受信信号の雑音成分及び包絡線成分ができるだけ互いに
無相関となるように、Ｎ本のアンテナが設定される。つ
まり、上述のようなフェージングが発生した状況下にお
いて、Ｎ本のアンテナの包絡線電力の変動が独立となる
ように設定した場合は、Ｎ本のアンテナが同時にフェー
ドする確率を大幅に削減できる。これがフェージング下
でのダイバーシチの効果である。

【００２２】ここで、「検波後合成ダイバーシチ」と呼
ばる種類のダイバーシチについて説明する。図２１に示
すダイバーシチ受信機において、Ｎ＝２とおき、２系統
のアンテナ１及びアンテナ２から受信される受信信号
が、それぞれｒ(1)nとｒ(2)nであるとする。また、２系
統の受信信号の信号成分のｒｍｓ値（包絡線電力の平方
根）がａ(1)nとａ(2)nであり、キャリア位相がγ(1)nと
γ(2)nである場合について、等利得合成法と最大比合成
法について述べる。

【００２３】等利得合成法は、包絡線電力に拘らず合成
信号を（８）式として作成し、最大比合成法は合成信号
を（９）式として包絡線電力で重みを付けて出力する。

【００２４】 ｒ(1)n exp( −ｊγ(1)n）＋ｒ(2)n exp( −ｊγ(2)n） …（８） ａ(1)n・ｒ(1)n exp( −ｊγ(1)n）＋ａ(2)n・ｒ(2)n exp( −ｊγ(2)n） …（９） つまり、最大比合成法は、片方のアンテナの受信レベル
が小さい場合はこれに対する重みを小さくし、雑音の影
響を抑圧することができる。

【００２５】次に、従来のＡＦＣ機能を備えた受信機の
一例（従来例１）について説明する。図２２は、従来例
１のＡＦＣ機能を備えた受信機の構成図である。本従来
例は、島方幸広，大沢英男，“ＰＳＫベースバンド遅延
検波復調器の構成と特性”，１９９１年電子情報通信学
会春季全国大会，講演番号Ｂ−３６０．で発表されたＡ
ＦＣ機能を備えた受信機を実現したものである。

【００２６】図２２において、２２０は受信信号入力端
子、２２１は受信信号入力端子２２０からの受信信号を
入力し、受信信号の逆正接値を算出する逆正接回路、２
２２は逆正接回路２２１から出力される逆正接値を１シ
ンボルだけ遅延させる遅延回路、２２３は遅延回路２２
２から出力される遅延データ分だけ、逆正接回路２２１
から出力される逆正接値から減算する減算回路、２２４
は減算回路２２３から出力される減算値と、平均回路２
２７から出力される平均値を加算する加算回路、２２５
は加算回路２２４が出力する加算値に基づいて送信デー
タの判定値を出力する判定回路、２２６は判定回路２２
５から出力される判定値に対して、加算回路２２４から
出力される加算値分だけ減算する減算回路、２２７は減
算回路２２６から出力される減算値を平均化する平均回
路、２２８は判定値出力端子である。

【００２７】次に、本従来例の動作について説明する。
尚、送信信号は４相ＰＳＫと仮定する。先ず、遅延回路
２２２は、逆正接回路２２１から出力される受信信号の
逆正接値を入力し、１シンボルだけ遅延させて出力す
る。減算回路２２３は、逆正接回路２２１から出力され
る逆正接値に対して、遅延回路２２２から出力される遅
延データ分だけ減算し、該減算結果を加算回路２２４に
出力する。

【００２８】ここで、周波数オフセットをΔωとし、受
信信号ｒn を（１０）式のように雑音を無視して表した
場合、減算回路２２３の出力は（１１）式となる。

【００２９】 ｒn ＝ｃn exp(ｊ( Θn ＋Δωｎ) ） …（１０） （Θn ＋Δωｎ）−（Θn-1 ＋Δω( ｎ−１) ） ＝（Θn −Θn-1 ）＋Δω …（１１） ここで、ｃn は一定値ｃ、Θn は送信信号の位相成分で
あり、Θn ＝πｉ／２＋π／４，（ｉ＝０，１，２，
３）である。

【００３０】次に、加算回路２２４は、減算回路２２３
が出力する減算値に、平均回路２２７が出力する周波数
オフセット補正値φn を加算して（１２）式を得る。

【００３１】 （Θn −Θn-1 ）＋Δω＋φn …（１２） 判定回路２２５は、加算回路２２４から出力される（１
２）式が［０，π／２）の範囲にある場合は、時刻ｎの
送信信号と時刻ｎ−１の送信信号の差Θn −Θn-1 をπ
／４と判定し、（１２）式が［π／２，π）の範囲にあ
る場合は、送信信号の差Θn −Θn-1 を３π／４と判定
し、（１２）式が［π，３π／４）の範囲にある場合
は、送信信号の差Θn −Θn-1 を５π／４と判定し、
（１２）式が［３π／２，２π）の範囲にある場合は、
送信信号の差Θn −Θn-1 を７π／４と判定し、この判
定値を判定値出力端子２２８から出力する。

【００３２】減算回路２２６は、加算回路２２４から出
力される（１２）式分だけ、判定回路２２５の出力する
判定値から減算して（１３）式を得る。但し、判定回路
２２５において判定誤りがないと仮定する。

【００３３】εn ＝−Δω−φn
…（１３） 例えば平均回路２２７は、εn ＞０の場合にはφn の値
を徐々に大きくし、εn が０に近づくように動作する。
逆に、εn ＜０の場合にはφn の値を徐々に小さくし、
εn を０に近づけるように動作する。

【００３４】しかし、周波数オフセットの絶対値がπ／
４を越えると、上述の判定回路２２５において判定誤り
が生じることになる。即ち、本従来例の周波数オフセッ
トの補償範囲は、π／４以内に限定される。また、判定
誤りが生じた場合には、平均回路２２７の入力におい
て、π／２以上の推定誤差が生じる。従って、本従来例
では判定誤りによる影響が大きいため、判定誤りが比較
的生じやすい低いＣ／Ｎで高精度な特性を実現すること
が困難である。

【００３５】また、雑音による周波数オフセットの補償
値のゆらぎを十分に抑えるためには、平均回路２２７の
時定数を大きくする必要があり、この時定数を大きくす
ると補正値の収束が遅くなる。更に、本従来例の構成
は、受信機の誤り率を改善するダイバーシチ受信を利用
していないため、ダイバーシチ受信を利用した受信機と
比較して特性が劣化する。

【００３６】次に、従来のＡＦＣ機能を備えた受信機の
別の例（従来例２）について説明する。図２３は、従来
例２のＡＦＣ機能を備えた受信機の構成図である。本従
来例は、石川博康等により開示された「周波数オフセッ
ト補償方式」（特開平５−３４４１７２号公報）と同様
のＡＦＣ機能を備えた受信機を示したものである。

【００３７】図２３において、２３１は受信信号入力端
子、２３２は受信信号入力端子２３１からの受信信号を
１シンボル（Ｔ_Ｓ）遅延させる遅延回路、２３３は受信
信号入力端子２３１からの受信信号と遅延回路２３２か
ら出力される遅延信号との乗算値を計算する乗算回路
Ａ、２３４は低域フィルタ、２３５は低域フィルタ２３
４からの出力をＬ逓倍するＬ逓倍回路、２３６は平均化
回路、２３７はＬ分周回路、２３８はＬ分周回路２３７
の出力の複素共役を出力する複素共役回路、２３９は低
域フィルタ２３４からの出力と複素共役回路２３８との
乗算値を計算する乗算回路Ｂ、２３１０は判定回路、２
３１１は判定値出力端子である。

【００３８】次に、本従来例の動作について説明する。
尚、送信信号は４相ＰＳＫ（Ｌ＝４）と仮定する。先
ず、乗算回路Ａ２３３は、受信信号入力端子２３１から
の受信信号と、遅延回路２３２によって受信信号を１シ
ンボル遅延させて得られた遅延信号との乗算値を出力
し、低域フィルタ２３４はこの乗算結果の高調波成分を
除去して、遅延検波結果を出力する。

【００３９】ここで、周波数オフセットをΔωとし、受
信信号ｒn を（１４）式のように雑音を無視して表した
場合、低域フィルタ２３４の出力は（１５）式となる。

【００４０】 ｒn ＝ｃn exp(ｊ( Θn+Δωｎ)) …（１４） Ｃ ²exp( ｊ( Θn −Θn-1+Δω)) …（１５） ここに、 ｃn は一定値Ｃ（以下、Ｃ＝１とする）、Θ
n は送信信号の位相成分であり、Θn ＝πｉ／２＋π／
４，（ｉ＝０，１，２，３）である。

【００４１】Ｌ逓倍回路２３６は、低域フィルタ２３４
から出力される遅延検波結果を４逓倍し、（１６）式を
得る。

【００４２】 exp( ｊ４( Θn −Θn-1+Δω))= exp(ｊ( ４( Θn −Θn-1)＋４Δω)) = exp （ｊ４Δω) …（１６） 但し、上式の展開において４( Θn −Θn-1)＝２πi ，
（ｉは整数）という関係を用いた。

【００４３】（１６）式の位相は周波数オフセットを４
倍した値である。平均化回路２３６は、Ｌ逓倍回路２３
５の出力をＮシンボルにわたって加算して平均化し、Ｌ
分周回路２３７はこの平均値を４分周し、複素数表示し
た周波数オフセットの推定値exp( ｊΔω')として出力
する。複素共役回路２３８は、この複素数表示した周波
数オフセットの複素共役を計算し、複素数表示した周波
数オフセットの補正値として出力する。

【００４４】次に、乗算回路Ｂ２３９は、低域フィルタ
２３４より出力される遅延検波結果と、複素共役回路２
３８が出力する複素数表示した周波数オフセットの補正
値 exp( −ｊΔω')との乗算を行い、遅延検波結果に含
まれる周波数オフセット成分を除去する。その結果、乗
算回路Ｂ２３９の出力は（１７）式となり、周波数オフ
セットが正確に推定された場合（Δω' ＝Δω）、（１
７）式は（１８）式となる。

【００４５】 exp(ｊ( Θn −Θn-1+Δω−Δω')) …（１７） exp(ｊ( Θn −Θn-1)) …（１８） 判定回路２３１０は、乗算回路Ｂ２３９から出力される
乗算値を硬判定し、その結果を判定値出力端子２３１１
より出力する。更に、本従来例では、Ｌ逓倍することに
よって周波数オフセットの推定範囲を狭くしないため、
送信信号を２回差動符号化し、受信機において判定回路
の前に差動復号を行う方式も提案している。

【００４６】以上のように、本従来例においては、受信
信号の変調成分を逓倍処理によって取り除いているが、
逓倍処理はＣ／Ｎを等価的に劣化させるため、低いＣ／
Ｎで高精度な特性を実現することが困難である。また、
復調方式として遅延検波を用いているため、同期検波に
比べ誤り率が劣化する。更に、本従来例の構成は、受信
機の誤り率を改善するダイバーシチ受信を利用していな
いため、ダイバーシチ受信を利用した受信機と比較して
特性が劣化する。

【００４７】次に、従来のダイバーシチ受信機の一例
（従来例３）について説明する。図２４は、従来例３の
ダイバーシチを有した受信機の構成図である。本従来例
は、大森英明等により開示された「ダイバーシティ無線
受信機」（特開平６−９０２２５号公報）と同様のダイ
バーシチ受信機を示したものである。

【００４８】図２４において、２４１−１及び２４１−
２は受信波入力端子、２４２−１及び２４２−２は発振
回路Ａ１及びＡ２、２４３−１及び２４３−２は受信波
入力端子２４１−１及び２４１−２からの受信波と発振
回路Ａ１（２４２−１）及びＡ２（２４２−２）からの
出力との乗算値をそれぞれ計算する乗算回路Ａ１及びＡ
２、２４４−１及び２４４−２は帯域フィルタＡ１及び
Ａ２、２４５は加算回路、２４６は帯域フィルタＢ、２
４７は帯域フィルタＢ２４６からの出力をＭシンボル
（ＭＴ_Ｓ）遅延させる遅延回路、２４８は乗算回路Ｂ、
２４９はナイキスト周波数以上の帯域幅を持つ帯域フィ
ルタＣ、２４１０は合成信号出力端子である。

【００４９】次に、本従来例の動作について説明する。
先ず、乗算回路Ａ１（２４３−１）及びＡ２（２４３−
１）は、それぞれ受信波入力端子２４１−１及び２４１
−２からの受信信号と発振回路Ａ１（２４２−１）及び
Ａ２（２４２−２）から出力される正弦波との乗算値を
出力し、帯域フィルタＡ１（２４４−１）及びＡ２（２
４４−２）は、この乗算値から高調波等の不要波成分を
除去してＩＦ（中間周波数）受信信号を出力する。

【００５０】但し、公称ＩＦ周波数をｆi とした場合、
各ＩＦ信号が（１９）式，（２０）式となるように、発
振回路Ａ１（２４２−１）及びＡ２（２４２−２）の発
振周波数を設定する必要がある。

【００５１】 Ｒ1 cos （（ωi ＋２πｍ／ＭＴ_S ）ｔ＋Θ(t) ＋θ1 ） …（１９） Ｒ2 cos （（ωi ＋２πｎ／ＭＴ_S ）ｔ＋Θ(t) ＋θ2 ） …（２０） ｜ｍ−ｎ｜＞Ｍ／２ …（２１） ここで、ｍ，ｎは（２１）式を満たす整数であり、Ｒ1
，Ｒ2 は各ブランチにおけるＩＦ受信信号の振幅、θ1
，θ2 は各ブランチにおけるＩＦ受信信号の位相、Θ
(t) は変調成分である。

【００５２】加算回路２４５は、帯域フィルタＡ１（２
４４−１）及びＡ２（２４４−２）の出力である（１
９）式，（２０）式の加算値を出力し、帯域フィルタＢ
２４５は、この加算値の帯域を制限して（２２）式を出
力する。

【００５３】 Ｒ1 cos （（ωi ＋２πｍ／ＭＴ_S ）ｔ＋Θ(t) ＋θ1 ） ＋Ｒ2 cos （（ωi ＋２πｎ／ＭＴ_S ）ｔ＋Θ(t) ＋θ2 ）…（２２） 乗算回路Ｂ２４８は、帯域フィルタＢ２４５の出力と、
該出力を遅延回路２４７によってＭシンボル遅延した信
号とについての乗算値を出力し、帯域フィルタＣ２４９
は該乗算値の高調波成分を除去して、Ｍシンボル遅延検
波出力である（２３）式を出力する。

【００５４】 Ｒ 1² ／２cos （Θ(t) −Θ(t−ＭＴ_S ) ＋ωi ＭＴ_S ＋２πｍ） ＋Ｒ 2² ／２cos （Θ(t) −Θ(t−ＭＴ_S ) ＋ωi ＭＴ_S ＋２πｎ） ＋Ｒ 1² Ｒ 2² ／２cos （（ｍ−ｎ）／ＭＴ_S ) ・ｔ ＋ωi ＭＴ_S ＋２πｎ＋Θ(t) −Θ(t−ＭＴ_S ) ＋θ1 −θ2 ） ＋Ｒ 1² Ｒ 2² ／２cos （（ｎ−ｍ）／ＭＴ_S ・ｔ ＋ωi ＭＴ_S ＋２πｍ−Θ(t) ＋Θ(t−ＭＴ_S ) −θ1 ＋θ2 ） …（２３） 但し、（２３）式における第３項と第４項は、帯域フィ
ルタＣ２４９の帯域をナイキスト帯域幅にすることによ
り遮断することができ、この場合、帯域フィルタＣ２４
９の出力は（２４）式となる。

【００５５】 Ｒ 1² ／２cos （Θ(t) −Θ(t−ＭＴ_S ) ＋ωi ＭＴ_S ＋２πｍ） ＋Ｒ 2² ／２cos （Θ(t) −Θ(t−ＭＴ_S ) ＋ωi ＭＴ_S ＋２πｎ） ＝Ｒ 1² ／２cos （Θ(t) −Θ(t−ＭＴ_S ) ＋ωi ＭＴ_S ） ＋Ｒ 2² ／２cos （Θ(t) −Θ(t−ＭＴ_S ) ＋ωi ＭＴ_S ） ＝（Ｒ 1² ＋Ｒ 2² ）／２cos （Θ(t) −Θ(t−ＭＴ_S ) ＋ωi ＭＴ_S ） …（２４） この（２４）式は、合成信号出力端子２４１０から遅延
検波後等利得合成ダイバーシチ受信信号として出力され
る。

【００５６】以上のように、本従来例はＩＦ帯で受信信
号を合成するため、回路のディジタル化が困難である。
また、受信信号の最大比合成を利用していないため、最
大比合成を利用したダイバーシチ受信機と比較して特性
が劣化する。更に、復調方式として遅延検波を用いてい
るため、同期検波に比べ誤り率が劣化する。

【００５７】

【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
従来の受信機においては、以下のような問題点があっ
た。

【００５８】即ち、第１に、従来例１のＡＦＣ機能を備
えた受信機では、周波数オフセットによる補正値の収束
が遅く、補償できる周波数オフセットの範囲が狭いこ
と、また第２に、ＡＦＣ機能を備えた受信機（従来例１
及び従来例２）、並びにダイバーシチ受信機（従来例
３）では、低いＣ／Ｎで高精度な特性を実現することが
困難であること、更に第３に、ＡＦＣ機能を備えた受信
機（従来例１及び従来例２）ではダイバーシチ受信を、
ダイバーシチ受信機（従来例３）では最大比合成ダイバ
ーシチ受信をそれぞれ利用していないため、最大比合成
ダイバーシチ受信を利用した受信機と比較して特性が劣
化する、という問題点である。

【００５９】本発明は上記問題点を解決するためになさ
れたもので、周波数オフセットによる補正値の収束が速
く、広範囲の周波数オフセットを補償でき、低いＣ／Ｎ
においても高精度な特性を実現でき、更に、最大比合成
ダイバーシチ受信を利用できる等、性能を改善したＡＦ
Ｃ機能を備えた受信機を提供することを目的とする。

【００６０】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の請求項１に係る受信機は、受信信号と、前
記受信信号の周波数オフセットと、キャリア位相と振幅
により決定される伝送路特性とを入力し、送信されたデ
ータの推定値である判定値を出力するデータ判定手段
と、前記データ判定手段から出力され予め既知の送信信
号も含む判定値と、前記周波数オフセットと、前記受信
信号とを入力し、前記キャリア位相と振幅により決定さ
れる伝送路特性を推定する伝送路推定手段と、前記判定
値と前記受信信号とを入力し、現在の判定値と、Ｍシン
ボル（Ｍは１以上の整数）だけ過去の判定値と、現在の
受信信号と、Ｍシンボルだけ過去の受信信号に基づき、
前記周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定
手段と、を備え、自動周波数制御を行うものである。

【００６１】また、本発明の請求項２に係る受信機は、
位相及びまたは振幅を補正された受信信号を入力し、送
信されたデータの推定値である判定値を出力するデータ
判定手段と、前記データ判定手段から出力され予め既知
の送信信号も含む判定値と、周波数オフセットと、前記
受信信号とを入力し、前記伝送路特性を推定する伝送路
推定手段と、前記判定値と前記受信信号とを入力し、現
在の判定値と、Ｍシンボル（Ｍは１以上の整数）だけ過
去の判定値と、現在の受信信号と、Ｍシンボルだけ過去
の受信信号に基づき、前記周波数オフセットを推定する
周波数オフセット推定手段と、前記伝送路推定手段の出
力する伝送路特性と前記受信信号とを入力し、前記受信
信号の位相及びまたは振幅を補正する受信信号補正手段
と、を備え、自動周波数制御を行うものである。

【００６２】また、本発明の請求項３に係る受信機は、
請求項１または２記載の受信機において、前記周波数オ
フセット推定手段は、前記判定値と前記受信信号とを入
力し、現在の判定値と、Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，…，Ｍ_S シンボル
（Ｓは２以上の整数）だけ過去の判定値と、現在の受信
信号と、Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，…，Ｍ_S シンボルだけ過去の受信
信号に基づき、前記受信信号の周波数オフセットを推定
するＳ系統の周波数オフセット推定手段と、前記Ｓ系統
の周波数オフセット推定手段が出力する各周波数オフセ
ットを入力し、前記周波数オフセットの微調整を行う微
調整手段と、を備えたものである。

【００６３】また、本発明の請求項４に係る受信機は、
請求項１または２記載の受信機において、前記周波数オ
フセット推定手段は、前記判定値と前記受信信号とを入
力し、現在の判定値と、Ｍ₁ シンボルだけ過去の判定値
と、現在の受信信号と、Ｍ₁シンボルだけ過去の受信信
号に基づき、前記受信信号の第１周波数オフセットを推
定する第１周波数オフセット推定手段と、前記判定値
と、前記受信信号と、第ｉ周波数オフセット推定手段
（ｉ＝１〜Ｓ−１；Ｓは２以上の整数）が出力する第ｉ
周波数オフセットとを入力し、現在の判定値と、Ｍ_i+1
シンボルだけ過去の判定値と、現在の受信信号と、Ｍ
_i+1 シンボルだけ過去の受信信号に基づき、前記受信信
号の第ｉ＋１周波数オフセットを推定する第ｉ＋１周波
数オフセット推定手段と、を備えたものである。

【００６４】本発明の請求項５に係る受信機は請求項１
乃至４記載の受信機において、前記推定周波数オフセッ
ト推定手段は、前記受信信号を入力し、現在の受信信号
と、Ｍシンボル（Ｍは１以上の整数）だけ過去の受信信
号と、送信信号に関する既知情報（例えば、送信信号を
Ｍシンボル遅延検波した結果）とに基づき、前記周波数
オフセットを推定するものである。

【００６５】また、本発明の請求項６に係る受信機は、
請求項１または２記載の受信機において、前記周波数オ
フセット推定手段は、前記判定値と、前記受信信号と、
前記伝送路推定手段が出力する伝送路特性を入力し、現
在の判定値と、Ｍシンボル（Ｍは１以上の整数）だけ過
去の判定値と、現在の受信信号と、Ｍシンボルだけ過去
の受信信号と、前記伝送路特性とに基づき、前記周波数
オフセットを推定するものである。

【００６６】また、本発明の請求項７に係る受信機は、
請求項１、２、３または４記載の受信機において、前記
周波数オフセット推定手段または前記第ｊ周波数オフセ
ット推定手段（ｊ＝１〜Ｓ；Ｓは２以上の整数）は、前
記判定値と前記受信信号とを入力し、現在の判定値と、
Ｍシンボルだけ過去の判定値と、現在の受信信号と、Ｍ
シンボルだけ過去の受信信号に基づき、Ｍシンボル間で
生じる位相偏差を検出する位相偏差検出手段と、前記位
相偏差検出手段が出力する位相偏差を入力し、前記周波
数オフセットを出力する位相偏差平均手段と、を備えた
ものである。

【００６７】また、本発明の請求項８に係る受信機は、
受信したＮ系統（Ｎは１以上の整数）の受信信号と、前
記受信信号の周波数オフセットと、前記Ｎ系統の受信信
号それぞれに対してキャリア位相と振幅により決定され
る伝送路特性とを入力し、送信されたデータの推定値で
ある判定値を出力するデータ判定手段と、前記データ判
定手段から出力され予め既知の送信信号も含む判定値
と、前記周波数オフセットと、前記Ｎ系統の受信信号と
を入力し、前記Ｎ系統の受信信号それぞれに対してキャ
リア位相と振幅により決定される伝送路特性を推定する
伝送路推定手段と、前記判定値と前記Ｎ系統の受信信号
とを入力し、現在の判定値と、Ｍシンボル（Ｍは１以上
の整数）だけ過去の判定値と、現在のＮ系統の受信信号
と、Ｍシンボルだけ過去のＮ系統の受信信号に基づき、
前記周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定
手段と、を備え、自動周波数制御を行うものである。

【００６８】また、本発明の請求項９に係る受信機は、
受信したＮ系統（Ｎは１以上の整数）の受信信号合成信
号を入力し、送信されたデータの推定値である判定値を
出力するデータ判定手段と、前記データ判定手段から出
力され予め既知の送信信号も含む判定値と、周波数オフ
セットと、前記Ｎ系統の受信信号とを入力し、前記Ｎ系
統の受信信号それぞれに対する伝送路特性を推定する伝
送路推定手段と、前記判定値と前記Ｎ系統の受信信号と
を入力し、現在の判定値と、Ｍシンボル（Ｍは１以上の
整数）だけ過去の判定値と、現在のＮ系統の受信信号
と、Ｍシンボルだけ過去のＮ系統の受信信号に基づき、
前記周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定
手段と、前記伝送路推定手段の出力する前記Ｎ系統の受
信信号それぞれに対する伝送路特性と、前記Ｎ系統の受
信信号とを入力し、前記Ｎ系統の受信信号の合成を行う
合成手段と、を備え、自動周波数制御を行うものであ
る。

【００６９】また、本発明の請求項１０に係る受信機
は、請求項８または９記載の受信機において、前記周波
数オフセット推定手段は、前記判定値と前記Ｎ系統の受
信信号とを入力し、現在の判定値と、Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，…，
Ｍ_S シンボル（Ｓは２以上の整数）だけ過去の判定値
と、現在のＮ系統の受信信号と、Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，…，Ｍ_S
シンボルだけ過去のＮ系統の受信信号に基づき、前記Ｎ
系統の受信信号の周波数オフセットを推定するＳ系統の
周波数オフセット推定手段と、前記Ｓ系統の周波数オフ
セット推定手段が出力する各周波数オフセットを入力
し、前記周波数オフセットの微調整を行う微調整手段
と、を備えたものである。

【００７０】また、本発明の請求項１１に係る受信機
は、請求項７または８記載の受信機において、前記周波
数オフセット推定手段は、前記判定値と前記Ｎ系統の受
信信号とを入力し、現在の判定値と、Ｍ₁ シンボルだけ
過去の判定値と、現在のＮ系統の受信信号と、Ｍ₁ シン
ボルだけ過去のＮ系統の受信信号に基づき、前記受信信
号の第１周波数オフセットを推定する第１周波数オフセ
ット推定手段と、前記判定値と、前記Ｎ系統の受信信号
と、第ｉ周波数オフセット推定手段（ｉ＝１〜Ｓ−１；
Ｓは２以上の整数）が出力する第ｉ周波数オフセットと
を入力し、現在の判定値と、Ｍ_i+1 シンボルだけ過去の
判定値と、現在のＮ系統の受信信号と、Ｍ_i+1 シンボル
だけ過去のＮ系統の受信信号に基づき、前記受信信号の
第ｉ＋１周波数オフセットを推定する第ｉ＋１周波数オ
フセット推定手段と、を備えたものである。

【００７１】本発明の請求項１２に係る受信機は請求項
８乃至１１記載の受信機において、前記周波数オフセッ
ト手段は、前記Ｎ系統の受信信号を入力し、現在のＮ系
統の受信信号と、Ｍシンボル（Ｍは１以上の整数）だけ
過去のＮ系統の受信信号と、送信信号に関する既知情報
（例えば、送信信号をＭシンボル遅延検波した結果）と
に基づき、前記周波数オフセットを推定するものであ
る。

【００７２】また、本発明の請求項１３に係る受信機
は、請求項８または９記載の受信機において、前記周波
数オフセット推定手段は、前記判定値と、前記Ｎ系統の
受信信号と、前記伝送路推定手段が出力するＮ系統の受
信信号それぞれに対する伝送路特性とを入力し、前記周
波数オフセットを推定するものである。

【００７３】また、本発明の請求項１４に係る受信機
は、請求項８、９、１１または１２記載の受信機におい
て、前記周波数オフセット推定手段または前記第ｊ周波
数オフセット推定手段（ｊ＝１〜Ｓ；Ｓは２以上の整
数）は、前記判定値と前記Ｎ系統の受信信号とを入力
し、現在の判定値と、Ｍシンボルだけ過去の判定値と、
現在のＮ系統の受信信号と、Ｍシンボルだけ過去のＮ系
統の受信信号に基づき、Ｍシンボル間で生じる位相偏差
を検出する位相偏差検出手段と、前記位相偏差検出手段
が出力する位相偏差を入力し、前記周波数オフセットを
出力する位相偏差平均手段と、を備えたものである。

【００７４】また、本発明の請求項１５に係る受信機
は、請求項７または１４記載の受信機において、前記位
相偏差検出手段は複素数で表される位相偏差を出力し、
前記位相偏差平均手段は、前記位相偏差検出手段が出力
するＭシンボル間に生じる複素数表示の位相偏差を入力
し、該複素数表示の位相偏差を極座標に変換して得られ
る位相成分を出力する極座標変換手段と、前記極座標変
換手段が出力する位相成分を入力し、１シンボル当たり
の位相偏差を推定する平均手段と、を備えたものであ
る。

【００７５】更に、本発明の請求項１６に係る受信機
は、請求項７または１４記載の受信機において、前記位
相偏差検出手段は複素数で表される位相偏差を出力し、
前記位相偏差平均手段は、前記位相偏差検出手段が出力
するＭシンボル間に生じる複素数表示の位相偏差を入力
し、該複素数表示の位相偏差を平均化する平均手段と、
前記平均手段が出力する複素表示した位相偏差を入力
し、極座標に変換して得られる位相成分を出力する極座
標変換手段と、前記極座標変換手段が出力する位相成分
を入力し、１シンボル当たりの位相偏差を計算する除算
手段と、を備えたものである。

【００７６】更に、本発明の請求項１７に係る受信機
は、請求項１乃至４、６乃至１１及び１３乃至１６記載
の受信機において、受信信号を入力して逓倍値を出力す
る逓倍手段と、逓倍受信信号に対する周波数オフセット
推定値を入力してその分周値を出力する分周手段と、を
有し、周波数オフセット推定時に入力する送信データ値
を強制的に固定値とすることを特徴とする。

【００７７】本発明の請求項１に係る受信機では、デー
タ判定手段により、受信信号と、前記受信信号の周波数
オフセットと、キャリア位相と振幅により決定される伝
送路特性とに基づいて、送信されたデータの推定値とし
て判定値を出力し、該判定値と前記受信信号とを周波数
オフセット推定手段に入力して、周波数オフセット推定
手段により、現在の判定値と、Ｍシンボル（Ｍは１以上
の整数）だけ過去の判定値と、現在の受信信号と、Ｍシ
ンボルだけ過去の受信信号とに基づいて、前記周波数オ
フセットを推定し、該周波数オフセットと、前記データ
判定手段から出力され予め既知の送信信号も含む判定値
と、前記受信信号とに基づいて、伝送路推定手段によ
り、前記キャリア位相と振幅により決定される伝送路特
性を推定して、これら判定値、周波数オフセット、及び
伝送路特性によって、周波数の自動制御を行い、安定し
て高精度な位相及び周波数オフセットの補正を同時に行
うことができる。

【００７８】また、本発明の請求項２に係る受信機で
は、データ判定手段により、位相及びまたは振幅を補正
された受信信号に基づいて、送信されたデータの推定値
である判定値を出力し、伝送路推定手段により、前記デ
ータ判定手段から出力され予め既知の送信信号も含む判
定値と、周波数オフセットと、前記受信信号とに基づい
て、前記伝送路特性を推定し、周波数オフセット推定手
段により、現在の判定値と、Ｍシンボル（Ｍは１以上の
整数）だけ過去の判定値と、現在の受信信号と、Ｍシン
ボルだけ過去の受信信号に基づき、前記周波数オフセッ
トを推定し、更に受信信号補正手段により、伝送路特性
に基づいて、前記受信信号の位相及びまたは振幅を補正
するようにして、自動周波数制御を行う。これにより、
安定して高精度な位相及び周波数オフセットの補正を同
時に行うことができる。

【００７９】また、本発明の請求項３に係る受信機で
は、前記周波数オフセット推定手段として、Ｓ系統の周
波数オフセット推定手段と微調整手段とを備えて構成
し、Ｓ系統の周波数オフセット推定手段では、現在の判
定値と、Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，…，Ｍ_S シンボル（Ｓは２以上の
整数）だけ過去の判定値と、現在の受信信号と、Ｍ₁ ，
Ｍ₂ ，…，Ｍ_S シンボルだけ過去の受信信号に基づい
て、前記受信信号の周波数オフセットを推定し、微調整
手段では、前記Ｓ系統の周波数オフセット推定手段が出
力する各周波数オフセットを入力して、前記周波数オフ
セットの微調整を行うようにしている。これにより、精
度が高く且つ推定範囲の広い周波数オフセット推定を実
現できる。

【００８０】また、本発明の請求項４に係る受信機で
は、前記周波数オフセット推定手段としてＳ系統の周波
数オフセット推定手段を備えて構成し、第１周波数オフ
セット推定手段では、現在の判定値と、Ｍ₁ シンボルだ
け過去の判定値と、現在の受信信号と、Ｍ₁ シンボルだ
け過去の受信信号に基づいて、前記受信信号の第１周波
数オフセットを推定し、第ｉ＋１周波数オフセット推定
手段では、判定値と受信信号とに加えて、第ｉ周波数オ
フセット推定手段（ｉ＝１〜Ｓ−１；Ｓは２以上の整
数）が出力する第ｉ周波数オフセットを入力して、現在
の判定値と、Ｍ_i+1シンボルだけ過去の判定値と、現在
の受信信号と、Ｍ_i+1 シンボルだけ過去の受信信号に基
づいて、前記受信信号の第ｉ＋１周波数オフセットを推
定するようにしている。これにより、精度が高く且つ推
定範囲の広い周波数オフセット推定を実現できる。

【００８１】本発明の請求項５に係る受信機によれば、
前記周波数オフセット推定手段により、現在の受信信号
と、Ｍシンボル（Ｍは１以上の整数）だけ過去の受信信
号と、送信信号に関する既知情報（例えば、送信信号を
Ｍシンボル遅延検波した結果）とに基づいて、前記周波
数オフセットを推定するようにしている。これにより、
判定誤りの影響を受けることなく、周波数オフセットの
補正を高精度で実現することができる。

【００８２】また、本発明の請求項６に係る受信機で
は、前記周波数オフセット推定手段により、現在の判定
値と、現在の受信信号と、前記伝送路特性とに基づい
て、前記周波数オフセットを推定するようにしている。
これにより、比較的小規模な回路で周波数オフセットの
補正を高精度で実現することができる。

【００８３】また、本発明の請求項７に係る受信機で
は、前記周波数オフセット推定手段または前記第ｊ周波
数オフセット推定手段（ｊ＝１〜Ｓ；Ｓは２以上の整
数）として、位相偏差検出手段と位相偏差平均手段とを
備えて構成し、位相偏差検出手段では、現在の判定値
と、Ｍシンボルだけ過去の判定値と、現在の受信信号
と、Ｍシンボルだけ過去の受信信号に基づいて、Ｍシン
ボル間で生じる位相偏差を検出し、位相偏差平均手段で
は、該位相偏差に基づいて前記周波数オフセットを出力
するようにしている。

【００８４】つまり、データ判定手段より得られる判定
値または予め既知の送信信号を基に、Ｍシンボル間に生
じる位相偏差から周波数オフセットを推定するため、従
来に比べ平均化の時定数を小さくすることができ、高精
度で且つ収束の速い周波数オフセット推定が実現でき
る。また、判定誤りの影響は、従来の１／Ｍとなるの
で、判定誤りが比較的頻繁に起きるような場合において
も高精度で動作可能である。

【００８５】また、本発明の請求項８に係る受信機で
は、データ判定手段により、受信したＮ系統（Ｎは１以
上の整数）の受信信号と、前記受信信号の周波数オフセ
ットと、前記Ｎ系統の受信信号それぞれに対してキャリ
ア位相と振幅により決定される伝送路特性とに基づい
て、送信されたデータの推定値である判定値を出力し、
伝送路推定手段により、前記データ判定手段から出力さ
れ予め既知の送信信号も含む判定値と、前記周波数オフ
セットと、前記Ｎ系統の受信信号とに基づいて、前記Ｎ
系統の受信信号それぞれに対してキャリア位相と振幅に
より決定される伝送路特性を推定し、周波数オフセット
推定手段では、現在の判定値と、Ｍシンボル（Ｍは１以
上の整数）だけ過去の判定値と、現在のＮ系統の受信信
号と、Ｍシンボルだけ過去のＮ系統の受信信号に基づい
て、前記周波数オフセットを推定して、自動周波数制御
を行うようにしている。

【００８６】つまり、データ判定手段より得られる判定
値または予め既知の送信信号、現在の受信信号及びＭシ
ンボル過去の受信信号から周波数オフセットを推定し、
この周波数オフセットと判定値と受信信号から推定した
伝送路特性によって、最大比合成ダイバーシチを実現す
ると共に、周波数オフセットの補正を行うことができ
る。

【００８７】また、本発明の請求項９に係る受信機で
は、データ判定手段により、受信したＮ系統（Ｎは１以
上の整数）の受信信号の合成信号に基づいて、送信され
たデータの推定値である判定値を出力し、伝送路推定手
段により、前記データ判定手段から出力され予め既知の
送信信号も含む判定値と、周波数オフセットと、前記Ｎ
系統の受信信号とに基づいて、前記Ｎ系統の受信信号そ
れぞれに対する伝送路特性を推定し、周波数オフセット
推定手段により、現在の判定値と、Ｍシンボル（Ｍは１
以上の整数）だけ過去の判定値と、現在のＮ系統の受信
信号と、Ｍシンボルだけ過去のＮ系統の受信信号に基づ
いて、前記周波数オフセットを推定し、合成手段によ
り、前記伝送路推定手段の出力する前記Ｎ系統の受信信
号それぞれに対する伝送路特性と、前記Ｎ系統の受信信
号とから前記Ｎ系統の受信信号の合成を行い、自動周波
数制御を行うようにしている。

【００８８】つまり、データ判定手段より得られる判定
値または予め既知の送信信号、現在の受信信号及びＭシ
ンボル過去の受信信号から周波数オフセットを推定し、
この周波数オフセットと上記判定値と受信信号から推定
した伝送路特性によって、最大比合成ダイバーシチを実
現すると共に、周波数オフセットの補正を行うことがで
きる。

【００８９】また、本発明の請求項１０に係る受信機で
は、前記周波数オフセット推定手段として、Ｓ系統の周
波数オフセット推定手段と微調整手段とを備えて構成
し、Ｓ系統の周波数オフセット推定手段では、現在の判
定値と、Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，…，Ｍ_Sシンボル（Ｓは２以上の
整数）だけ過去の判定値と、現在のＮ系統の受信信号
と、Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，…，Ｍ_S シンボルだけ過去のＮ系統の
受信信号に基づいて、前記Ｎ系統の受信信号の周波数オ
フセットを推定し、微調整手段では、前記Ｓ系統の周波
数オフセット推定手段が出力する各周波数オフセットに
基づいて、前記周波数オフセットの微調整を行うように
している。これにより、精度が高く且つ推定範囲の広い
周波数オフセット推定を実現できる。

【００９０】また、本発明の請求項１１に係る受信機で
は、前記周波数オフセット推定手段として、Ｓ系統の周
波数オフセット推定手段を備えて構成し、第１周波数オ
フセット推定手段では、現在の判定値と、Ｍ₁ シンボル
だけ過去の判定値と、現在のＮ系統の受信信号と、Ｍ₁
シンボルだけ過去のＮ系統の受信信号に基づき、前記受
信信号の第１周波数オフセットを推定し、第ｉ＋１周波
数オフセット推定手段では、前記判定値と前記Ｎ系統の
受信信号とに加えて、第ｉ周波数オフセット推定手段
（ｉ＝１〜Ｓ−１；Ｓは２以上の整数）が出力する第ｉ
周波数オフセットを入力し、現在の判定値と、Ｍ_i+1 シ
ンボルだけ過去の判定値と、現在のＮ系統の受信信号
と、Ｍ_i+1 シンボルだけ過去のＮ系統の受信信号に基づ
いて、前記受信信号の第ｉ＋１周波数オフセットを推定
するようにしている。これにより、精度が高く且つ推定
範囲の広い周波数オフセット推定を実現できる。

【００９１】本発明の請求項１２に係る受信機では、前
記周波数オフセット推定手段により、現在のＮ系統の受
信信号と、Ｍシンボル（Ｍは１以上の整数）だけ過去の
Ｎ系統の受信信号と、送信信号に関する既知情報（例え
ば、送信信号をＭシンボル遅延検波した結果）とに基づ
いて、前記周波数オフセットを推定するようにしてい
る。これにより、判定誤りの影響を受けることなく、最
大比合成ダイバーシチと周波数オフセットの補正を高精
度で実現することができる。

【００９２】また、本発明の請求項１３に係る受信機で
は、前記周波数オフセット推定手段により、前記判定値
と前記Ｎ系統の受信信号に加えて、前記伝送路推定手段
が出力するＮ系統の受信信号それぞれに対する伝送路特
性を入力し、現在の判定値と、現在のＮ系統の受信信号
と、前記Ｎ系統の受信信号それぞれに対する伝送路特性
とに基づいて、前記周波数オフセットを推定するように
している。このように、データ判定手段より得られる判
定値または予め既知の送信信号、受信信号、及び伝送路
特性から周波数オフセットを推定することによって、比
較的小規模な回路で最大比合成ダイバーシチと周波数オ
フセットの補正を高精度で実現することができる。

【００９３】また、本発明の請求項１４に係る受信機で
は、前記周波数オフセット推定手段または前記第ｊ周波
数オフセット推定手段（ｊ＝１〜Ｓ；Ｓは２以上の整
数）として、位相偏差検出手段と位相偏差平均手段とを
備えて構成し、位相偏差検出手段では、現在の判定値
と、Ｍシンボルだけ過去の判定値と、現在のＮ系統の受
信信号と、Ｍシンボルだけ過去のＮ系統の受信信号に基
づいて、Ｍシンボル間で生じる位相偏差を検出し、位相
偏差平均手段では、前記位相偏差検出手段が出力する位
相偏差に基づいて、前記周波数オフセットを出力するよ
うにしている。

【００９４】このように、データ判定手段より得られる
判定値または予め既知の送信信号を基に、Ｍシンボル間
に生じる位相偏差から周波数オフセットを推定するた
め、従来に比べ平均化の時定数を小さくすることがで
き、高精度で且つ収束の速い周波数オフセット推定が実
現できる。また、判定誤りの影響は、従来の１／Ｍとな
るので、判定誤りが比較的頻繁に起きるような場合にお
いても高精度で動作可能である。

【００９５】また、本発明の請求項１５に係る受信機で
は、前記位相偏差検出手段は複素数で表される位相偏差
を出力することとし、前記位相偏差平均手段として、極
座標変換手段と平均手段とを備えて構成し、極座標変換
手段では、前記位相偏差検出手段が出力するＭシンボル
間に生じる複素数表示の位相偏差を入力して、該複素数
表示の位相偏差を極座標に変換して得られる位相成分を
出力し、平均手段では、前記極座標変換手段が出力する
位相成分を入力して、１シンボル当たりの位相偏差を推
定するようにしている。尚、位相偏差の複素数表示は、
例えば、位相偏差の余弦値を実部、正弦値を虚部とす
る。これにより、逆正接の算出を平均化の後に行うこと
となり、位相ジャンプを防止することができる。

【００９６】また、本発明の請求項１６に係る受信機で
は、前記位相偏差検出手段は複素数で表される位相偏差
を出力することとし、前記位相偏差平均手段として、平
均手段と極座標変換手段と除算手段とを備えて構成し、
平均手段では、前記位相偏差検出手段が出力するＭシン
ボル間に生じる複素数表示の位相偏差を入力して、該複
素数表示の位相偏差を平均化し、極座標変換手段では、
前記平均手段が出力する複素表示した位相偏差を入力し
て、極座標に変換して得られる位相成分を出力し、除算
手段では、前記極座標変換手段が出力する位相成分を入
力して、１シンボル当たりの位相偏差を計算するように
している。尚、位相偏差の複素数表示は、例えば、位相
偏差の余弦値を実部、正弦値を虚部とする。これによ
り、平均化を逆正接算出の後にすることとなり、複素数
の処理を減らすことができ、また逆正接の計算精度が十
分でない場合でも逆正接処理による精度の劣化を改善で
きる。

【００９７】更に、本発明の請求項１７に係る受信機で
は、受信信号を逓倍して変調成分を除去することによ
り、周波数オフセット推定において判定値又は既知の送
信データを利用する必要がなくなる。

【００９８】

【発明の実施の形態】次に、本発明に係る実施の形態を
図面に基づいて説明する。

【００９９】発明の実施の形態１．図１は本発明の実施
の形態１に係るＡＦＣ機能を備えた受信機の構成図であ
る。同図において、１１は受信信号入力端子、１２は受
信信号入力端子１１からの受信信号と、判定回路１５か
らの判定値と、周波数オフセット推定回路Ａ１６からの
周波数オフセットを入力して伝送路特性を推定する伝送
路推定回路、１３は伝送路推定回路１２から出力される
伝送路特性の複素共役値を算出する複素共役回路、１４
は複素共役回路１３から出力される複素共役値と、受信
信号入力端子１１からの受信信号の乗算値を算出する乗
算回路、１５は乗算回路１４が出力する乗算値を入力し
て、送信されたデータの推定値である判定値を出力する
判定回路、１６は判定回路が出力する判定値と、受信信
号入力端子１１からの受信信号を入力して、周波数オフ
セットを出力する周波数オフセット推定回路Ａ、１７は
判定値出力端子である。

【０１００】図２は、図１における周波数オフセット推
定回路Ａ１６の内部の構成図であり、図中、１１は受信
信号入力端子、１７は判定値入力端子、２１は受信信号
入力端子１１からの受信信号と、判定値入力端子１７か
らの判定値を入力して、位相偏差を検出する位相偏差検
出回路Ａ、２２は位相偏差検出回路Ａ２１から出力され
る位相偏差を平均化し、周波数オフセットの推定値を出
力する位相偏差平均回路Ａ、２３は周波数オフセット出
力端子である。

【０１０１】また図３は、図２における位相偏差検出回
路Ａ２１の内部構成の一例を示す構成図であり、図中、
１１は受信信号入力端子、１７は判定値入力端子、３１
は受信信号入力端子１１からの受信信号を入力して、受
信信号の位相偏差（複素数表示した受信信号のＭシンボ
ル遅延検波結果を複素数表示した値）を出力する受信信
号位相偏差検出回路Ａ、３２は判定値入力端子１７から
の判定値の位相偏差（判定値のＭシンボル間の位相偏差
を複素数表示した値）を出力する判定値位相偏差検出回
路Ａ、３３は判定値位相偏差検出回路Ａ３２から出力さ
れる判定値の位相偏差（判定値のＭシンボル間の位相偏
差を複素数表示した値）の複素共役値を算出する複素共
役回路、３４は複素共役回路３３から出力される複素共
役値と、受信信号位相偏差検出回路Ａ３１から出力され
る受信信号の位相偏差（複素数表示した受信信号のＭシ
ンボル遅延検波結果を複素数表示した値）との乗算値を
算出する乗算回路、３５は位相偏差出力端子である。

【０１０２】また図４は、図３における受信信号位相偏
差検出回路Ａ３１の内部構成の一例を示す構成図であ
り、図中、１１は受信信号入力端子、４１は受信信号入
力端子１１からの受信信号をＭシンボルだけ遅延して出
力するＭシンボル遅延回路、４２はＭシンボル遅延回路
４１から出力される遅延信号の複素共役値を算出する複
素共役回路、４３は受信信号入力端子１１からの受信信
号と、複素共役回路４２が出力する複素共役値との乗算
値を算出する乗算回路、４４は受信信号位相偏差出力端
子である。尚、図３における判定値位相偏差検出回路Ａ
３２についても、受信信号位相偏差検出回路Ａ３１（図
４）と同様に構成できる。

【０１０３】また図５は、図２における位相偏差平均回
路Ａ２２の内部構成の一例を示す構成図であり、３５は
位相偏差入力端子、５１は位相偏差入力端子３５からの
位相偏差の逆正接値を算出する逆正接回路、５２は逆正
接回路５１が出力する逆正接値をＭで除算する除算回
路、５３は除算回路５２が出力する除算値を平均化し、
周波数オフセットの推定値を出力する平均回路、２３は
周波数オフセット出力端子である。

【０１０４】更に図６は、図２における位相偏差平均回
路Ａ２２の内部の他の構成例を示す構成図であり、３５
は位相偏差入力端子、６１は位相偏差入力端子３５から
の複素表示した位相偏差を平均化する平均回路、６２は
平均回路６１から出力される複素表示した平均値の逆正
接値を算出する逆正接回路、６３は逆正接回路６２から
出力される逆正接値をＭで除算し、周波数オフセットの
推定値を出力する除算回路、２３は周波数オフセット出
力端子である。

【０１０５】次に、本実施の形態の受信機の動作につい
て説明する。図１において、伝送路推定回路１２は、判
定回路１５が出力する判定値と、受信信号入力端子１１
からの受信信号と、周波数オフセットを入力し、伝送路
特性の推定値を出力する。複素共役回路１３では、伝送
路推定回路１２が出力する伝送路の推定値の複素共役値
を算出し、乗算回路１４に出力する。

【０１０６】乗算回路１４では、複素共役回路１３の出
力する複素共役値と、受信信号入力端子１１からの受信
信号との乗算値を算出し、判定回路１５に出力する。判
定回路１５では、乗算回路１４が出力する乗算値から、
送信されたデータの推定値である判定値を判定し、判定
値出力端子１７から出力する。更に、周波数オフセット
推定回路Ａ１６では、判定回路１５から出力される判定
値と、受信信号入力端子１１からの受信信号を入力し、
受信信号の周波数オフセットの推定値を伝送路推定回路
１２に出力する。

【０１０７】ここで、周波数オフセット推定回路Ａ１６
の動作について、図２を用いて説明する。同図におい
て、位相偏差検出回路Ａ２１は、受信信号入力端子１１
からの受信信号と、判定値入力端子１７からの判定値を
入力して、受信信号の位相偏差を位相偏差平均回路Ａ２
２に出力する。位相偏差平均回路Ａ２２では、位相偏差
検出回路Ａ２１から出力される位相偏差を平均化し、周
波数オフセットの推定値を周波数オフセット出力端子２
３から出力する。

【０１０８】次に、図２における位相偏差検出回路Ａ２
１の動作について、図３の構成例を用いて説明する。図
３において、受信信号位相偏差検出回路Ａ３１は、受信
信号入力端子１１からの受信信号を入力して、受信信号
の位相偏差（複素数表示した受信信号のＭシンボル遅延
検波結果を複素数表示した値）を乗算回路３４に出力す
る。

【０１０９】一方、判定値位相偏差検出回路Ａ３２で
は、判定値入力端子１７からの判定値を入力して、判定
値の位相偏差（判定値のＭシンボル間の位相偏差を複素
数表示した値）を複素共役回路３３に出力する。複素共
役回路３３では、判定値位相偏差検出回路Ａ３２から出
力される判定値の位相偏差（判定値のＭシンボル間の位
相偏差を複素数表示した値）を入力して、この複素共役
値を算出し、乗算回路３４に出力する。

【０１１０】乗算回路３４では、複素共役回路３３が出
力する複素共役値と、受信信号位相偏差検出回路Ａ３１
の出力する受信信号の位相偏差（複素数表示した受信信
号のＭシンボル遅延検波結果を複素数表示した値）との
乗算値を算出し、その結果を位相偏差出力端子３５から
出力する。

【０１１１】次に、図３における受信信号位相偏差検出
回路Ａ３１の動作について、図４の構成例を用いて説明
する。図４において、Ｍシンボル遅延回路４１は、受信
信号入力端子１１から入力される受信信号をＭシンボル
遅延させて、複素共役回路４２に出力する。複素共役回
路４２では、Ｍシンボル遅延回路４１から出力される遅
延信号の複素共役値を算出して、この複素共役値を乗算
回路４３に出力する。

【０１１２】乗算回路４３では、複素共役回路４２から
出力される複素共役値と、受信信号入力端子１１からの
受信信号との乗算値を算出し、受信信号の位相偏差（複
素数表示した受信信号のＭシンボル遅延検波結果を、Ｍ
シンボル間の判定値の位相偏差で補正した結果を複素表
示した値）として受信信号位相偏差出力端子４４から出
力する。尚、判定値位相偏差検出回路Ａ３２についても
同様に動作する。

【０１１３】次に、図２における位相偏差平均回路Ａ２
２の動作について、図５の構成例を用いて説明する。図
５において、逆正接回路５１は、位相偏差入力端子３５
からの複素表示した位相偏差の逆正接値を算出し、この
逆正接値を除算回路５２に出力する。除算回路５２で
は、逆正接回路５１から出力される逆正接値をＭで除算
して、この除算結果を平均回路５３に出力する。平均回
路５３では、除算回路５２から出力される除算値を平均
化し、その平均値を周波数オフセットの推定値として周
波数オフセット出力端子２３から出力する。

【０１１４】また、図２における位相偏差平均回路Ａ２
２の動作について、図６の他の構成例を用いて説明す
る。図６において、平均回路６１は、位相偏差入力端子
３５からの複素表示した位相偏差を平均化し、逆正接回
路６２に出力する。逆正接回路６２では、平均回路６１
の出力する複素表示した平均値の逆正接値を算出し、除
算回路６３に出力する。除算回路６３では、逆正接回路
６２が出力する逆正接値をＭで除算して、この除算値を
周波数オフセットの推定値として周波数オフセット出力
端子２３から出力する。

【０１１５】次に、以上説明した本実施の形態の動作
を、より具体的（定性的）に説明する。

【０１１６】図１において、時刻ｎにおける受信信号を
ｒn 、伝送路特性のタップ係数をｇn とすると、乗算回
路１４の出力には、受信信号ｒn をタップ係数ｇn の位
相に基づいて位相補正された（２５）式が出力される。

【０１１７】 ｇ n^* ・ｒn …（２５） ここで、送信信号が例えば４相ＰＳＫであると仮定する
と、判定回路１５では、上記乗算値が複素平面上の第１
象限にある場合は判定値Ｊn をexp （ｊπ／４）、第２
象限にある場合はexp （ｊ３π／４）、第３象限にある
場合はexp （ｊ５π／４）、第４象限にある場合はexp
（ｊ７π／４）として出力する。尚、この際の判定値と
しては、硬判定値のみでなく、上述した軟判定値を出力
することも可能である。軟判定値出力が要求される場合
は、例えば（２５）式のような乗算値を出力する。

【０１１８】次に、伝送路推定回路１２は、この判定値
Ｊn と、周波数オフセット推定回路Ａ１６から出力され
る周波数オフセットの推定値Δωn を用いて、伝送路特
性の推定値を算出する。ここでは、ＬＭＳアルゴリズム
を用いる場合を説明する。即ち、伝送路推定回路１２
は、上記判定値Ｊn を用いて（２６）式により推定タッ
プ係数を算出する。

【０１１９】 ｇn+1 ＝｛ｇn ＋δ（ｒn −ｇn ・Ｊn ）Ｊ n^* ｝exp （ｊΔωn ） …（２６） （２６）式の括弧｛｝内は、ＬＭＳアルゴリズムに基づ
いたタップ係数ｇn の更新であり、exp(ｊΔωn)は周波
数オフセットによる位相の回転成分を補正する項であ
る。

【０１２０】次に、周波数オフセット推定回路Ａ１６に
おける内部動作の一例を図２に基づき具体的に説明す
る。位相偏差検出回路Ａ２１では、受信信号ｒn と上記
判定値Ｊn とを用いて、（２７）式によってＭシンボル
間に生じる複素表示した位相偏差を算出する。

【０１２１】 ΔＷ'n＝（Ｊn ・Ｊn- M^* ）^* ｒn ・ｒn- M^* …（２７） 位相偏差平均回路Ａ２２は、例えば図５のように構成し
た場合、（２８）式によって、位相偏差検出回路Ａ２１
の出力する位相偏差ΔＷn から周波数オフセットを算出
する。また、図６のように構成した場合、（２９）式及
び（３０）式によって周波数オフセットを算出すること
になる。

【０１２２】 Δωn+1 ＝（１−α）Δωn ＋α arctan （ΔＷ'n）／Ｍ …（２８） ΔＷn+1 ＝（１−α）ΔＷn ＋α ΔＷ'n …（２９） Δωn+1 ＝arctan（ΔＷn+1 ）／Ｍ …（３０） 更に、（２８）式は（３１）式と、（２９）式は（３
２）式とそれぞれ置き換えることもできる。

【０１２３】

【数２】 ここで、α及びＫは平均回路５３または６１の時定数に
関係する値である。

【０１２４】図５及び図６の構成の違いは、平均化と逆
正接算出の順番である。図６のように、平均化を逆正接
算出の前に行い、複素平面上で平均化を行うことによっ
て、位相ジャンプを防止することができる。一方、図５
のように、平均化を逆正接算出の後にした方が、回路が
簡単になり、また逆正接の計算精度が低い場合でも逆正
接処理による精度の劣化を改善できる。

【０１２５】また、周波数オフセット推定において、Ｍ
シンボルの位相偏差から１シンボルあたりの位相偏差を
求める操作に、雑音による位相の揺らぎを抑える平均化
の効果が含まれているため、平均回路５３または６１に
おける平均化の時定数を比較的大きい値に設定でき、高
精度で且つ収束の速い周波数オフセット推定ができる。

【０１２６】更に、現在の受信信号の判定を誤った場合
の判定誤りによる影響は、１シンボルの位相偏差から推
定する場合と比較して１／Ｍに抑えることができるた
め、判定誤りが比較的頻繁に生じる低いＣ／Ｎにおいて
も高精度で動作が可能である。

【０１２７】以上説明したように、本実施の形態では、
受信信号に対する伝送路特性によって受信信号の補正を
行い、その結果を利用して送信されたデータの推定値で
ある判定値を出力すると共に、周波数オフセットを現在
の判定値、Ｍシンボル過去の判定値、現在の受信信号及
びＭシンボル過去の受信信号から推定し、該周波数オフ
セット、判定値、受信信号から伝送路特性を推定し、伝
送路特性の複素共役を受信信号に乗算することにより、
周波数オフセットによる位相回転を除去できる。

【０１２８】また以上の説明では、伝送路推定にＬＭＳ
アルゴリズムを用いた場合を示したが、ＲＬＳアルゴリ
ズムを始めとする適応アルゴリズムにより伝送路推定を
行うようにしてもよい。このように適応アルゴリズムを
用い、逐次伝送路推定を行うようにすれば、伝送路特性
の変動が高速である場合でもその変動に追随可能であ
る。

【０１２９】また以上の説明では、位相偏差を算出する
のに判定値を用いた場合を示したが、判定値の代わりに
予め既知の送信信号を用いてもよい。更に、図３に示す
位相偏差検出回路Ａ２１の構成において、予め既知の送
信信号を入力した場合の判定値位相偏差検出回路Ａ３２
の出力結果を記憶したテーブルを判定値位相偏差検出回
路Ａ３２の代わりに用いることもできる。

【０１３０】更に、軟判定値を出力することにより、後
続のビタビ復号器のビット誤り率特性を改善することが
できる。

【０１３１】発明の実施の形態２．次に、図７は本発明
に係る実施の形態２のＡＦＣ機能を備えた受信機の構成
図である。同図において、実施の形態１（図１）と同一
または相当の構成要素については、同一の符号を付す
る。本実施の形態の構成が実施の形態１と相違するとこ
ろは、周波数オフセット推定の部分であり、以下では該
周波数オフセット推定部分を重点的に説明する。

【０１３２】図７において、７７は受信信号入力端子１
１からの受信信号について逆正接値を算出する逆正接回
路であり、７６は受信信号入力端子１１からの受信信号
に基づいて周波数オフセットを出力する周波数オフセッ
ト推定回路Ｂである。

【０１３３】図８は、図７における周波数オフセット推
定回路Ｂ７６の内部構成を示す構成図である。図中、１
１は受信信号入力端子、１７は判定値入力端子、８１−
１〜８１−Ｓは受信信号入力端子１１からの受信信号
と、判定値入力端子１７からの判定値を入力して、
Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，…，Ｍ_S シンボル間に生じる位相偏差を各
位相偏差平均回路Ｂ１〜ＢＳ（８２−１〜８２−Ｓ）に
出力する位相偏差検出回路Ｂ１〜ＢＳ、８２−１〜８２
−Ｓは位相偏差検出回路Ｂ１〜ＢＳ（８１−１〜８１−
Ｓ）から出力される各位相偏差を平均化する位相偏差平
均回路Ｂ１〜ＢＳ、８３−１は位相偏差平均回路Ｂ１
（８２−１）から出力される周波数オフセットの推定値
と、位相偏差平均回路Ｂ２（８２−２）から出力される
周波数オフセットの推定値を入力して、周波数オフセッ
トの微調整を行う微調整回路１、８３−２〜８３−Ｓ−
１は、それぞれ位相偏差平均回路Ｂ３〜ＢＳ（８２−３
〜８２−Ｓ）から出力される周波数オフセットの推定値
と、微調整回路１〜Ｓ−２（８３−１〜８３−Ｓ−２）
が出力する周波数オフセットの推定値を入力して、周波
数オフセットの微調整を行う微調整回路２〜Ｓ−１、８
４は周波数オフセット出力端子である。

【０１３４】次に、図９は図８における位相偏差検出回
路Ｂ１（８１−１）の内部構成の一例を示す構成図であ
る。図中、１１は受信信号入力端子、１７は判定値入力
端子、９１−１は受信信号入力端子１１からの受信信号
を入力し、受信信号のＭ₁ シンボルの位相偏差を検出す
る受信信号位相偏差検出回路Ｂ１、９２−１は判定値入
力端子１７からの判定値を入力し、判定値のＭ₁ シンボ
ルの位相偏差を検出する判定値位相偏差検出回路Ｂ１、
９３−１は受信信号位相偏差検出回路Ｂ１（９１−１）
の出力する受信信号の位相偏差と、判定値位相偏差検出
回路Ｂ１（９２−１）の出力する判定値の位相偏差を入
力し、受信信号の位相偏差から判定値の位相偏差を減算
する減算回路、９４−１は位相偏差出力端子である。
尚、位相偏差検出回路Ｂ２〜ＢＳ（８１−２〜８１−
Ｓ）の構成も同様の構成であり、Ｍ₁シンボルがＭ₂ ，
…，Ｍ_S シンボルとなる以外は同様である。

【０１３５】次に、図１０は図９における受信信号位相
偏差検出回路Ｂ１（９１−１）の内部構成の一例を示す
構成図である。図中、１１は受信信号入力端子、１０１
−１は受信信号入力端子１１からの受信信号をＭ₁ シン
ボル遅延させるＭ₁ シンボル遅延回路、１０２−１はＭ
₁ シンボル遅延回路１０１−１から出力される遅延信号
分だけ、受信信号入力端子１１からの受信信号から減算
する減算回路、１０３−１は受信信号位相偏差出力端子
である。尚、受信信号位相偏差検出回路Ｂ２〜ＢＳ（９
１−２〜９１−Ｓ）の構成も同様の構成であり、Ｍ₁ シ
ンボルがＭ₂ ，…，Ｍ_S シンボルとなる以外は同様であ
る。また、判定値位相偏差検出回路Ｂ１〜ＢＳ（９２−
１〜９２−Ｓ）についても同様の構成となる。

【０１３６】次に、図１１は図８における位相偏差平均
回路Ｂ１（８２−１）の内部構成の一例を示す構成図で
ある。図中、９４−１は位相偏差入力端子、１１１−１
は位相偏差入力端子９４−１からの位相偏差をＭ₁ で除
算する除算回路、１１２−１は除算回路１１１−１から
出力される除算値を平均化する平均回路、１１３−１は
周波数オフセット出力端子である。尚、位相偏差平均化
回路Ｂ２〜ＢＳ（８２−２〜８２−Ｓ）についても、Ｍ
₁ がＭ₂ ，…，Ｍ_S となる以外は同様の構成である。

【０１３７】次に、図１２は図８における微調整回路１
（８３−１）の内部構成の一例を示す構成図である。図
中、１１３−１は周波数オフセット入力端子Ａ（位相偏
差平均回路Ｂ１の出力）、１１３−２は周波数オフセッ
ト入力端子Ｂ（位相偏差平均回路Ｂ２の出力）、１２１
−１は周波数オフセット入力端子Ａ１１３−１及び周波
数オフセット入力端子Ｂ１１３−２からの２系統の周波
数オフセットの差を算出する減算回路、１２２−１は減
算回路１２１−１が出力する減算値の剰余を計算する剰
余回路１、１２３−１は周波数オフセット入力端子Ａ１
１３−１からの周波数オフセットと剰余回路１（１２２
−１）が出力する剰余との加算を行う加算回路、１２４
−１は周波数オフセット出力端子である。尚、微調整回
路２〜Ｓ−１（８３−２〜８３−Ｓ−１）についても同
様の構成である。

【０１３８】次に、本実施の形態の受信機における動作
について説明する。尚、実施の形態１の構成要素と同一
の符号を付したものは実施の形態１と同様の動作を行
い、本実施の形態が実施の形態１と相違する部分は、周
波数オフセットを推定する部分であるので、該部分につ
いてだけ説明する。

【０１３９】周波数オフセット推定回路Ｂ７６の動作に
ついて、図８の構成例を用いて説明する。図８におい
て、位相偏差検出回路Ｂ１〜ＢＳ（８１−１〜８１−
Ｓ）は、受信信号入力端子１１からの受信信号と判定値
入力端子１７からの判定値を入力し、Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，…，
Ｍ_S シンボル間に生じる位相偏差を位相偏差平均回路Ｂ
１〜ＢＳ（８２−１〜８２−Ｓ）に出力する。

【０１４０】位相偏差平均回路Ｂ１〜ＢＳ（８２−１〜
８２−Ｓ）では、位相偏差検出回路Ｂ１〜ＢＳ（８１−
１〜８１−Ｓ）が出力するＳ系統の位相偏差を入力し
て、その位相偏差の平均化を行うと共に、１シンボル当
たりの位相偏差を微調整回路１〜Ｓ−２（８３−１〜８
３−Ｓ−１）に出力する。また微調整回路１〜Ｓ−２
（８３−１〜８３−Ｓ−１）では、それぞれ２系統の周
波数オフセットを入力し、精度の高い周波数オフセット
によって、推定範囲の広い周波数オフセットの微調整を
行い、その結果を出力する。

【０１４１】次に、図８における位相偏差検出回路Ｂ１
（８１−１）の動作について、図９の構成例を用いて説
明する。図９において、受信信号位相偏差検出回路Ｂ１
（９１−１）は、受信信号入力端子１１から入力される
受信信号のＭ₁ シンボル間に生じる位相偏差を検出す
る。判定値位相偏差検出回路Ｂ１（９２−１）では、判
定値入力端子１７から入力される判定値のＭ₁ シンボル
間に生じる位相偏差を検出する。

【０１４２】更に減算回路９３−１では、受信信号位相
偏差検出回路Ｂ１（９１−１）から出力される位相偏差
から、判定値位相偏差検出回路Ｂ１（９２−１）から出
力される位相偏差分だけ減算し、その減算値を位相偏差
として位相偏差出力端子９４−１から出力する。尚、位
相偏差検出回路Ｂ２〜ＢＳ（８１−２〜８１−Ｓ）につ
いても、Ｍ₁ がＭ₂ ，Ｍ₃ ，…，Ｍ_S となる以外は同様
の動作である。

【０１４３】次に、図９における受信信号位相偏差検出
回路Ｂ１（９１−１）の動作について、図１０の構成例
を用いて説明する。図１０において、Ｍ₁ シンボル遅延
回路１０１−１は、受信信号入力端子１１からの受信信
号をＭ₁ シンボル遅延させて、減算回路１０２−１に出
力する。減算回路１０２−１は、受信信号入力端子１１
からの受信信号から、Ｍ₁ シンボル遅延回路１０１−１
が出力する遅延信号を減算し、その減算値を受信信号位
相偏差出力端子１０３−１から出力する。尚、受信信号
位相偏差検出回路Ｂ２〜ＢＳ（９１−２〜９１−Ｓ）に
ついても、Ｍ₁がＭ₂ ，Ｍ₃ ，…，Ｍ_S となる以外は同
様の動作であり、また図９における判定値位相偏差検出
回路Ｂ１〜ＢＳ（９２−１〜９２−Ｓ）も同様の動作で
ある。

【０１４４】次に、図８における位相偏差平均回路Ｂ１
（８２−１）の動作について、図１１の構成例を用いて
説明する。除算回路１１１−１は、位相偏差入力端子９
４−１からの位相偏差をＭ₁ で除算し、平均回路１１２
−１に出力する。平均回路１１２−１では、除算回路１
１１−１が出力する除算値を平均化し、その結果を周波
数オフセットとして周波数オフセット出力端子１１３−
１から出力する。尚、位相偏差平均回路Ｂ２〜ＢＳ（８
２−２〜８２−Ｓ）についても、Ｍ₁ がＭ₂ ，Ｍ₃ ，
…，Ｍ_S となる以外は同様の動作である。

【０１４５】更に、図８における微調整回路１（８３−
１）の動作について、図１２の構成例を用いて説明す
る。減算回路１２１−１は、周波数オフセット入力端子
Ａ（１１３−１）からの周波数オフセットに対して、周
波数オフセット入力端子Ｂ（１１３−２）からの周波数
オフセットを減算し、該減算値を剰余回路１（１２２−
１）に出力する。剰余回路１（１２２−１）では、減算
回路１２１−１が出力する減算値の２π／Ｍ₂ の剰余を
計算する。但し、出力範囲は［−π／Ｍ₂ ，π／Ｍ₂ ）
である。

【０１４６】加算回路１２３−１では、周波数オフセッ
ト入力端子Ａ（１１３−１）からの周波数オフセットと
剰余回路１（１２２−１）が出力する剰余との加算を行
い、この結果を周波数オフセットとして周波数オフセッ
ト出力端子１２４−１から出力する。尚、微調整回路２
〜Ｓ−１（８３−２〜８３−Ｓ−１）についても、Ｍ₂
がＭ₃ ，Ｍ₄ ，…，Ｍ_S となる以外は同様の動作であ
る。

【０１４７】以上説明した本実施の形態の動作をより具
体的（定性的）に説明する。尚、説明を簡単にするた
め、Ｓ＝２、Ｍ₁ ＞Ｍ₂ とする。図８において、時刻ｎ
における送信信号の位相をΘn 、受信信号の位相をγn
とすると、位相偏差検出回路Ｂ１（８１−１）と位相偏
差検出回路Ｂ２（８１−２）の出力は、それぞれ（３
３）式及び（３４）式となる。

【０１４８】 Δω'(1)n ＝（γn −γn- M₁ ）−（Θn −Θn- M₁ ） …（３３） Δω'(2)n ＝（γn −γn- M₂ ）−（Θn −Θn- M₂ ） …（３４） そして、位相偏差平均回路Ｂ１及びＢ２（８２−１，８
２−２）において、Δω'(1)n ，Δω'(2)n は、それぞ
れ１／Ｍ₁ ，１／Ｍ₂ にされると共に、雑音によるゆら
ぎを抑圧するために平均化が行われる。（３５）式及び
（３６）式がこの操作である。

【０１４９】 Δω(1)n+1＝（１−α）Δω(1)n＋α Δω'(1)n ／Ｍ₁ …（３５） Δω(2)n+1＝（１−α）Δω(2)n＋α Δω'(2)n ／Ｍ₂ …（３６） 尚、（３５）式及び（３６）式は、除算と平均化の順序
を入れ換えても等価である。但し、Δω(1)n，Δω(2)n
は位相偏差平均回路Ｂ１及びＢ２（８２−１，８２−
２）から出力される周波数オフセットの推定値である。
更に、（３５）式及び（３６）式は、（３７）式及び
（３８）式と置き換えることもできる。

【０１５０】

【数３】 ここで、α及びＫは平均回路１１２−１及び１１２−２
の時定数に相当し、位相偏差平均回路Ｂ１〜ＢＳ（８２
−１〜８２−Ｓ）において、この時定数を異なる値にし
てもよい。

【０１５１】微調整回路１（８３−１）において、周波
数オフセットの推定値Δω(1)n，Δω(2)nから（３９）
式によって周波数オフセットΔωn を算出する。

【０１５２】 Δωn ＝ＭＯＤ（Δω(1)n−Δω(2)n，２π／Ｍ₂ ）＋Δω(1)n ＭＯＤ（ｘ，ｙ）＝mod （ｘ＋ｙ／２，ｙ）−ｙ／２ …（３９） ここで、mod （ｘ，ｙ）は剰余演算であり、ＭＯＤ
（ｘ，ｙ）は剰余結果の範囲を［−ｙ／２，ｙ／２）に
した剰余演算である。

【０１５３】図１９は、（３９）式の処理の原理を具体
的に示したものである。図中、１９１は実際の周波数オ
フセット（受信側では未知）、１９２は周波数オフセッ
トΔω(1)nの推定範囲（Ｍ₁ ＝４）、１９３は周波数オ
フセットΔω(2)nの推定範囲（Ｍ₂ ＝８）、１９４は周
波数オフセットΔω(1)n、１９５はΔω(1)nをΔω(2)n
の推定範囲１９３に投影した点、１９６は周波数オフセ
ットΔω(2)n、１９７はΔω(1)nをΔω(2)nの推定範囲
に投影した点とΔω(2)nの誤差成分、１９８は周波数オ
フセットΔω(1)nの微調整成分、１９９は微調整結果で
ある。

【０１５４】周波数オフセット推定において、Ｍ_i の値
が大きくなる程、雑音による位相偏差の揺らぎが強く抑
圧されるため、位相偏差の検出精度が高くなり、また判
定誤りに対する影響も１／Ｍ_i となる。しかし、周波数
オフセットの推定範囲は［−π／Ｍ_i ，π／Ｍ_i ）であ
るため、Ｍ_i に反比例して推定範囲が狭くなる。

【０１５５】そこで、微調整回路１（８３−１）では、
位相偏差平均回路Ｂ１及びＢ２（８２−１，８２−２）
から出力される、比較的広範囲の周波数オフセットΔω
(1)nと比較的高精度の周波数オフセットΔω(2)nの差の
剰余を計算することにより、Δω(1)nをΔω(2)nの推定
範囲に投影した場合の点とΔω(2)nの誤差１９７を検出
し、この誤差の分だけΔω(1)nを微調整する（１９８）
ことによって、実際の周波数オフセットに近い周波数オ
フセット（１９９）を推定する。

【０１５６】以上説明したように、本実施の形態では、
推定精度と推定範囲が異なる複数の周波数オフセットを
並列に推定することにより推定範囲が広く且つ高精度の
周波数オフセット推定を行うと共に、その推定値によっ
て周波数オフセットに対する補正を行った伝送路特性の
複素共役を受信信号に乗算することにより、広範囲、高
精度の周波数オフセット除去を実現している。

【０１５７】上記説明では、位相偏差平均化回路Ｂ１〜
ＢＳ（８２−１〜８２−Ｓ）の時定数を全て同一の値の
場合について示したが、この時定数は位相偏差平均化回
路Ｂ１〜ＢＳ（８２−１〜８２−Ｓ）においてそれぞれ
異なる値を用いてもよい。

【０１５８】また、上記説明においては、推定精度と推
定範囲が異なる複数の周波数オフセットを並列に推定
し、それらから広範囲、高精度の周波数オフセット推定
を実現したが、推定精度と推定範囲が異なる周波数オフ
セット推定を縦列に行うことにより、広範囲、高精度の
周波数オフセット推定を実現することも可能である。

【０１５９】また、上記説明では、周波数オフセット推
定回路の入力及び推定処理を位相だけで行う場合につい
て説明したが、実施の形態１のように入力及び推定処理
を複素数として行うことも可能である。逆に、実施の形
態１における周波数オフセットの推定を、本実施の形態
のように位相だけで行うことも可能である。

【０１６０】また、上記説明では、伝送路推定にＬＭＳ
アルゴリズムを用いた場合を示したが、ＲＬＳアルゴリ
ズムを始めとする適応アルゴリズムにより伝送路推定を
行うようにしてもよい。このように適応アルゴリズムを
用い、逐次伝送路推定を行うようにすれば、伝送路特性
の変動が高速である場合でもその変動に追随可能であ
る。

【０１６１】また、位相偏差を算出するのに判定値を用
いた場合を示したが、判定値の代わりに予め既知の送信
信号を用いてもよい。更に、予め既知の送信信号を入力
した場合の判定値位相偏差検出回路Ｂ１〜ＢＳ（９２−
１〜９２−Ｓ）の出力結果を記憶したテーブルを、図９
における判定値位相偏差検出回路Ｂ１〜ＢＳ（９２−１
〜９２−Ｓ）の代わりに用いることもできる。

【０１６２】更に、軟判定値を出力することにより、後
続のビタビ復号器のビット誤り率特性を改善することが
できる。

【０１６３】発明の実施の形態３．次に、図１３は本発
明に係る実施の形態３のＡＦＣ機能を備えた受信機の構
成図である。尚、同図において、実施の形態１または実
施の形態２の構成要素と同一または相当のものについて
は、同一の符号を付する。

【０１６４】図１３において、１１−１〜１１−Ｎは受
信信号入力端子、１３３−１〜１３３−Ｎは複素共役を
算出する複素共役回路、１３４−１〜１３４−Ｎは複素
共役回路１３３−１〜Ｎから出力される複素共役値と受
信信号入力端子１１−１〜１１−Ｎからの受信信号を乗
算する乗算回路、１３７は各乗算回路１３４−１〜１３
４−Ｎが出力する乗算値を加算する加算回路、１５は加
算回路１３７から出力された加算値に基づいて、送信さ
れたデータの推定値である判定値を出力する判定回路、
１３６は該判定値と受信信号入力端子１１−１〜１１−
Ｎからの受信信号とから周波数オフセットを推定する周
波数オフセット推定回路Ｃ、１３２は周波数オフセット
推定回路Ｃ１３６から出力される周波数オフセットと、
判定回路１５が出力する判定値と、受信信号入力端子１
１−１〜１１−Ｎからの受信信号とから、各受信信号に
対応の伝送路特性を出力する伝送路推定回路である。

【０１６５】図１４は、図１３における周波数オフセッ
ト推定回路Ｃ１３６の内部構成例を示す構成図である。
図中、１１−１〜１１−Ｎは受信信号入力端子、１７は
判定値入力端子、１４１は受信信号入力端子１１−１〜
１１−ＮからのＮ系統の受信信号と判定値入力端子１７
からの判定値によって、受信信号のＭシンボル間に生じ
る位相偏差を検出する位相偏差検出回路Ｃ、１４２は位
相検出回路Ｃ１４１から出力される位相偏差を平均化し
て、周波数オフセットを出力する位相偏差平均回路Ａ、
１４３は周波数オフセット出力端子である。

【０１６６】次に図１５は、図１４における位相偏差検
出回路Ｃ１４１の内部構成例を示す構成図である。図
中、１１−１〜１１−Ｎは受信信号入力端子、１７は判
定値入力端子、１５１−１〜１５１−Ｎは受信信号入力
端子１１−１〜１１−ＮからのＮ系統の受信信号によっ
て各受信信号の位相偏差（複素数表示した受信信号のＭ
シンボル遅延検波結果を複素数表示した値）を検出する
受信信号位相偏差検出回路Ａ１〜ＡＮ、１５６は受信信
号位相偏差検出回路Ａ１〜ＡＮ（１５１−１〜１５１−
Ｎ）から出力されるＮ個の受信信号の位相偏差（複素数
表示した受信信号のＭシンボル遅延検波結果を複素数表
示した値）を加算する加算回路、１５２は判定値入力端
子１７からの判定値の位相偏差（判定値のＭシンボル間
の位相偏差を複素数表示した値）を検出する判定値位相
偏差検出回路Ａ、１５３は判定値位相偏差検出回路Ａ１
５２の出力する判定値の位相差（判定値のＭシンボル間
の位相偏差を複素数表示した値）の複素共役を出力する
複素共役回路、１５４は加算回路１５６の出力する加算
値と、複素共役回路１５３の出力する複素共役値との乗
算を行う乗算回路、１５５は位相偏差出力端子である。

【０１６７】次に、本実施の形態の受信機における動作
について説明する。尚、実施の形態１における構成要素
と同一の符号を付したものは同様の動作を行う。本実施
の形態が実施の形態１と相違する部分は、ダイバーシチ
合成した信号により得られる判定値を用いて、Ｎ系統の
受信信号からそれぞれの受信信号に対応する伝送路特性
を推定する部分と、Ｎ系統の受信信号から周波数オフセ
ットを推定する部分であり、これらの部分について重点
的に説明する。

【０１６８】図１３において、複素共役回路１３３−１
〜１３３−Ｎは、伝送路推定回路１３２が出力するＮ系
統の受信信号に対応した伝送路特性を入力し、その複素
共役値を出力する。乗算回路１３４−１〜１３４−Ｎ
は、複素共役回路１３３−１〜１３３−Ｎから出力され
る複素共役値と、受信信号入力端子１１−１〜１１−Ｎ
からの受信信号との乗算値を出力する。

【０１６９】加算回路１３７は、乗算回路１３３−１〜
１３３−Ｎが出力するＮ個の乗算値を加算する。判定回
路１５は、加算回路１３７が出力する加算結果から、送
信されたデータの推定値である判定値を判定し、判定値
出力端子１７から出力する。周波数オフセット推定回路
Ｃ１３６では、判定回路１５が出力する判定値、及び受
信信号入力端子１１−１〜１１−ＮからＮ系統の受信信
号を入力し、周波数オフセットの推定値を出力する。

【０１７０】更に、伝送路推定回路１３２では、判定回
路１５が出力する判定値、及び受信信号入力端子１１−
１〜１１−ＮからＮ系統の受信信号を入力し、受信信号
それぞれに対する伝送路特性（Ｎ個）の推定値を出力す
る。

【０１７１】次に、図１３における周波数オフセット推
定回路Ｃ１３６の動作について、図１４を用いて説明す
る。図１４において、位相偏差検出回路Ｃ１４１は、受
信信号入力端子１１−１〜１１−Ｎからの受信信号と、
判定値入力端子１７からの判定値を入力し、Ｍシンボル
間に生じる位相偏差を出力する。位相偏差平均回路Ａ１
４２は、位相偏差検出回路Ｃ１４１が出力する位相偏差
を平均化すると共に、１シンボル当たりの位相偏差を計
算し、その結果を周波数オフセットの推定値として周波
数オフセット出力端子１４３から出力する。

【０１７２】次に、図１４における位相偏差検出回路Ｃ
１４１の動作について、図１５を用いて説明する。図１
５において、受信信号位相偏差検出回路Ａ１〜ＡＮ（１
５１−１〜１５１−Ｎ）は、受信信号入力端子１１−１
〜１１−Ｎからの受信信号を入力し、受信信号の位相偏
差（複素数表示した受信信号のＭシンボル遅延検波結果
を複素数表示した値）をそれぞれ出力する。

【０１７３】加算回路１５６では、受信信号位相偏差検
出回路Ａ１〜ＡＮ（１５１−１〜１５１−Ｎ）から出力
されるＮ個の受信信号の位相偏差（複素数表示した受信
信号のＭシンボル遅延検波結果を複素数表示した値）を
加算し、この加算結果を出力する。

【０１７４】判定値位相偏差検出回路Ａ１５２では、判
定値入力端子１７からの判定値を入力し、判定値の位相
偏差（判定値のＭシンボル間の位相偏差を複素数表示し
た値）を複素共役回路１５３に出力する。

【０１７５】複素共役回路１５３では、判定値位相偏差
検出回路Ａ１５２の出力する判定値の位相偏差（判定値
のＭシンボル間の位相偏差を複素数表示した値）の複素
共役値を算出し、その結果を出力する。

【０１７６】乗算回路１５４では、複素共役回路１５３
が出力する複素共役値と、加算回路１５６が出力する加
算結果との乗算値を算出し、その結果を位相偏差（複素
数表示した受信信号のＭシンボル遅延検波結果を、Ｍシ
ンボル間の判定値の位相偏差で補正した結果を複素表示
した値）として位相偏差出力端子１５５から出力する。

【０１７７】以上説明した本実施の形態の動作を、より
具体的（定性的）に説明する。図１３において、時刻ｎ
におけるＮ系統の受信信号をｒ(1)n，…，ｒ(N)n、Ｎ系
統の受信信号に対する伝送路の推定タップ係数をｇ(1)
n，…，ｇ(N)nとする。加算回路１３７は、（４０）式
の加算値を算出する。

【０１７８】

【数４】 ここで、例えば送信変調信号を４相ＰＳＫと仮定する
と、判定回路１５は上記加算値が複素平面上の第１象限
にある場合は判定値Ｊn をexp （ｊπ／４）、第２象限
にある場合はexp （ｊ３π／４）、第３象限にある場合
はexp （ｊ５π／４）、第４象限にある場合はexp （ｊ
７π／４）として出力する。尚、この際の判定値として
は硬判定値のみでなく上述した軟判定値を出力すること
も可能である。軟判定値出力が要求される場合は、例え
ば（４０）式のような加算値を出力する。

【０１７９】次に伝送路推定回路１３２は、この判定値
Ｊn と周波数オフセット推定回路Ｃ１３６から出力され
る周波数オフセットの推定値Δωn を用いて、伝送路特
性の推定値をＮ系統の受信信号それぞれに対して算出す
る。ここでは、ＬＭＳアルゴリズムを用いる場合を説明
する。伝送路推定回路１３２は、この上記判定値Ｊnを
用いて、（４１）式により、推定タップ係数をＮ系統の
受信信号それぞれに対して算出する。

【０１８０】 ｇ(p)n+1＝｛ｇ(p)n＋δ（ｒ(p)n−ｇ(p)nＪn ）Ｊ n^* ｝exp （j Δωn ） （ｐ＝１，…，Ｎ） …（４１） （４１）式の括弧｛｝内は、ＬＭＳアルゴリズムに基づ
いたタップ係数のｇ(p)nの更新であり、exp （j Δωn
）は周波数オフセットによる位相の回転成分を補正す
る項である。

【０１８１】次に、周波数オフセット推定回路Ｃ１３６
における内部動作の一例を、図１４を参照して具体的に
説明する。尚、位相偏差平均回路Ａ１４２については、
実施の形態１と同様であるので、位相偏差検出回路Ｃ１
４１についてだけ説明する。

【０１８２】位相偏差検出回路Ｃ１４１では、Ｎ系統の
受信信号ｒ(p)nと上記の判定値Ｊnを用いて（４２）式
によってＭシンボル間に生じる位相偏差を算出する。

【０１８３】

【数５】 以上のように、本実施の形態では、各受信信号それぞれ
に対する伝送路特性と受信信号とからダイバーシチ合成
を行い、その結果を利用して送信されたデータの推定値
である判定値を出力すると共に、このダイバーシチ合成
結果を利用した判定値と各アンテナに対する受信信号と
から、各アンテナ毎の伝送路の特性を推定し、この推定
値を各受信信号毎の伝送路特性として、その複素共役と
受信信号を乗算して総和を取るという形でダイバーシチ
合成を行うことにより、最大比合成ダイバーシチを実現
することが可能である。更に、Ｎ個の受信信号と判定値
とから周波数オフセットを推定し、この周波数オフセッ
トにより伝送路特性を位相回転させることによって、周
波数オフセットの存在する場合のビット誤り率特性を改
善できる。

【０１８４】また、本実施の形態によれば、各受信信号
に対するキャリア位相や包絡線振幅を統一的に表現でき
る伝送路特性を用いてダイバーシチ合成を行い、且つそ
のダイバーシチ合成の結果を利用した判定値を用いて伝
送路特性を推定したことにより、判定値出力には位相不
確定性が存在するが、Ｎ系統の受信信号に対する伝送路
特性には相対的な位相誤差が存在しないため、外部から
相対的な位相誤差を除去する情報を入力することなく、
安定して最大比合成ダイバーシチ受信機を提供でき、そ
の結果ビット誤り率特性が改善できる。

【０１８５】上記説明では、伝送路推定にＬＭＳアルゴ
リズムを用いた場合を示したが、ＲＬＳアルゴリズムを
始めとする適応アルゴリズムにより伝送路推定を行うよ
うにしてもよい。このように適応アルゴリズムを用い、
逐次伝送路推定を行うようにすれば、伝送路特性の変動
が高速である場合でもその変動に追随可能である。

【０１８６】また上記説明では、位相偏差を算出するの
に判定値を用いた場合を示したが、判定値の代わりに予
め既知の送信信号を用いてもよい。更に、予め既知の送
信信号を入力した場合の判定値位相偏差検出回路Ａ１５
２の出力結果を記憶したテーブルを、図１５における判
定値位相偏差検出回路Ａ１５２の代わりに用いることも
できる。

【０１８７】更に、実施の形態２のように、周波数オフ
セット推定回路Ｃの処理を位相情報だけで行うことも可
能であり、また複数の周波数オフセットを推定し、その
結果から周波数オフセットの微調整を行うことにより、
推定範囲が広く且つ高精度な周波数オフセット推定を実
現することができる。

【０１８８】発明の実施の形態４．次に、図１６は本発
明の実施の形態４に係るＡＦＣ機能を備えた受信機の構
成図である。同図において、実施の形態３と同一または
相当の構成要素については同一の符号を付する。

【０１８９】図１６において、１１−１〜１１−Ｎは受
信信号入力端子、１３３−１〜１３３−Ｎは複素共役値
を算出する複素共役回路、１３４−１〜１３４−Ｎは複
素共役回路１３３−１〜１３３−Ｎから出力される複素
共役値と受信信号入力端子１１−１〜１１−Ｎからの受
信信号とを乗算する乗算回路、１３７は各乗算回路１３
４−１〜１３４−Ｎが出力する乗算値を加算する加算回
路、１５は加算回路１３７から出力された加算値に基づ
いて、送信されたデータの推定値である判定値を出力す
る判定回路、１６６は該判定値、受信信号入力端子１１
−１〜１１−Ｎからの受信信号、及び伝送路推定回路１
３２が出力する伝送路特性から、周波数オフセットを推
定する周波数オフセット推定回路Ｄ、１３２は周波数オ
フセット推定回路Ｄ１６６から出力される周波数オフセ
ットと、判定回路１５が出力する判定値と、受信信号入
力端子１１−１〜１１−Ｎからの受信信号とから、各受
信信号に対応する伝送路特性を出力する伝送路推定回路
である。

【０１９０】図１７は、図１６における周波数オフセッ
ト推定回路Ｄ１６６の内部構成例を示す構成図である。
図中、１１−１〜１１−Ｎは受信信号入力端子、１７１
−１〜１７１−Ｎは伝送路特性入力端子、１７は判定値
入力端子、１７２−１〜１７２−Ｎは受信信号入力端子
１１−１〜１１−ＮからのＮ系統の受信信号と、伝送路
特性入力端子１７１−１〜１７１−ＮからのＮ系統の伝
送路特性と、判定値入力端子１７からの判定値によっ
て、受信信号の位相誤差を検出する受信信号位相誤差検
出回路、１７３は受信信号位相誤差検出回路１７２−１
〜１７２−Ｎから出力されるＮ個の位相誤差を加算する
加算回路Ａ、１７４は加算回路Ａ１７３から出力される
加算値の逆正接値を算出する逆正接回路、１７５は逆正
接回路１７４から出力される逆正接値と、遅延回路１７
７から出力される遅延信号との加算値を算出する加算回
路Ｂ、１７６は加算回路Ｂ１７５から出力される加算値
を平均化する平均回路、１７７は１シンボル遅延させる
遅延回路、１７８は周波数オフセット出力端子である。

【０１９１】次に図１８は、図１７における受信信号位
相誤差検出回路１７２−１の内部構成の一例を示す構成
図である。図中、１１−１は受信信号入力端子、１７１
−１は伝送路特性入力端子、１７は判定値入力端子、１
８１−１は伝送路特性入力端子１７１−１からの伝送路
特性と、判定値入力端子１７からの判定値の乗算値を算
出する乗算回路Ａ、１８２−１は乗算回路Ａ１８１−１
から出力される乗算値の複素共役値を計算する複素共役
回路、１８３−１は複素共役回路１８２−１から出力さ
れる複素共役値と、受信信号入力端子１１−１からの受
信信号との乗算値を算出する乗算回路Ｂ、１８４−１は
受信信号位相誤差出力端子である。

【０１９２】次に、本実施の形態の受信機における動作
について説明する。尚、実施の形態３の構成要素と同一
の符号を付したものについては同様の動作を行う。本実
施の形態の動作は、周波数オフセットを推定する動作を
除いて実施の形態３と同じであるので、周波数オフセッ
トを推定する部分についてだけ説明する。

【０１９３】先ず、図１６における周波数オフセット推
定回路Ｄ１６６の動作について、図１７の構成例を用い
て説明する。受信信号位相誤差検出回路１７２−１〜１
７２−Ｎは、受信信号入力端子１１−１〜１１−Ｎから
のＮ系統の受信信号、伝送路特性入力端子１７１−１〜
１７１−ＮからのＮ系統の伝送路特性、及び判定値入力
端子１７からの判定値をそれぞれ入力し、各受信信号の
位相誤差を検出し、その結果をそれぞれ出力する。

【０１９４】加算回路Ａ１７３では、受信信号位相誤差
検出回路１７２−１〜１７２−Ｎから出力されるＮ個の
位相誤差を加算し、その加算値を逆正接回路１７４に出
力する。逆正接回路１７４では、加算回路Ａ１７３から
出力される加算値の逆正接値を計算し、その逆正接値を
加算回路Ｂ１７５に出力する。

【０１９５】加算回路Ｂ１７５では、逆正接回路１７４
が出力する逆正接値と、遅延回路１７７が出力する遅延
信号とを加算して、その加算値を平均回路１７６に出力
する。平均回路１７６では、加算回路Ｂ１７５から出力
される加算値を平均化し、その平均化した結果を周波数
オフセットの推定値として周波数オフセット出力端子１
７８から出力する。遅延回路１７７は、平均回路１７６
から出力される周波数オフセットを１シンボル遅延さ
せ、加算回路Ｂ１７５に出力する。

【０１９６】次に、図１７における受信信号位相誤差検
出回路１７２−１の動作について、図１８の構成例を用
いて説明する。乗算回路Ａ１８１−１では、伝送路特性
入力端子１７１−１からの伝送路特性と、判定値入力端
子１７からの判定値との乗算値を算出し、複素共役回路
１８２−１に出力する。

【０１９７】複素共役回路１８２−１では、乗算回路Ａ
１８１−１からの出力の複素共役値を計算し、その複素
共役値を乗算回路Ｂ１８３−１に出力する。乗算回路Ｂ
１８３−１では、複素共役回路１８２−１から出力され
る複素共役値と、受信信号入力端子１１−１からの受信
信号との乗算値を算出し、この乗算値を受信信号の位相
誤差として受信信号位相誤差出力端子１８４−１から出
力する。

【０１９８】以上説明した本実施の形態の動作を、より
具体的に説明する。図１７において、時刻ｎにおけるＮ
系統の受信信号をｒ(1)n，…，ｒ(N)n、Ｎ系統の受信信
号に対する伝送路の推定タップ係数をｇ(1)n，…，ｇ
(N)n、判定値をＪn とする。加算回路Ａ１７３は、（４
３）式の加算値を算出する。

【０１９９】

【数６】 （４３）式は、受信信号と推定された受信信号との位相
誤差を最大比合成したものであり、加算回路Ｂ１７５で
出力される加算値は（４４）式となり、これは時刻ｎに
検出される周波数オフセットを示す。

【０２００】 Δω'n＝εn ＋Δωn-1 …（４４） 最後に、Δω'nは平均回路１７６によって、実施の形態
２と同様に平均化される。

【０２０１】以上のように、本実施の形態では、各受信
信号それぞれに対する伝送路特性と受信信号とからダイ
バーシチ合成を行い、その結果を利用して送信されたデ
ータの推定値である判定値を出力すると共に、このダイ
バーシチ合成結果を利用した判定値と各受信信号とか
ら、各受信信号毎の伝送路の特性を推定し、この推定値
を各受信信号毎の伝送路特性としてその複素共役と受信
信号を乗算して総和を取るという形でダイバーシチ合成
を行うことにより、最大比合成ダイバーシチを実現する
ことが可能である。更に、Ｎ個の受信信号、それに対応
した伝送路特性及び判定値とから周波数オフセットを推
定し、この周波数オフセットにより伝送路特性を位相回
転させることによって、周波数オフセットの存在する場
合のビット誤り率特性を改善できる。

【０２０２】また本実施の形態によれば、各受信信号に
対するキャリア位相や包絡線振幅を統一的に表現できる
伝送路特性を用いてダイバーシチ合成を行い、且つその
ダイバーシチ合成の結果を利用した判定値を用いて伝送
路特性を推定したことにより、判定値出力には位相不確
定性が存在するが、Ｎ系統の受信信号に対する伝送路特
性には相対的な位相誤差が存在しないため、外部から相
対的な位相誤差を除去する情報を入力することなく、安
定して最大比合成ダイバーシチ受信機を提供でき、その
結果ビット誤り率特性が改善できる。

【０２０３】上記説明では、伝送路推定にＬＭＳアルゴ
リズムを用いた場合を示したが、ＲＬＳアルゴリズムを
始めとする適応アルゴリズムにより、伝送路推定を行う
ようにしてもよい。このように適応アルゴリズムを用
い、逐次伝送路推定を行うようにすれば、伝送路特性の
変動が高速である場合でもその変動に追随可能である。

【０２０４】また、上記説明では、位相偏差を算出する
のに判定値を用いた場合を示したが、判定値の代わりに
予め既知の送信信号を用いてもよい。更に、実施の形態
２のように、周波数オフセット推定回路Ｃの処理を位相
情報だけで行うことも可能であり、また、複数の周波数
オフセットを推定し、その結果から周波数オフセットの
微調整を行うことにより、推定範囲が広く高精度な周波
数オフセット推定を実現することができる。

【０２０５】更に、軟判定値を出力することにより、後
続のビタビ復号器のビット誤り率特性を改善することが
できる。

【０２０６】発明の実施の形態５．図２５は本発明の実
施の形態５に関わるＡＦＣ機能を備えた受信機における
周波数オフセット推定回路の構成図である。なお、ＡＦ
Ｃ機能を備えた受信機の構成は基本的には実施の形態２
の図７と同一である。

【０２０７】図２５において、３０３は逓倍回路、３７
６は例えば図８に示したような周波数オフセット推定回
路、３０５は出力された周波数オフセットを入力して逓
倍による影響を除去する周波数分周回路、３１７は固定
データ入力端子で図８における判定値出力端子１７に相
当する。１１は図８における受信信号入力端子１１に相
当する。３０７は周波数オフセットの出力端子である。

【０２０８】次に、本実施の形態の受信機における動作
について説明する。逓倍回路３０３は、例えば変調信号
が４相ＰＳＫであれば受信信号を４逓倍して変調成分を
除去する。次に、周波数オフセット推定回路３７６は、
例えば実施の形態２において説明した動作に従って４逓
倍受信信号における周波数オフセットを推定する。なお
この際に、変調成分が除去されているため、外部から判
定値または既知の送信データを入力する必要がなくな
り、固定の送信データを仮定すればよくなる。この仮定
を利用することにより、例えば、図９における判定値位
相偏差検出回路Ｂ１（９２−１）を除去することも可能
である。周波数分周回路３０５は、４逓倍信号における
周波数オフセット推定値を入力して逓倍による影響を除
去して、周波数オフセットを分周値として出力する。

【０２０９】このように実施の形態５の受信機は、受信
信号を逓倍して変調信号を除去することにより、外部か
ら判定値または既知の送信データを入力する必要がなく
なる。

【０２１０】つまり、本実施の形態においては、上記各
実施の形態のように周波数オフセット推定時に用いる判
定値または既知の送信データの代わりに固定値を用いる
ようにしたので、受信機の構成を簡略化することができ
る。

【０２１１】なお、本発明に係る受信機は、各実施の形
態で示したのみならず、各実施の形態の構成要素を組み
合わせたり、置換したりして実施することができる。

【０２１２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の請求項１
に係る受信機によれば、データ判定手段により、受信信
号、周波数オフセット、及び伝送路特性に基づいて判定
値を出力し、周波数オフセット推定手段により、現在の
判定値、Ｍシンボル（Ｍは１以上の整数）だけ過去の判
定値、現在の受信信号、及びＭシンボルだけ過去の受信
信号に基づいて周波数オフセットを推定し、伝送路推定
手段により、周波数オフセット、判定値、及び受信信号
に基づいて伝送路特性を推定することとしたので、安定
して高精度な受信信号の位相及び周波数オフセットの補
正を同時に行い得る受信機を提供することができる。

【０２１３】また、本発明の請求項２に係る受信機によ
れば、データ判定手段により、位相及びまたは振幅を補
正された受信信号に基づいて判定値を出力し、伝送路推
定手段により、判定値、周波数オフセット、及び受信信
号に基づいて伝送路特性を推定し、周波数オフセット推
定手段により、現在の判定値、Ｍシンボル（Ｍは１以上
の整数）だけ過去の判定値、現在の受信信号、及びＭシ
ンボルだけ過去の受信信号に基づき周波数オフセットを
推定し、更に受信信号補正手段により、伝送路特性に基
づいて受信信号の位相及びまたは振幅を補正するように
して、自動周波数制御を行うこととしたので、安定して
高精度な位相及び周波数オフセットの補正を同時に行い
得る受信機を提供することができる。

【０２１４】また、本発明の請求項３に係る受信機によ
れば、Ｓ系統の周波数オフセット推定手段で、現在の判
定値、Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，…，Ｍ_S シンボル（Ｓは２以上の整
数）だけ過去の判定値と、現在の受信信号、及びＭ₁ ，
Ｍ₂ ，…，Ｍ_S シンボルだけ過去の受信信号に基づいて
周波数オフセットを推定し、微調整手段で、Ｓ系統の周
波数オフセット推定手段の出力に基づいて周波数オフセ
ットの微調整を行うこととしたので、高精度で且つ広い
推定範囲の周波数オフセット推定を実現できる。

【０２１５】また、本発明の請求項４に係る受信機によ
れば、第１周波数オフセット推定手４で、現在の判定
値、Ｍ₁ シンボルだけ過去の判定値、現在の受信信号、
及びＭ₁ シンボルだけ過去の受信信号に基づいて第１周
波数オフセットを推定し、第ｉ＋１周波数オフセット推
定手段で、判定値と受信信号とに加え、第ｉ周波数オフ
セットを入力して、現在の判定値、Ｍ_i+1 シンボルだけ
過去の判定値、現在の受信信号、及びＭ_i+1 シンボルだ
け過去の受信信号に基づいて第ｉ＋１周波数オフセット
を推定することとしたので、高精度で且つ広い推定範囲
の周波数オフセット推定を実現できる。

【０２１６】また、本発明の請求項５に係る受信機によ
れば、前記周波数オフセット推定手段により、現在の受
信信号と、Ｍシンボル（Ｍは１以上の整数）だけ過去の
受信信号と、送信信号に関する既知情報（例えば、送信
信号をＭシンボル遅延検波した結果）とに基づいて、前
記周波数オフセットを推定するようにしている。これに
より、判定誤りの影響を受けることなく、周波数オフセ
ットの補正を高精度で実現することができる。

【０２１７】また、本発明の請求項６に係る受信機によ
れば、前記周波数オフセット推定手段により、現在の判
定値と、現在の受信信号と、前記伝送路特性とに基づい
て、前記周波数オフセットを推定するようにしている。
これにより、比較的小規模な回路で周波数オフセットの
補正を高精度で実現することができる。

【０２１８】また、本発明の請求項７に係る受信機によ
れば、位相偏差検出手段では、現在の判定値、Ｍシンボ
ルだけ過去の判定値、現在の受信信号、及びＭシンボル
だけ過去の受信信号に基づいてＭシンボル間で生じる位
相偏差を検出し、位相偏差平均手段では、該位相偏差に
基づいて周波数オフセットを出力することとしたので、
従来に比べ平均化の時定数を小さくすることができ、ま
た判定誤りの影響は従来の１／Ｍとなるので、高精度で
且つ収束の速い周波数オフセット推定が実現できる。

【０２１９】また、本発明の請求項８に係る受信機によ
れば、データ判定手段により、Ｎ系統（Ｎは１以上の整
数）の受信信号、周波数オフセット、及びＮ系統の受信
信号それぞれに対する伝送路特性に基づいて判定値を出
力し、伝送路推定手段により、判定値、周波数オフセッ
ト、及びＮ系統の受信信号に基づいて伝送路特性を推定
し、周波数オフセット推定手段では、現在の判定値、Ｍ
シンボル（Ｍは１以上の整数）だけ過去の判定値、現在
のＮ系統の受信信号、及びＭシンボルだけ過去のＮ系統
の受信信号に基づいて周波数オフセットを推定して、自
動周波数制御を行うこととしたので、最大比合成ダイバ
ーシチが実現できると共に、周波数オフセットの補正を
行うことができる。

【０２２０】また、本発明の請求項９に係る受信機によ
れば、データ判定手段により、Ｎ系統（Ｎは１以上の整
数）の受信信号の合成信号に基づいて判定値を出力し、
伝送路推定手段により、判定値、周波数オフセット、及
びＮ系統の受信信号に基づいてＮ系統の受信信号それぞ
れに対する伝送路特性を推定し、周波数オフセット推定
手段により、現在の判定値、Ｍシンボル（Ｍは１以上の
整数）だけ過去の判定値、現在のＮ系統の受信信号、及
びＭシンボルだけ過去のＮ系統の受信信号に基づいて周
波数オフセットを推定し、合成手段により、Ｎ系統の受
信信号それぞれに対する伝送路特性、Ｎ系統の受信信号
からＮ系統の受信信号の合成を行い、自動周波数制御を
行うこととしたので、最大比合成ダイバーシチが実現で
きると共に、周波数オフセットの補正を行うことができ
る。

【０２２１】また、本発明の請求項１０に係る受信機に
よれば、Ｓ系統の周波数オフセット推定手段では、現在
の判定値、Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，…，Ｍ_S シンボル（Ｓは２以上
の整数）だけ過去の判定値、現在のＮ系統の受信信号、
及びＭ₁ ，Ｍ₂ ，…，Ｍ_S シンボルだけ過去のＮ系統の
受信信号に基づいて周波数オフセットを推定し、微調整
手段では、Ｓ系統の周波数オフセット推定手段が出力す
る各周波数オフセットに基づいて周波数オフセットの微
調整を行うこととしたので、高精度で且つ広い推定範囲
の周波数オフセット推定を実現できる。

【０２２２】また、本発明の請求項１１に係る受信機に
よれば、第１周波数オフセット推定手段では、現在の判
定値、Ｍ₁ シンボルだけ過去の判定値、現在のＮ系統の
受信信号、及びＭ₁ シンボルだけ過去のＮ系統の受信信
号に基づき第１周波数オフセットを推定し、第ｉ＋１周
波数オフセット推定手段では、現在の判定値、Ｍ_i+1シ
ンボルだけ過去の判定値、現在のＮ系統の受信信号、及
びＭ_i+1 シンボルだけ過去のＮ系統の受信信号に基づい
て第ｉ＋１周波数オフセットを推定することとしたの
で、精度と推定範囲の異なった複数の周波数オフセット
を推定することとなり、高精度で且つ推定範囲の広い周
波数オフセット推定を実現できる。

【０２２３】また、本発明の請求項１２に係る受信機に
よれば、前記周波数オフセット推定手段により、現在の
Ｎ系統の受信信号と、Ｍシンボル（Ｍは１以上の整数）
だけ過去のＮ系統の受信信号と、送信信号に関する既知
情報（例えば、送信信号をＭシンボル遅延検波した結
果）とに基づいて、前記周波数オフセットを推定するこ
ととしたので、判定誤りの影響を受けることなく、最大
比合成ダイバーシチと周波数オフセットの補正を高精度
で実現することができる。

【０２２４】また、本発明の請求項１３に係る受信機に
よれば、周波数オフセット推定手段により、現在の判定
値、現在のＮ系統の受信信号、及びＮ系統の受信信号そ
れぞれに対する伝送路特性に基づいて周波数オフセット
を推定することとしたので、比較的小規模な回路で最大
比合成ダイバーシチと周波数オフセットの補正を高精度
で実現することができる。

【０２２５】また、本発明の請求項１４に係る受信機に
よれば、位相偏差検出手段では、現在の判定値、Ｍシン
ボルだけ過去の判定値、現在のＮ系統の受信信号、及び
Ｍシンボルだけ過去のＮ系統の受信信号に基づいてＭシ
ンボル間で生じる位相偏差を検出し、位相偏差平均手段
では位相偏差に基づいて周波数オフセットを推定するこ
ととしたので、従来に比べ平均化の時定数を小さくする
ことができ、また判定誤りの影響は従来の１／Ｍとなる
ので、高精度で且つ収束の速い周波数オフセット推定が
実現できる。

【０２２６】また、本発明の請求項１５に係る受信機に
よれば、極座標変換手段では、位相偏差検出手段が出力
するＭシンボル間に生じる複素数表示の位相偏差を入力
して、該複素数表示の位相偏差を極座標に変換して得ら
れる位相成分を出力し、平均手段では、極座標変換手段
が出力する位相成分を入力して、１シンボル当たりの位
相偏差を推定することとし、位相偏差の複素数表示を、
例えば位相偏差の余弦値を実部、正弦値を虚部とした場
合、逆正接の算出を平均化の後に行うこととなり、位相
ジャンプを防止することができる。

【０２２７】また、本発明の請求項１６に係る受信機に
よれば、平均手段では、位相偏差検出手段が出力するＭ
シンボル間に生じる複素数表示の位相偏差を入力して、
該複素数表示の位相偏差を平均化し、極座標変換手段で
は、平均手段が出力する複素表示した位相偏差を入力し
て、極座標に変換して得られる位相成分を出力し、除算
手段では、前記極座標変換手段が出力する位相成分を入
力して、１シンボル当たりの位相偏差を計算することと
し、位相偏差の複素数表示を、例えば位相偏差の余弦値
を実部、正弦値を虚部とした場合、平均化を逆正接算出
の後にすることとなって平均化処理を簡単化でき、また
逆正接の計算精度が十分でない場合でも逆正接処理によ
る精度の劣化を改善できる。

【０２２８】本発明の請求項１７に係る受信機によれば
受信信号を逓倍して変調成分を除去することにより、周
波数オフセット推定において判定値または既知の送信デ
ータを利用する必要がなくなるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施の形態１に係るＡＦＣ機能を備
えた受信機の構成図である。

【図２】 図１における周波数オフセット推定回路Ａの
内部の構成図である。

【図３】 図２における位相偏差検出回路Ａの内部構成
の一例を示す構成図である。

【図４】 図３における受信信号位相偏差検出回路Ａの
内部構成の一例を示す構成図である。

【図５】 図２における位相偏差平均回路Ａの内部構成
の一例を示す構成図である。

【図６】 図２における位相偏差平均回路Ａの内部の他
の構成例を示す構成図である。

【図７】 本発明に係る実施の形態２のＡＦＣ機能を備
えた受信機の構成図である。

【図８】 図７における周波数オフセット推定回路Ｂの
内部構成を示す構成図である。

【図９】 図８における位相偏差検出回路Ｂ１の内部構
成の一例を示す構成図である。

【図１０】 図９における受信信号位相偏差検出回路Ｂ
１の内部構成の一例を示す構成図である。

【図１１】 図８における位相偏差平均回路Ｂ１の内部
構成の一例を示す構成図である。

【図１２】 図８における微調整回路１の内部構成の一
例を示す構成図である。

【図１３】 本発明に係る実施の形態３のＡＦＣ機能を
備えた受信機の構成図である。

【図１４】 図１３における周波数オフセット推定回路
Ｃの内部構成例を示す構成図である。

【図１５】 図１４における位相偏差検出回路Ｃの内部
構成例を示す構成図である。

【図１６】 本発明の実施の形態４に係るＡＦＣ機能を
備えた受信機の構成図である。

【図１７】 図１６における周波数オフセット推定回路
Ｄの内部構成例を示す構成図である。

【図１８】 図１７における受信信号位相誤差検出回路
の内部構成の一例を示す構成図である。

【図１９】 微調整回路の原理説明図である。

【図２０】 従来のキャリア位相同期回路の構成図であ
る。

【図２１】 従来のダイバーシチ受信機の構成図であ
る。

【図２２】 従来例１のＡＦＣ機能を備えた受信機の構
成図である。

【図２３】 従来例２のＡＦＣ機能を備えた受信機の構
成図である。

【図２４】 従来例３のダイバーシチを有した受信機の
構成図である。

【図２５】 本発明の実施の形態５に係るＡＦＣ機能を
備えた受信機における周波数オフセット推定回路の構成
図である。

【符号の説明】

１１ 受信信号入力端子、１１−１〜１１−Ｎ 受信信
号入力端子、１２ 伝送路推定回路、１３ 複素共役回
路、１４ 乗算回路、１５ 判定回路、１６周波数オフ
セット推定回路Ａ、１７ 判定値出力端子、１７ 判定
値出力端子（入力端子）、２１ 位相偏差検出回路Ａ、
２２ 位相偏差平均回路Ａ、２３ 周波数オフセット出
力端子、３１ 受信信号位相偏差検出回路Ａ、３２ 判
定値位相偏差検出回路Ａ、３３ 複素共役回路、３４
乗算回路、３５ 位相偏差出力端子、４１ Ｍシンボル
遅延回路、４２ 複素共役回路、４３ 乗算回路、４４
受信信号位相偏差出力端子、５１ 逆正接回路、５２
除算回路、５３ 平均回路、６１ 平均回路、６２ 逆
正接回路、６３ 除算回路、７６ 周波数オフセット推
定回路Ｂ、７７ 逆正接回路、８１−１〜８１−Ｓ 位
相偏差検出回路Ｂ、８２−１〜８２−Ｓ 位相偏差平均
回路Ｂ、８３−１〜８３−Ｓ−１ 微調整回路、９１−
１〜９１−Ｓ 受信信号位相偏差検出回路Ｂ、９２−１
〜９２−Ｓ 判定値位相偏差検出回路Ｂ、９３−１ 減
算回路、９４−１ 位相偏差出力端子（入力端子）、１
０１−１〜１０１−Ｓ Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，…，Ｍ_S シンボル
遅延回路、１０２−１ 減算回路、１０３−１ 受信信
号位相偏差出力端子、１１１−１〜１１１−Ｓ 除算回
路、１１２−１ 平均回路、１１３−１ 周波数オフセ
ット出力端子（周波数オフセット入力端子Ａ）、１１３
−２ 周波数オフセット入力端子Ｂ、１２１−１ 減算
回路、１２２−１ 剰余回路、１２３−１加算回路、１
２４−１ 周波数オフセット出力端子、１３２ 伝送路
推定回路、１３３−１〜１３３−Ｎ 複素共役回路、１
３４−１〜１３４−Ｎ 乗算回路、１３６ 周波数オフ
セット推定回路Ｃ、１３７ 加算回路、１４１ 位相偏
差検出回路Ｃ、１４２ 位相偏差平均回路Ａ、１４３
周波数オフセット出力端子、１５１−１〜１５１−Ｎ
受信信号位相偏差検出回路Ａ、１５２ 判定値位相偏差
検出回路Ａ、１５３ 複素共役回路、１５４ 乗算回
路、１５６ 加算回路、１６６ 周波数オフセット推定
回路Ｄ、１７１−１〜１７１−Ｎ 伝送路特性入力端
子、１７２−１〜１７２−Ｎ 受信信号位相誤差検出回
路、１７３ 加算回路Ａ、１７４ 逆正接回路、１７５
加算回路Ｂ、１７６ 平均回路、１７７遅延回路、１
７８ 周波数オフセット出力端子、１８１−１〜１８１
−Ｎ 乗算回路Ａ、１８２−１〜１８２−Ｎ 複素共役
回路、１８３−１〜１８３−Ｎ 乗算回路Ｂ、１８４−
１〜１８４−Ｎ 受信信号位相誤差出力端子、１９１
実際の周波数オフセット、１９２ 周波数オフセットΔ
ω(1)nの推定範囲、１９３周波数オフセットΔω(2)nの
推定範囲、１９４ 周波数オフセットΔω(1)n、１９５
周波数オフセットΔω(1)nを周波数オフセットΔω
(2)nの推定範囲に投影した点、１９６ 周波数オフセッ
トΔω(2)n、１９７ 周波数オフセットΔω(1)nを周波
数オフセットΔω(2)nの推定範囲に投影した点と周波数
オフセットΔω(2)nの誤差成分、１９８ 周波数オフセ
ットΔω(1)nの微調整成分、１９９ 微調整結果、２０
１ 受信信号入力端子、２０２ 位相同期情報入力端
子、２０３逓倍回路、２０４ 平均回路、２０５ 分周
回路、２０６ 位相不確定性除去回路、２０７ 位相情
報出力端子、２１１−１〜２１１−Ｎ 受信信号入力端
子、２１２−１〜２１２−Ｎ 位相同期情報入力端子、
２１３−１〜２１３−Ｎ包絡線検出回路、２１４−１〜
２１４−Ｎ 移相回路、２１５−１〜２１５−Ｎ位相検
出回路、２１６−１〜２１６−Ｎ 増幅回路、２１７
加算回路、２１８ 判定回路、２１９ 判定値出力端
子、２２０ 受信信号入力端子、２２１逆正接回路、２
２２ 遅延回路、２２３ 減算回路、２２４ 加算回
路、２２５判定回路、２２６ 減算回路、２２７ 平均
回路、２２８ 判定値出力端子、２３１ 受信信号入力
端子、２３２ 遅延回路、２３３ 乗算回路Ａ、２３４
低域フィルタ、２３５ Ｌ逓倍回路、２３６ 平均化回
路、２３７ Ｌ分周回路、２３８ 複素共役回路、２３
９ 乗算回路Ｂ、２３１０ 判定回路、２３１１判定値
出力端子、２４１−１，２４１−２ 受信波入力端子、
２４２−１，２４２−２ 発振回路Ａ、２４３−１，２
４３−２ 乗算回路Ａ、２４４−１，２４４−２ 帯域
フィルタＡ、２４５ 加算回路、２４６ 帯域フィルタ
Ｂ、２４７ 遅延回路、２４８ 乗算回路Ｂ、２４９
帯域フィルタＣ、２４１０ 合成信号出力端子、３０３
逓倍回路、３０５、周波数分周回路、３０７ 出力端
子、３１７ 固定データ入力端子、３７６ 周波数オフ
セット推定回路。

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信信号と、前記受信信号の周波数オフ
   セットと、キャリア位相と振幅により決定される伝送路
   特性とを入力し、送信されたデータの推定値である判定
   値を出力するデータ判定手段と、 前記データ判定手段から出力される判定値または予め既
   知の送信データと、前記周波数オフセットと、前記受信
   信号とを入力し、前記キャリア位相と振幅により決定さ
   れる伝送路特性を推定する伝送路推定手段と、 前記判定値または既知の送信データと前記受信信号とを
   入力し、現在の判定値または既知の送信データと、Ｍシ
   ンボル（Ｍは１以上の整数）だけ過去の判定値または既
   知の送信データと、現在の受信信号と、Ｍシンボルだけ
   過去の受信信号に基づき、前記周波数オフセットを推定
   する周波数オフセット推定手段と、 を有し、自動周波数制御を行うことを特徴とする受信
   機。
2. 【請求項２】 位相及びまたは振幅を補正された受信信
   号を入力し、送信されたデータの推定値である判定値を
   出力するデータ判定手段と、 前記データ判定手段から出力される判定値または予め既
   知の送信データと、周波数オフセットと、前記受信信号
   とを入力し、前記伝送路特性を推定する伝送路推定手段
   と、 前記判定値または既知の送信データと前記受信信号とを
   入力し、現在の判定値または既知の送信データと、Ｍシ
   ンボル（Ｍは１以上の整数）だけ過去の判定値または既
   知の送信データと、現在の受信信号と、Ｍシンボルだけ
   過去の受信信号に基づき、前記周波数オフセットを推定
   する周波数オフセット推定手段と、 前記伝送路推定手段の出力する伝送路特性と前記受信信
   号とを入力し、前記受信信号の位相及びまたは振幅を補
   正する受信信号補正手段と、 を有し、自動周波数制御を行うことを特徴とする受信
   機。
3. 【請求項３】 前記周波数オフセット推定手段は、 前記判定値または既知の送信データと前記受信信号とを
   入力し、現在の判定値または既知の送信データと、
   Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，…，Ｍ_S シンボル（Ｓは２以上の整数）だ
   け過去の判定値または既知の送信データと、現在の受信
   信号と、Ｍ₁ ，Ｍ₂，…，Ｍ_S シンボルだけ過去の受信
   信号に基づき、前記受信信号の周波数オフセットを推定
   するＳ系統の周波数オフセット推定手段と、 前記Ｓ系統の周波数オフセット推定手段が出力する各周
   波数オフセットを入力し、前記周波数オフセットの微調
   整を行う微調整手段と、 を有することを特徴とする請求項１または２記載の受信
   機。
4. 【請求項４】 前記周波数オフセット推定手段は、 前記判定値または既知の送信データと前記受信信号とを
   入力し、現在の判定値または既知の送信データと、Ｍ₁
   シンボルだけ過去の判定値または既知の送信データと、
   現在の受信信号と、Ｍ₁ シンボルだけ過去の受信信号に
   基づき、前記受信信号の第１周波数オフセットを推定す
   る第１周波数オフセット推定手段と、 前記判定値または既知の送信データと、前記受信信号
   と、第ｉ周波数オフセット推定手段（ｉ＝１〜Ｓ−１；
   Ｓは２以上の整数）が出力する第ｉ周波数オフセットと
   を入力し、現在の判定値と、Ｍ_i+1 シンボルだけ過去の
   判定値または既知の送信データと、現在の受信信号と、
   Ｍ_i+1 シンボルだけ過去の受信信号に基づき、前記受信
   信号の第ｉ＋１周波数オフセットを推定する第ｉ＋１周
   波数オフセット推定手段と、 を有することを特徴とする請求項１または２記載の受信
   機。
5. 【請求項５】 前記周波数オフセット推定手段は、 前記受信信号を入力し、現在の受信信号と、Ｍシンボル
   （Ｍは１以上の整数）だけ過去の受信信号と、送信信号
   に関する既知情報とに基づき、前記周波数オフセットを
   推定することを特徴とする請求項１乃至４記載の受信
   機。
6. 【請求項６】 前記周波数オフセット推定手段は、 前記判定値または既知の送信データと、前記受信信号
   と、前記伝送路推定手段が出力する伝送路特性とを入力
   し、前記周波数オフセットを推定することを特徴とする
   請求項１または２記載の受信機。
7. 【請求項７】 前記周波数オフセット推定手段または前
   記第ｊ周波数オフセット推定手段（ｊ＝１〜Ｓ；Ｓは２
   以上の整数）は、 前記判定値または既知の送信データと前記受信信号とを
   入力し、現在の判定値または既知の送信データと、Ｍシ
   ンボルだけ過去の判定値または既知の送信データと、現
   在の受信信号と、Ｍシンボルだけ過去の受信信号に基づ
   き、Ｍシンボル間で生じる位相偏差を検出する位相偏差
   検出手段と、 前記位相偏差検出手段が出力する位相偏差を入力し、前
   記周波数オフセットを出力する位相偏差平均手段と、 を有することを特徴とする請求項１乃至４記載の受信
   機。
8. 【請求項８】 受信したＮ系統（Ｎは１以上の整数）の
   受信信号と、前記受信信号の周波数オフセットと、前記
   Ｎ系統の受信信号それぞれに対してキャリア位相と振幅
   により決定される伝送路特性とを入力し、送信されたデ
   ータの推定値である判定値または既知の送信データを出
   力するデータ判定手段と、 前記データ判定手段から出力される判定値または予め既
   知の送信データと、前記周波数オフセットと、前記Ｎ系
   統の受信信号とを入力し、前記Ｎ系統の受信信号それぞ
   れに対してキャリア位相と振幅により決定される伝送路
   特性を推定する伝送路推定手段と、 前記判定値と前記Ｎ系統の受信信号とを入力し、現在の
   判定値または既知の送信データと、Ｍシンボル（Ｍは１
   以上の整数）だけ過去の判定値または既知の送信データ
   と、現在のＮ系統の受信信号と、Ｍシンボルだけ過去の
   Ｎ系統の受信信号に基づき、前記周波数オフセットを推
   定する周波数オフセット推定手段と、 を有し、自動周波数制御を行うことを特徴とする受信
   機。
9. 【請求項９】 受信したＮ系統（Ｎは１以上の整数）の
   受信信号の合成信号を入力し、送信されたデータの推定
   値である判定値を出力するデータ判定手段と、 前記データ判定手段から出力される判定値または予め既
   知の送信データと、周波数オフセットと、前記Ｎ系統の
   受信信号とを入力し、前記Ｎ系統の受信信号それぞれに
   対する伝送路特性を推定する伝送路推定手段と、 前記判定値または既知の送信データと前記Ｎ系統の受信
   信号とを入力し、現在の判定値または既知の送信データ
   と、Ｍシンボル（Ｍは１以上の整数）だけ過去の判定値
   または既知の送信データと、現在のＮ系統の受信信号
   と、Ｍシンボルだけ過去のＮ系統の受信信号に基づき、
   前記周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定
   手段と、 前記伝送路推定手段の出力する前記Ｎ系統の受信信号そ
   れぞれに対する伝送路特性と、前記Ｎ系統の受信信号と
   を入力し、前記Ｎ系統の受信信号の合成を行う合成手段
   と、 を有し、自動周波数制御を行うことを特徴とする受信
   機。
10. 【請求項１０】 前記周波数オフセット推定手段は、 前記判定値または既知の送信データと前記Ｎ系統の受信
    信号とを入力し、現在の判定値または既知の送信データ
    と、Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，…，Ｍ_S シンボル（Ｓは２以上の整
    数）だけ過去の判定値または既知の送信データと、現在
    のＮ系統の受信信号と、Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，…，Ｍ_S シンボル
    だけ過去のＮ系統の受信信号に基づき、前記Ｎ系統の受
    信信号の周波数オフセットを推定するＳ系統の周波数オ
    フセット推定手段と、 前記Ｓ系統の周波数オフセット推定手段が出力する各周
    波数オフセットを入力し、前記周波数オフセットの微調
    整を行う微調整手段と、 を有することを特徴とする請求項８または９記載の受信
    機。
11. 【請求項１１】 前記周波数オフセット推定手段は、 前記判定値または既知の送信データと前記Ｎ系統の受信
    信号とを入力し、現在の判定値または既知の送信データ
    と、Ｍ₁ シンボルだけ過去の判定値または既知の送信デ
    ータと、現在のＮ系統の受信信号と、Ｍ₁ シンボルだけ
    過去のＮ系統の受信信号に基づき、前記受信信号の第１
    周波数オフセットを推定する第１周波数オフセット推定
    手段と、 前記判定値または既知の送信データと、前記Ｎ系統の受
    信信号と、第ｉ周波数オフセット推定手段（ｉ＝１〜Ｓ
    −１；Ｓは２以上の整数）が出力する第ｉ周波数オフセ
    ットとを入力し、現在の判定値または既知の送信データ
    と、Ｍ_i+1 シンボルだけ過去の判定値または既知の送信
    データと、現在のＮ系統の受信信号と、Ｍ_i+1 シンボル
    だけ過去のＮ系統の受信信号に基づき、前記受信信号の
    第ｉ＋１周波数オフセットを推定する第ｉ＋１周波数オ
    フセット推定手段と、 を有することを特徴とする請求項８または９記載の受信
    機。
12. 【請求項１２】 前記周波数オフセット手段は、 前記Ｎ系統の受信信号を入力し、現在のＮ系統の受信信
    号と、Ｍシンボル（Ｍは１以上の整数）だけ過去のＮ系
    統の受信信号と、送信信号に関する既知情報とに基づ
    き、前記周波数オフセットを推定することを特徴とする
    請求項８乃至１１記載の受信機。
13. 【請求項１３】 前記周波数オフセット推定手段は、 前記判定値または既知の送信データと、前記Ｎ系統の受
    信信号と、前記伝送路推定手段が出力するＮ系統の受信
    信号それぞれに対する伝送路特性とを入力し、前記周波
    数オフセットを推定することを特徴とする請求項８また
    は９記載の受信機。
14. 【請求項１４】 前記周波数オフセット推定手段または
    前記第ｊ周波数オフセット推定手段（ｊ＝１〜Ｓ；Ｓは
    ２以上の整数）は、 前記判定値または既知の送信データと前記Ｎ系統の受信
    信号とを入力し、現在の判定値または既知の送信データ
    と、Ｍシンボルだけ過去の判定値または既知の送信デー
    タと、現在のＮ系統の受信信号と、Ｍシンボルだけ過去
    のＮ系統の受信信号に基づき、Ｍシンボル間で生じる位
    相偏差を検出する位相偏差検出手段と、 前記位相偏差検出手段が出力する位相偏差を入力し、前
    記周波数オフセットを出力する位相偏差平均手段と、 を有することを特徴とする請求項８、９、１１または１
    ２記載の受信機。
15. 【請求項１５】 前記位相偏差検出手段は複素数で表さ
    れる位相偏差を出力し、 前記位相偏差平均手段は、 前記位相偏差検出手段が出力するＭシンボル間に生じる
    複素数表示の位相偏差を入力し、該複素数表示の位相偏
    差を極座標に変換して得られる位相成分を出力する極座
    標変換手段と、 前記極座標変換手段が出力する位相成分を入力し、１シ
    ンボル当たりの位相偏差を推定する平均手段と、 を有することを特徴とする請求項７または１４記載の受
    信機。
16. 【請求項１６】 前記位相偏差検出手段は複素数で表さ
    れる位相偏差を出力し、 前記位相偏差平均手段は、 前記位相偏差検出手段が出力するＭシンボル間に生じる
    複素数表示の位相偏差を入力し、該複素数表示の位相偏
    差を平均化する平均手段と、 前記平均手段が出力する複素表示した位相偏差を入力
    し、極座標に変換して得られる位相成分を出力する極座
    標変換手段と、 前記極座標変換手段が出力する位相成分を入力し、１シ
    ンボル当たりの位相偏差を計算する除算手段と、 を有することを特徴とする請求項７または１４記載の受
    信機。
17. 【請求項１７】 受信信号を入力して逓倍値を出力する
    逓倍手段と、 逓倍受信信号に対する周波数オフセット推定値を入力し
    てその分周値を出力する分周手段と、 を有し、周波数オフセット推定時に入力する送信データ
    値を強制的に固定値とすることを特徴とする請求項１乃
    至４、６乃至１１及び１３乃至１６記載の受信機。