JP6463498B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、昇圧機能を備えた電力変換装置に関する。

冷凍空気調和装置において、省エネを目的として、圧縮機及びファン等に使用されているモータを、大容量のインバータ装置で駆動する方式が主流となっている。この方式によれば、先ず、三相交流電圧を三相全波整流回路によって整流し、一旦直流電圧に変換する。そして、変換された直流電圧を平滑コンデンサによって平滑化して、インバータによって任意の電圧及び周波数を有する交流電圧に変換する。その後、この任意の電圧及び周波数を有する交流電圧を用いてモータを駆動することによって、モータを高効率で運転させる。近年、更なる省エネ性を追求して、インバータの入力側に昇圧回路を設け、この昇圧回路を用いて整流器が整流した整流出力を昇圧し、この昇圧した整流出力をインバータに入力するようにした空気調和装置が提案されている。

この昇圧回路は、電圧を目標の電圧まで昇圧するために、電圧検出手段及び電圧制御手段を有している。特許文献１には、電圧検出器によって平滑素子の出力電圧を検出し、昇圧チョッパ回路の出力電圧に対する電圧指令と電圧検出器の検出出力との偏差を零に抑制し且つ三相整流回路の出力に直流電流を流すための直流電流指令を生成する電力変換装置が開示されている。しかしながら、特許文献１に開示された電圧検出手段を用いると、周囲温度又はＡＤ変換誤差等の使用環境の影響により、検出される電圧がばらつく。このため、目標とする電圧まで昇圧することができない虞がある。また、特許文献１に開示された電力変換装置のように、電源側の電圧を検出していない場合、電源側の電圧変動、例えば電圧低下を検出することができない。このため、電源側の電圧が低下していても、常に目標とする電圧まで昇圧してしまうので、昇圧回路は、電源電圧の低下分だけ仕事量が増える。これにより、電力変換装置を備えたモジュールに対し、通常よりも過剰な熱のストレスを与えてしまう。

これに対し、使用環境のロバスト性を確保することを目的として、特許文献２には、目標パルス幅及び電流指令値に基づいて、電流指令値が目標パルス幅に収束するように電圧指令値を補正する電力変換装置が開示されている。特許文献２は、スイッチング指令、即ちオンデューティ指令値をフィードバック制御し、目標パルス幅に近づけることによって使用環境のばらつきを軽減しつつ目標とする電圧指令値に昇圧しようとするものである。

特許第２８６９４９８号公報 特開２０１４−１９２９３４号公報

しかしながら、特許文献２に開示された電力変換装置は、スイッチング指令値によるフィードバック制御と昇圧率による制御とが個別に行われている。このため、電源電圧が変動した場合、目標とする電圧指令値に昇圧することができない可能性がある。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、電源電圧が変動しても、目標とする出力電圧指令値を確保する電力変換装置を提供するものである。

本発明に係る電力変換装置は、交流電源から供給された交流電圧を整流する整流器と、スイッチング素子を有し、整流器が整流した入力電圧を変圧するコンバータ部と、コンバータ部の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、平滑コンデンサにおいて平滑化された出力電圧を交流の電圧に変換するインバータ部と、出力電圧を検出する電圧検出部と、コンバータ部を制御するコンバータ制御部と、を備え、コンバータ制御部は、スイッチング素子のスイッチング指令値と、電圧検出部によって検出された出力電圧とに基づいて、整流器から出力された入力電圧を推定する推定手段と、推定手段によって推定された推定入力電圧に昇圧率を乗算した乗算値と目標電圧指令値とに基づいて、乗算値及び目標電圧指令値のいずれかを、出力電圧指令値として設定する設定手段と、設定手段によって設定された出力電圧指令値に基づいて、スイッチング素子のスイッチング指令値を生成するスイッチング制御手段と、を有し、設定手段は、乗算値が目標電圧指令値以上である場合、乗算値を出力電圧指令値として設定するものであり、乗算値が目標電圧指令値未満である場合、目標電圧指令値を出力電圧指令値として設定するものである。

本発明によれば、スイッチング指令値によるフィードバック制御と昇圧率による制御とを組み合わせているため、電源電圧が変動しても、目標とする出力電圧指令値に昇圧することができる。

本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１００を示す回路図である。 本発明の実施の形態１におけるコンバータ制御部１３を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１における入力電圧を示すグラフである。 本発明の実施の形態１におけるリアクタ７のキャリアリプル電流と昇圧率との関係を示すグラフである。 本発明の実施の形態１における出力電圧指令値を示すグラフである。 本発明の実施の形態１における演算された入力電圧を示すグラフである。 本発明の実施の形態１におけるリアクタ電流を示すグラフである。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置２００を示す回路図である。 本発明の実施の形態２におけるコンバータ制御部１１３を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２におけるリアクタ７のキャリアリプル電流と昇圧率との関係を示すグラフである。

実施の形態１．
以下、本発明に係る電力変換装置１００の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００を示す回路図である。この図１に基づいて、電力変換装置１００について説明する。図１に示すように、電力変換装置１００は、整流器２と、コンバータ部３と、平滑コンデンサ４と、インバータ部５とを備えている。整流器２は、交流電源１から供給された交流電圧を整流するものである。整流器２は、例えば三相の交流電源１から供給された交流電圧を直流電圧に変換するものであり、例えば６個のダイオードがブリッジ接続された３相全波整流器２である。

コンバータ部３は、整流器２が整流した入力電圧を変圧するものである。コンバータ部３は、リアクタ７、逆流防止素子７０、スイッチング素子６０及び中間コンデンサ１２を有している。リアクタ７は、整流器２の出力端に接続されている。逆流防止素子７０は、直列に接続された第１の逆流防止素子１１及び第２の逆流防止素子１０から構成されており、リアクタ７に直列に接続されている。スイッチング素子６０は、直列に接続された第１のスイッチング素子８及び第２のスイッチング素子９から構成されており、リアクタ７と第１の逆流防止素子１１との間に接続されている。中間コンデンサ１２は、第１のスイッチング素子８及び第２のスイッチング素子９の間と、第１の逆流防止素子１１及び第２の逆流防止素子１０の間とを接続するものである。なお、逆流防止素子７０は３個以上設けられていてもよく、スイッチング素子６０も３個以上設けられていてもよい。

コンバータ部３は、第１のスイッチング素子８のオンオフ及び第２のスイッチング素子９のオンオフによって、３レベルの出力電圧を出力するマルチレベルコンバータである。ここで、平滑コンデンサ４の電圧をＶｄｃとし、中間コンデンサ１２の電圧を１／２Ｖｄｃとすると、コンバータ部３は、０、１／２Ｖｄｃ、Ｖｄｃという３レベルの出力電圧を出力する。これにより、スイッチング損失を小さくすることができ、スイッチング素子６０のスイッチングによって発生するリアクタ７のキャリア周波数成分のキャリアリプル電流を小さくすることができる。従って、リアクタ７の鉄損を小さくすることができる。また、スイッチング素子６０のスイッチングに起因する損失が減るため、概して高効率の昇圧を実現することができる。

平滑コンデンサ４は、コンバータ部３に並列に接続され、コンバータ部３の出力電圧を平滑化するものである。インバータ部５は、平滑コンデンサ４によって平滑化されたコンバータ部３の出力電圧を交流の駆動電圧に変換するものである。ここで、電力変換装置１００は、例えば負荷であるモータ６を駆動するものであり、インバータ部５によって変換された駆動電圧を用いてモータ６を駆動する。

次に、電力変換装置１００の動作について説明する。電力変換装置１００は、交流電源１から給電された交流電圧を整流器２において直流電圧に変換し、コンバータ部３によって任意の電圧に昇圧して、平滑コンデンサ４に出力する。また、電力変換装置１００は、リアクタ７の電流が一定になるように電流値を制御する。その後、電力変換装置１００は、インバータ部５によって所定の交流電圧に逆変換して、モータ６を駆動する。

電力変換装置１００は、電流検出部１４、電圧検出部１６及び中間電圧検出部１５を備えている。電流検出部１４は、リアクタ７に流れるリアクタ電流を検出するものである。電圧検出部１６は、コンバータ部３の出力電圧を検出するものである。中間電圧検出部１５は、中間コンデンサ１２の両端の電圧を検出するものである。

電力変換装置１００は、インバータ制御部３２及びコンバータ制御部１３を備えている。インバータ制御部３２は、インバータ部５を制御するものである。インバータ制御部３２は、モータ６を駆動する電圧として、目標とする目標電圧指令値を生成して、コンバータ制御部１３に出力する。

図２は、本発明の実施の形態１におけるコンバータ制御部１３を示すブロック図である。コンバータ制御部１３は、コンバータ部３を制御するものであり、図２に示すように、電圧指令決定手段４０と、スイッチング制御手段５０とを有している。コンバータ部３は、演算を行う際、演算単位を合せるように変換手段を備えていてもよい。電圧指令決定手段４０は、推定手段１７と設定手段２０とを有している。推定手段１７は、スイッチング素子６０のデューティ（変調率）であるスイッチング指令値と、電圧検出部１６によって検出された出力電圧とに基づいて、整流器２から出力された入力電圧を推定するものであり、演算手段３０とローパスフィルタ３１とを有している。

演算手段３０は、スイッチング素子６０のスイッチング指令値と、電圧検出部１６によって検出された出力電圧とに基づいて、整流器２から出力された入力電圧を演算する。スイッチング指令値Ｄは、定常的に、下記式（１）に示すように、入力電圧Ｖｉｎと平滑コンデンサ４の電圧Ｖｄｃとから求められる。

［数１］
Ｄ＝（Ｖｄｃ−Ｖｉｎ）／Ｖｄｃ・・・（１）

従って、演算手段３０によって演算される入力電圧Ｖ＾ｉｎは、上記式（１）を変換した下記式（２）から求められる。

［数２］
Ｖ＾ｉｎ＝Ｖｄｃ（１−Ｄ）・・・（２）

図３は、本発明の実施の形態１における入力電圧を示すグラフである。ローパスフィルタ３１は、演算手段３０によって演算された入力電圧において、交流電源１の周波数以下の周波数を通過させて推定入力電圧とするものである。入力電圧は、整流器２が整流した直後の電圧である。このため、図３に示すように、入力電圧は、交流電源１の周波数の６倍の周波数で脈動する。例えば、交流電源１の周波数が６０Ｈｚの場合、入力電圧は３６０Ｈｚで脈動する。従って、演算手段３０によって演算された入力電圧も、交流電源１の周波数の６倍の周波数で脈動する。これにより、リアクタ電流又は平滑コンデンサ４の電圧等も脈動する。本実施の形態１では、ローパスフィルタ３１を用いることによって、脈動を抑え、制御性能を確保している。遮断角周波数をωｃとすると、演算された入力電圧Ｖ＾ｉｎと推定入力電圧Ｖ＾‘ｉｎとの関係は、ｓ関数である下記式（３）から求められる。

［数３］
Ｖ＾‘ｉｎ／Ｖ＾ｉｎ＝ωｃ／（ｓ＋ωｃ）・・・（３）

なお、遮断角周波数は、例えば６０Ｈｚの６倍の３６０Ｈｚを遮断する最小限の値とし、交流電源１の周波数６０Ｈｚ以下にすればよい。即ち、遮断角周波数ωｃは、下記式（４）のように設定される。

［数４］
ωｃ≦６０・２π・・・（４）

本実施の形態１では、１次の連続系ローパスフィルタについて例示したが、２次以上のローパスフィルタとしてもよい。また、離散系の差分方程式を用いたローパスフィルタとしてもよい。

設定手段２０は、推定手段１７によって推定された推定入力電圧に昇圧率（ゲイン）を乗算した乗算値、又は、目標電圧指令値を、出力電圧指令値として設定するものである。ここで、出力電圧指令値は、設定手段２０によって補正された後の目標電圧指令値である。

図４は、本発明の実施の形態１におけるリアクタ７のキャリアリプル電流と昇圧率との関係を示すグラフである。コンバータ部３は、昇圧率によって、リアクタ７のキャリアリプル電流の振幅が変化する。本実施の形態１では、コンバータ部３は、マルチレベルコンバータであるため所定の昇圧率は二つである。図４に示すように、昇圧率１倍付近及び昇圧率２倍付近において、キャリアリプル電流は極小値を示す。キャリアリプル電流が小さいと、リアクタ７の鉄損が小さくなる。従って、キャリアリプル電流が小さい昇圧率１倍付近及び昇圧率２倍付近が用いられることにより、損失が減る。よって、所定の昇圧率として、夫々第１の昇圧率１８をＫ１，第２の昇圧率１９をＫ２とすると、Ｋ１＝１．１、Ｋ２＝２．０である。

目標電圧指令値は、インバータ部５がモータ６を駆動するために必要な電圧であり、インバータ制御部３２から入力される。例えば、目標電圧指令値は、インバータ部５の電圧利用率が１００％となるように設定される。

設定手段２０は、具体的に、乗算値が目標電圧指令値以上である場合、乗算値を出力電圧指令値として設定するものであり、乗算値が目標電圧指令値未満である場合、目標電圧指令値を出力電圧指令値として設定するものである。本実施の形態１では、昇圧率が二つあるため、乗算値も二つある。即ち、インバータ制御部３２から入力された目標電圧指令値をＶｄｃｉｎｖ＊とすると、処理後の出力電圧指令値Ｖｄｃ＊は、下記式（５）、式（６）、式（７）の三態様となる。

［数５］
Ｖｄｃｉｎｖ＊≦Ｋ１・Ｖ＾‘ｉｎ → Ｖｄｃ＊＝Ｋ１・Ｖ＾‘ｉｎ・・・（５）

インバータ制御部３２から入力された目標電圧指令値が、入力電圧に昇圧率１．１を乗算した値以下の場合、出力電圧指令値を昇圧率１．１の乗算値とする。

［数６］
Ｋ１・Ｖ＾‘ｉｎ＜Ｖｄｃｉｎｖ＊≦Ｋ２・Ｖ＾‘ｉｎ → Ｖｄｃ＊＝Ｋ２・Ｖ＾‘ｉｎ・・・（６）

インバータ制御部３２から入力された目標電圧指令値が、入力電圧に昇圧率１．１を乗算した値より大きく、入力電圧に昇圧率２．０を乗算した値以下の場合、出力電圧指令値を昇圧率２．０の乗算値とする。

［数７］
Ｋ２・Ｖ＾‘ｉｎ＜Ｖｄｃｉｎｖ＊ → Ｖｄｃ＊＝Ｖｄｃｉｎｖ＊・・・（７）

インバータ制御部３２から入力された目標電圧指令値が、入力電圧に昇圧率２．０を乗算した値より大きい場合、出力電圧指令値を、インバータ制御部３２から入力された出力電圧指令値とする。

図５Ａは、本発明の実施の形態１における出力電圧指令値を示すグラフである。図５Ａにおいて、上方のグラフが昇圧率２．０における出力電圧指令値、下方のグラフが推定入力電圧である。図５Ｂは、本発明の実施の形態１における演算された入力電圧を示すグラフである。図５Ｃは、本発明の実施の形態１におけるリアクタ電流を示すグラフである。図５Ａ，図５Ｂ，図５Ｃに示すように、演算された入力電圧は、リアクタ電流と同様に脈動しているが、推定入力電圧は、ローパスフィルタ３１によって脈動が除去されている。そして、出力電圧指令値は５４０Ｖであり、推定入力電圧２７０Ｖの２倍である。このように、電力変換装置１００は、昇圧率２．０で安定して動作する。

スイッチング制御手段５０は、設定手段２０によって設定された出力電圧指令値に基づいて、スイッチング素子６０のスイッチング指令値を生成するものである。スイッチング制御手段５０は、図２に示すように、出力電圧制御手段５１と、電流制御手段５２と、中間電圧制御手段５３と、スイッチング指令値減算器２７と、スイッチング指令値加算器２８と、信号決定手段２９とを有している。ここで、出力電圧制御手段５１はメインループであり、電流制御手段５２及び中間電圧制御手段５３はマイナループである。出力電圧制御手段５１は、減算器２１とＰＩ制御手段２２とを有している。減算器２１は、出力電圧指令値から、電圧検出部１６によって検出された出力電圧を減算するものである。ＰＩ制御手段２２は、減算器２１から出力された値を用いて、比例成分Ｋｖｐと積分成分Ｋｖｉ／ｓとを加算した計算を行う。これにより、リアクタ電流指令値ＩＬ＊が求まる。

電流制御手段５２は、減算器２３とＰＩ制御手段２４とを有している。減算器２３は、リアクタ電流指令値から、電流検出部１４によって検出されたリアクタ電流を減算するものである。ＰＩ制御手段２４は、減算器２３から出力された値を用いて、比例成分Ｋｉｐと積分成分Ｋｉｉ／ｓとを加算した計算を行う。これにより、スイッチング素子６０のスイッチング指令値Ｄが求まる。なお、推定手段１７は、電流制御手段５２から出力されたスイッチング指令値を用いて、入力電圧を推定する。

中間電圧制御手段５３は、減算器２５とＰＩ制御手段２６とを有している。減算器２５は、コンバータ制御部１３から入力された中間コンデンサ電圧指令値から、中間電圧検出部１５によって検出された中間コンデンサ電圧を減算するものである。ＰＩ制御手段２６は、減算器２５から出力された値を用いて、比例成分Ｋｍｐと積分成分Ｋｍｉ／ｓとを加算した計算を行う。これにより、中間出力が求まる。

スイッチング指令値減算器２７は、電流制御手段５２から出力されたスイッチング指令値から、中間電圧制御手段５３から出力された中間出力を減算して、第１のスイッチング指令値Ｄ１を算出するものである。スイッチング指令値加算器２８は、電流制御手段５２から出力されたスイッチング指令値に、中間電圧制御手段５３から出力された中間出力を加算して、第２のスイッチング指令値Ｄ２を算出するものである。信号決定手段２９は、第１のスイッチング指令値Ｄ１に基づいて第１のスイッチング素子８のオンオフ信号Ｓ１を生成して、第１のスイッチング素子８に出力する。また、信号決定手段２９は、第２のスイッチング指令値Ｄ２に基づいて第２のスイッチング素子９のオンオフ信号Ｓ２を生成して、第２のスイッチング素子９に出力する。

本実施の形態１によれば、推定手段１７がスイッチング指令値と出力電圧とに基づいて、入力電圧を推定し、設定手段２０が推定入力電圧に昇圧率を乗算した乗算値、又は、目標電圧指令値を、出力電圧指令値として設定する。このように、電力変換装置１００は、スイッチング指令値によるフィードバック制御と昇圧率による制御とを組み合わせているため、電源電圧が変動しても、目標とする出力電圧指令値に確実に昇圧することができる。スイッチング指令値によるフィードバック制御のみで目標とする出力電圧指令値を得ようとすると、電源電圧が高くなったとき、昇圧量が過剰に高くなり、目標とする出力電圧指令値を超えてしまう。また、昇圧率による制御のみで目標とする出力電圧指令値を得ようとすると、キャリアリプル電流が小さい昇圧率にすることが困難となる。本実施の形態１は、スイッチング指令値によるフィードバック制御と昇圧率による制御とを組み合わせている。このため、電源電圧が変動するような悪条件環境においても、目標とする出力電圧指令値に昇圧することができる。また、入力電圧を推定するため、入力電圧を検出するセンサが不要である。このため、低コスト化することができる。

設定手段２０は、乗算値が目標電圧指令値以上である場合、乗算値を出力電圧指令値として設定するものであり、乗算値が目標電圧指令値未満である場合、目標電圧指令値を出力電圧指令値として設定するものである。このように、出力電圧指令値を切り替えることによって、リアクタ７のキャリアリプル電流が少なく、インバータ部５が電圧飽和しないようにすることができる。

コンバータ部３は、整流器２の出力端に接続されたリアクタ７と、リアクタ７に直列に接続された複数の逆流防止素子７０と、中間コンデンサ１２と、を更に有し、スイッチング素子６０は、複数のスイッチング素子６０から構成され、リアクタ７と逆流防止素子７０との間に接続されており、中間コンデンサ１２は、複数のスイッチング素子６０の間と複数の逆流防止素子７０の間とを接続するものである。このように、コンバータ部３がマルチレベルコンバータである場合、入力電圧を推定し、出力電圧指令値を切り替えることによって、昇圧率１．１倍又は２．０倍といったリアクタ７のキャリアリプル電流が少ない制御が可能である。また、リアクタ７の損失が少なくなるため、高効率な電力変換装置１００を得ることができる。

推定手段１７は、スイッチング素子６０のスイッチング指令値と、電圧検出部１６によって検出された出力電圧とに基づいて、整流器２から出力された入力電圧を演算する演算手段３０と、演算手段３０によって演算された入力電圧において、交流電源１の周波数以下の周波数を通過させて推定入力電圧とするローパスフィルタ３１と、を有する。これにより、入力電圧の脈動を抑えることができる。

電力変換装置１００は、インバータ部５によって変換された駆動電圧を用いてモータ６を駆動するものである。本実施の形態１に係る電力変換装置１００によって、電源電圧が変動するような悪条件環境においても、目標とする出力電圧指令値でモータ６を駆動することができる。

実施の形態２．
図６は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置２００を示す回路図である。本実施の形態２は、コンバータ部１０３が、２レベルの出力電圧を出力する昇圧コンバータである点で、実施の形態１と相違する。本実施の形態２では、実施の形態１と同一の部分は同一の符号を付して説明を省略し、実施の形態１との相違点を中心に説明する。

図６に示すように、コンバータ部１０３は、リアクタ７、逆流防止素子１７０及びスイッチング素子１６０を有している。リアクタ７は、整流器２の出力端に接続されている。逆流防止素子１７０は、リアクタ７に直列に接続されている。スイッチング素子１６０は、リアクタ７と逆流防止素子１７０との間に接続されている。

コンバータ部１０３は、スイッチング素子１６０のオンオフによって、２レベルの出力電圧を出力する昇圧コンバータである。ここで、平滑コンデンサ４の電圧をＶｄｃとすると、コンバータ部１０３は、０、Ｖｄｃという２レベルの出力電圧を出力する。

図７は、本発明の実施の形態２におけるコンバータ制御部１１３を示すブロック図である。コンバータ制御部１１３は、コンバータ部１０３を制御するものであり、図７に示すように、電圧指令決定手段１４０と、スイッチング制御手段１５０とを有している。電圧指令決定手段１４０は、推定手段１７と設定手段１２０とを有している。推定手段１７は、実施の形態１の推定手段１７と同様である。

設定手段１２０は、推定手段１７によって推定された推定入力電圧に昇圧率を乗算した乗算値、又は、目標電圧指令値を、出力電圧指令値として設定するものである。

図８は、本発明の実施の形態２におけるリアクタ７のキャリアリプル電流と昇圧率との関係を示すグラフである。コンバータ部１０３は、昇圧率によって、リアクタ７のキャリアリプル電流の振幅が変化する。本実施の形態２では、コンバータ部１０３は、出力電圧が２レベルの昇圧コンバータであるため、所定の昇圧率は一つである。図８に示すように、昇圧率１倍付近において、キャリアリプル電流は極小値を示し、昇圧率が高くなるほど、キャリアリプル電流が増加する。キャリアリプル電流が小さいと、リアクタ７の鉄損が小さくなる。従って、キャリアリプル電流が小さい昇圧率１倍付近が用いられることにより、損失が減る。よって、所定の昇圧率として、昇圧率１１８をＫ３とすると、Ｋ３＝１．１である。

本実施の形態２では、昇圧率が一つであるため、乗算値は一つである。即ち、目標電圧指令値をＶｄｃｉｎｖ＊とすると、処理後の出力電圧指令値Ｖｄｃ＊は、下記式（８）、式（９）の三態様となる。

［数８］
Ｖｄｃｉｎｖ＊≦Ｋ３・Ｖ＾‘ｉｎ → Ｖｄｃ＊＝Ｋ３・Ｖ＾‘ｉｎ・・・（８）

目標電圧指令値が、入力電圧に昇圧率１．１を乗算した値以下の場合、出力電圧指令値を昇圧率１．１の乗算値とする。

［数９］
Ｋ３・Ｖ＾‘ｉｎ＜Ｖｄｃｉｎｖ＊ → Ｖｄｃ＊＝Ｖｄｃｉｎｖ＊・・・（９）

目標電圧指令値が、入力電圧に昇圧率１．１を乗算した値より大きい場合、出力電圧指令値を、目標電圧指令値とする。

図７に示すように、スイッチング制御手段１５０は、出力電圧制御手段５１と、電流制御手段５２と、信号決定手段１２９とを有している。実施の形態１と比較して、中間電圧制御手段５３、スイッチング指令値減算器２７及びスイッチング指令値加算器２８が省略されている点で、簡易な構成である。出力電圧制御手段５１及び電流制御手段５２は、実施の形態１の出力電圧制御手段５１及び電流制御手段５２と同様である。信号決定手段１２９は、電流制御手段５２から出力されたスイッチング指令値に基づいて、スイッチング素子６０のオンオフ信号を生成して、スイッチング素子１６０に出力する。

本実施の形態２によれば、コンバータ部１０３は、整流器２の出力端に接続されたリアクタ７と、リアクタ７に直列に接続された逆流防止素子１７０と、を更に有し、スイッチング素子１６０は、リアクタ７と逆流防止素子１７０との間に接続されている。このように、コンバータ部３が、出力電圧が２レベルの昇圧コンバータである場合、入力電圧を推定し、出力電圧指令値を切り替えることによって、昇圧率１．１倍といったリアクタ７のキャリアリプル電流が少ない制御が可能である。また、リアクタ７の損失が少なくなるため、高効率な電力変換装置２００を得ることができる。以上のように、本実施の形態２は、実施の形態１と同様に、電源電圧が変動するような悪条件環境においても、目標とする出力電圧指令値に昇圧することができる。

１ 交流電源、２ 整流器、３ コンバータ部、４ 平滑コンデンサ、５ インバータ部、６ モータ、７ リアクタ、８ 第１のスイッチング素子、９ 第２のスイッチング素子、１０ 第２の逆流防止素子、１１ 第１の逆流防止素子、１２ 中間コンデンサ、１３ コンバータ制御部、１４ 電流検出部、１５ 中間電圧検出部、１６ 電圧検出部、１７ 推定手段、１８ 第１の昇圧率、１９ 第２の昇圧率、２０ 設定手段、２１ 減算器、２２ ＰＩ制御手段、２３ 減算器、２４ ＰＩ制御手段、２５ 減算器、２６ ＰＩ制御手段、２７ スイッチング指令値減算器、２８ スイッチング指令値加算器、２９ 信号決定手段、３０ 演算手段、３１ ローパスフィルタ、３２ インバータ制御部、４０ 電圧指令決定手段、５０ スイッチング制御手段、５１ 出力電圧制御手段、５２ 電流制御手段、５３ 中間電圧制御手段、６０ スイッチング素子、７０ 逆流防止素子、１００ 電力変換装置、１０３ コンバータ部、１１３ コンバータ制御部、１１８ 昇圧率、１２０ 設定手段、１２９ 信号決定手段、１４０ 電圧指令決定手段、１５０ スイッチング制御手段、１６０ スイッチング素子、１７０ 逆流防止素子、２００ 電力変換装置。

Claims (5)

1. 交流電源から供給された交流電圧を整流する整流器と、
   スイッチング素子を有し、前記整流器が整流した入力電圧を変圧するコンバータ部と、
   前記コンバータ部の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサにおいて平滑化された出力電圧を交流の電圧に変換するインバータ部と、
   前記出力電圧を検出する電圧検出部と、
   前記コンバータ部を制御するコンバータ制御部と、を備え、
   前記コンバータ制御部は、
   前記スイッチング素子のスイッチング指令値と、前記電圧検出部によって検出された出力電圧とに基づいて、前記整流器から出力された入力電圧を推定する推定手段と、
   前記推定手段によって推定された推定入力電圧に昇圧率を乗算した乗算値と目標電圧指令値とに基づいて、前記乗算値及び前記目標電圧指令値のいずれかを、出力電圧指令値として設定する設定手段と、
   前記設定手段によって設定された出力電圧指令値に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング指令値を生成するスイッチング制御手段と、を有し、
   前記設定手段は、
   前記乗算値が前記目標電圧指令値以上である場合、前記乗算値を前記出力電圧指令値として設定するものであり、
   前記乗算値が前記目標電圧指令値未満である場合、前記目標電圧指令値を前記出力電圧指令値として設定するものである
   電力変換装置。
2. 前記コンバータ部は、
   前記整流器の出力端に接続されたリアクタと、
   前記リアクタに直列に接続された逆流防止素子と、を更に有し、
   前記スイッチング素子は、
   前記リアクタと前記逆流防止素子との間に接続されている
   請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記コンバータ部は、
   前記整流器の出力端に接続されたリアクタと、
   前記リアクタに直列に接続された複数の逆流防止素子と、
   中間コンデンサと、を更に有し、
   前記スイッチング素子は、複数のスイッチング素子から構成され、前記リアクタと前記逆流防止素子との間に接続されており、
   前記中間コンデンサは、
   前記複数のスイッチング素子の間と前記複数の逆流防止素子の間とを接続するものである
   請求項１記載の電力変換装置。
4. 前記推定手段は、
   前記スイッチング素子のスイッチング指令値と、前記電圧検出部によって検出された出力電圧とに基づいて、前記整流器から出力された入力電圧を演算する演算手段と、
   前記演算手段によって演算された入力電圧において、前記交流電源の周波数以下の周波数を通過させて前記推定入力電圧とするローパスフィルタと、を有する
   請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記インバータ部によって変換された駆動電圧を用いてモータを駆動するものである
   請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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