JP6370492B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に中性点接地の三相交流電圧をダイオード整流回路と平滑コンデンサとにより直流電圧に変換し、この直流電圧を逆変換回路により所望の交流電圧に変換して出力する電力変換装置に関する。
電力変換装置は、電力変換用半導体素子の高速スイッチング動作によって、高効率な電力変換を実現する。一方、高速スイッチング動作は、電磁ノイズの発生源でもある。電磁ノイズは、電力変換装置の誤動作要因、また周辺電子機器の誤動作要因ともなる。そのため電力変換装置では電磁ノイズ低減が重要な開発課題である。
このような課題に対して、特許文献１（特許第４５４８００４号公報）には、単相交流電源、ダイオード整流器、平滑コンデンサ、および逆変換器で構成されるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータにおいて、直流母線部の一端と接地間にインバータ出力側の容量より大容量のコンデンサを接続し、低ノイズ化を実現することが記載されている。
特許第４５４８００４号公報
しかしながら、特許文献１に記載のＰＷＭインバータでは、直流母線部に重畳した交流電源周波数の電圧変動が、直流母線部の一端と接地間のノイズ低減用のコンデンサに直接印加され、漏洩電流が発生する。特に起動時のように平滑コンデンサが十分に充電されていない状態では、交流電源周波数の電圧変動が大きくなり、これに比例して漏洩電流値も増加する。漏洩電流は漏電ブレーカの動作を招き、電力変換装置の動作信頼性を損なうという問題がある。
それゆえに、本発明の目的は、漏洩電流を抑制しつつ、低ノイズ化を実現することができる電力変換装置を提供することである。
本発明の電力変換装置は、中性点接地の三相交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に整流する整流回路と、整流回路によって整流された直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサによって平滑された直流電圧を所望の交流電圧に変換する変換回路と、平滑コンデンサの一端と対地との間に直列に接続された双方向スイッチおよび少なくとも１つのＹコンデンサと、平滑コンデンサの両端の電圧を検出する検出器と、検出器の出力に応じて、双方向スイッチを駆動する制御部とを備える。
本発明の電力変換装置によれば、漏洩電流を抑制しつつ、低ノイズ化を実現することができる。
実施の形態１に係る電力変換装置の回路図である。 コモンモード電流の流れを表わす図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の回路図である。 実施の形態３に係る電力変換装置の回路図である。 実施の形態４に係る電力変換装置の回路図である。 実施の形態５に係る電力変換装置の回路図である。 実施の形態６に係る電力変換装置の回路図である。 実施の形態７に係る電力変換装置の回路図である。 実施の形態７に係るコモンモードチョークコイルの概略図である。 実施の形態８に係る電力変換装置の回路図である。 実施の形態９に係る電力変換装置の回路図である。 実施の形態１０に係る双方向単一素子の概断面図である。 実施の形態１１に係る電力変換装置の回路図である。
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。
実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１の回路図である。
図１に示すように、電力変換装置１は、ダイオード整流器１１０、平滑コンデンサ１２０、インバータ１３０、バイパス回路１７５、検出器１８０、および制御部１９０を備える。バイパス回路１７５は、双方向スイッチ１６０およびＹコンデンサ１７０を備える。制御部１９０は、コンパレータ１９２、および駆動部１９３を備える。
ダイオード整流器１１０は、中性点接地の三相交流電源１００から出力される交流電圧を直流電圧に整流して、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２へ出力する。
平滑コンデンサ１２０は、ダイオード整流器１１０によって整流された直流電圧を平滑化する。
インバータ１３０は、平滑コンデンサ１２０によって平滑された直流電圧を所望の交流電圧に変換して、電動機１４０を駆動する。
双方向スイッチ１６０およびＹコンデンサ１７０は、平滑コンデンサ１２０の一端と対地との間に直列に接続される。Ｙコンデンサ１７０は、インバータ１３０を構成するスイッチング素子のスイッチングにより発生した高周波のコモンモードノイズを低減させる。Ｙコンデンサ１７０は、たとえばセラミックコンデンサ、フィルムコンデンサなどで構成される。
検出器１８０は、平滑コンデンサ１２０の両端の電圧を検出する。
制御部１９０は、検出器１８０の出力に応じて、双方向スイッチ１６０を駆動する。制御部１９０は、検出器１８０の出力値が第一閾値より大きいとき、双方向スイッチ１６０を導通させる。
コンパレータ１９２は、検出器１８０で検出された電圧と第一閾値とを比較する。駆動部１９３は、コンパレータ１９２の比較結果に基づいて、双方向スイッチ１６０のオン／オフを制御する。
ここで本実施の形態における第一閾値について説明する。この第一閾値以上に平滑コンデンサ１２０の電圧値が上昇した場合、上記平滑コンデンサ１２０の電圧に含まれる交流電源周波数成分の電圧変動により発生する交流電源周波数成分の対地間電圧変動が、Ｙコンデンサ１７０に印加された場合の交流電源周波数成分の漏洩電流が漏電ブレーカの動作電流値以下まで抑制されている。
次に、図１の電力変換装置１の動作を説明する。
中性点接地の三相交流電源１００の三相交流電圧は、ダイオード整流器１１０で整流され、その後平滑コンデンサ１２０によって直流電圧となる。この直流電圧は、インバータ１３０によって、周知のＰＷＭ制御で所望の交流電圧に変換されて、交流電圧によって、電動機１４０が駆動される。
電動機１４０と対地間には浮遊容量１５０が存在する。ＰＷＭ制御によってインバータ１３０を駆動すると、インバータ１３０を構成する電力変換用半導体素子のスイッチング動作によって、浮遊容量１５０に電圧変動が印加され、コモンモード電流が発生する。このコモンモード電流は対地を経路とし、三相交流電源１００側へ伝搬する。
検出器１８０は、平滑コンデンサ１２０の両端の電圧を検出し、電圧値１９１を制御部１９０へ出力する。制御部１９０内のコンパレータ１９２は、電圧値１９１と第一閾値とを比較し、電圧値１９１＞第一閾値の場合に、双方向スイッチ１６０を導通させる。双方向スイッチ１６０を導通させることによって、図２に示すように、コモンモード電流ＣＩを、Ｙコンデンサ１７０を経由して循環させ、低ノイズ化を実現する。
また本実施の形態では、電圧値＞第一閾値となる条件、すなわち平滑コンデンサ１２０が十分に充電されており、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２に重畳する交流電源周波数の電圧変動も抑制されている条件で双方向スイッチ１６０を動作させるため、Ｙコンデンサ１７０から発生する漏洩電流を抑制でき、漏電ブレーカの誤動作を回避できる。
以上のように、本実施の形態では低ノイズかつ漏電ブレーカの誤動作を回避する電力変換装置を実現することができる。
なお、本実施の形態では、コモンモード電流の発生を電動機１４０と対地間の浮遊容量１５０で説明したが、これに限るものではなく、たとえば、インバータ１３０と対地間の浮遊容量、あるいは、電動機１４０のケーブルと対地間の浮遊容量であってもよい。
また、本実施の形態では、双方向スイッチ１６０とＹコンデンサ１７０を直流母線の負極側へ接続したが、正極側に追加しても同様の効果を得ることができる。さらに双方向スイッチ１６０とＹコンデンサ１７０を負極側、正極側の両方に追加しても同様の効果を得ることができる。
実施の形態２．
図３は、実施の形態２に係る電力変換装置２の回路図である。
図３に示すように、電力変換装置２は、ダイオード整流器２１０、平滑コンデンサ２２０、インバータ２３０、電動機２４０、バイパス回路２７５、検出器２８０、および制御部２９０を備える。バイパス回路２７５は、双方向スイッチ２６０およびＹコンデンサ２７０を備える。制御部２９０は、演算器（フィルタ）２９２、演算器（絶対値）２９３、演算器（ピーク値）２９４、コンパレータ２９５、および駆動部２９６を備える。
ダイオード整流器２１０は、中性点接地の三相交流電源２００から出力される交流電圧を直流電圧に整流して、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２へ出力する。
平滑コンデンサ２２０は、ダイオード整流器２１０によって整流された直流電圧を平滑化する。
インバータ２３０は、平滑コンデンサ２２０によって平滑された直流電圧を所望の交流電圧に変換して、電動機２４０を駆動する。
双方向スイッチ２６０およびＹコンデンサ２７０は、平滑コンデンサ２２０の一端と対地との間に直列に接続される。Ｙコンデンサ２７０は、インバータ２３０を構成するスイッチング素子のスイッチングにより発生したノイズを低減させる。
検出器２８０は、平滑コンデンサ２２０の両端の電圧を検出する。
制御部２９０は、検出器２８０の出力に応じて、双方向スイッチ２６０を駆動する。
演算器（フィルタ）２９２は、検出器２８０によって検出された電圧の交流電源周波数成分を抽出する。
演算器（絶対値）２９３は、演算器（フィルタ）２９２から出力される交流電源周波数成分の電圧の絶対値を出力する。
演算器（ピーク値）２９４は、演算器（絶対値）２９３から出力される絶対値のピーク値を出力する。
コンパレータ２９５は、演算器（ピーク値）２９４の出力と第二閾値とを比較する。
駆動部２９６は、コンパレータ２９５の比較結果が、ピーク値＜第二閾値となる場合に、双方向スイッチ２６０を導通させる。
ここで本実施の形態における第二閾値について説明する。この第二閾値は交流電源周波数成分の電圧値である。この第二閾値以下に検出値が減少した場合、上記平滑コンデンサ２２０の電圧に含まれる交流電源周波数成分の電圧変動により発生する交流電源周波数成分の対地間電圧変動が、Ｙコンデンサ１７０に印加された場合の交流電源周波数成分の漏洩電流が漏電ブレーカの動作電流値以下まで抑制されている。
次に、図３の電力変換装置２の動作を説明する。
中性点接地の三相交流電源２００の三相交流電圧は、ダイオード整流器２１０で整流されて、その後、平滑コンデンサ２２０によって、直流電圧となる。この直流電圧は、インバータ２３０によって、周知のＰＷＭ制御で所望の交流電圧に変換され、交流電圧によって電動機２４０が駆動される。
電動機２４０と対地間には浮遊容量２５０が存在する。ＰＷＭ制御によってインバータ２３０を駆動すると、インバータ２３０を構成する電力変換用半導体素子のスイッチング動作によって、浮遊容量２５０に電圧変動が印加され、コモンモード電流が発生する。このコモンモード電流は対地を経路とし、三相交流電源２００側へ伝搬する。
検出器２８０は、平滑コンデンサ２２０の電圧を検出し、検出した電圧値を制御部２９０へ出力する。検知された電圧値は、演算器（フィルタ）２９２によって交流電源周波数成分となり、演算器（絶対値）２９３によって絶対値へ変換され、演算器（ピーク値）２９４によってピーク値２９１へ変換され、コンパレータ２９５によって第二閾値と比較され、ピーク値２９１＜第二閾値となる場合に、双方向スイッチ２６０を導通させる。
本実施の形態では、前記双方向スイッチ２６０を導電させることで、コモンモード電流を、Ｙコンデンサ２７０を経由して循環させ、低ノイズ化を実現する。
また、本実施の形態では、ピーク値２９１＜第二閾値となる条件、すなわち平滑コンデンサ２２０が十分に充電されており、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２に重畳する交流電源周波数の電圧変動も抑制されている条件で、双方向スイッチ２６０を動作させるため、Ｙコンデンサ２７０から発生する漏洩電流を抑制でき、漏電ブレーカの誤動作を回避できる。
また、本実施の形態では、検出器２８０によって検出された電圧の交流電源周波数成分が抽出されて、駆動部２９６の動作を判断するため、高精度な制御が可能となり、Ｙコンデンサ２７０の容量を漏電ブレーカの動作限界まで増量でき、より低ノイズ化を実現する。
以上のように、本実施の形態では低ノイズ化かつ漏電ブレーカの誤動作を回避する電力変換装置を実現することができる。
なお、本実施の形態では演算器（ピーク値）２９４で説明したが、本発明はこれに限るものではなく、別の演算器、例えば演算器（平均値）でも可能である。
実施の形態３．
図４は、実施の形態３に係る電力変換装置３の回路図である。
図４に示すように、電力変換装置３は、ダイオード整流器３１０、平滑コンデンサ３２０、インバータ３３０、バイパス回路３７５、および制御部３９０を備える。バイパス回路３７５は、双方向スイッチ３６０およびＹコンデンサ３７０を備える。制御部３９０は、コンパレータ３９２、および駆動部３９３を備える。
ダイオード整流器３１０は、中性点接地の三相交流電源３００から出力される交流電圧を直流電圧に整流して、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２へ出力する。
平滑コンデンサ３２０は、ダイオード整流器３１０によって整流された直流電圧を平滑化する。
インバータ３３０は、平滑コンデンサ３２０によって平滑された直流電圧を所望の交流電圧に変換して、電動機３４０を駆動する。
双方向スイッチ３６０およびＹコンデンサ３７０は、平滑コンデンサ３２０の一端と対地との間に直列に接続される。Ｙコンデンサ３７０は、インバータ３３０を構成するスイッチング素子のスイッチングにより発生したノイズを低減させる。
検出器３８０は、平滑コンデンサ３２０に流れる電流を検出する。
制御部３９０は、検出器３８０の出力に応じて、双方向スイッチ３６０を駆動する。
制御部３９０は、検出器３８０の出力値が第三閾値より小さいとき、双方向スイッチ３６０を導通させる。
コンパレータ３９２は、検出器３８０で検出された電流と第三閾値とを比較する。
ここで本実施の形態における第三閾値について説明する。この第三閾値は電流値である。この第三閾値以下に検出値が減少した場合、上記平滑コンデンサ３２０の電圧に含まれる交流電源周波数成分の電圧変動により発生する交流電源周波数成分の対地間電圧変動が、Ｙコンデンサ１７０に印加された場合の交流電源周波数成分の漏洩電流が漏電ブレーカの動作電流値以下まで抑制されている。
駆動部３９３は、コンパレータ３９２の比較結果に基づいて、双方向スイッチ３６０のオン／オフを制御する。
次に、図４の電力変換装置３の動作を説明する。
中性点接地の三相交流電源３００の三相交流電圧はダイオード整流器３１０で整流され、その後、平滑コンデンサ３２０によって直流電圧となる。この直流電圧はインバータ３３０によって、周知のＰＷＭ制御で所望の交流電圧に変換され、交流電圧によって電動機３４０が駆動される。
電動機３４０と対地間には浮遊容量３５０が存在する。ＰＷＭ制御によってインバータ３３０を駆動すると、インバータ３３０を構成する電力変換用半導体素子のスイッチング動作によって、浮遊容量３５０に電圧変動が印加され、コモンモード電流が発生する。このコモンモード電流は、対地を経路とし、三相交流電源３００側へ伝搬する。
検出器３８０は、平滑コンデンサ３２０の電流を検出し、検出した電流値３９１を制御部３９０へ出力する。検出された電流値３９１は、コンパレータ３９２によって第三閾値と比較され、電流値３９１＜第三閾値となる場合に、双方向スイッチ３６０を導通させる。
双方向スイッチ３６０を導通させることによって、コモンモード電流を、Ｙコンデンサ３７０を経由して循環させ、低ノイズ化を実現する。
また、本実施の形態では、電流値３９１＜第三閾値となる条件、すなわち平滑コンデンサ３２０が十分に充電されており、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２に重畳する交流電源周波数の電圧変動も抑制されている条件で双方向スイッチ３６０を動作させるため、Ｙコンデンサ３７０から発生する漏洩電流を抑制でき、漏電ブレーカの誤動作を回避できる。
従って、本実施の形態では低ノイズかつ漏電ブレーカの誤動作を回避する電力変換装置を実現することができる。
実施の形態４．
図５は、実施の形態４に係る電力変換装置４の回路図である。
図５に示すように、この電力変換装置４は、ダイオード整流器４１０、平滑コンデンサ４２０、インバータ４３０、バイパス回路４７５、検出器４８０、および制御部４９０を備える。バイパス回路４７５は、双方向スイッチ４６０およびＹコンデンサ４７０を備える。制御部４９０は、演算器（フィルタ）４９２、演算器（絶対値）４９３、演算器（ピーク値）４９４、コンパレータ４９５、駆動部４９６を備える。
ダイオード整流器４１０は、中性点接地の三相交流電源４００から出力される交流電圧を直流電圧に整流して、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２へ出力する。
平滑コンデンサ４２０は、ダイオード整流器４１０によって整流された直流電圧を平滑化する。
インバータ４３０は、平滑コンデンサ４２０によって平滑された直流電圧を所望の交流電圧に変換して、電動機４４０を駆動する。
双方向スイッチ４６０およびＹコンデンサ４７０は、平滑コンデンサ４２０の一端と対地との間に直列に接続される。Ｙコンデンサ４７０は、インバータ４３０を構成するスイッチング素子のスイッチングにより発生したノイズを低減させる。
検出器４８０は、平滑コンデンサ４２０に流れる電流を検出する。
制御部４９０は、検出器４８０の出力に応じて、双方向スイッチ４６０を駆動する。
演算器（フィルタ）４９２は、検出器４８０によって検出された電流の交流電源周波数成分を抽出する。
演算器（絶対値）４９３は、演算器（フィルタ）４９２から出力される交流電源周波数成分の電流の絶対値を出力する。
演算器（ピーク値）４９４は、演算器（絶対値）４９３から出力される絶対値のピーク値を出力する。
コンパレータ４９５は、演算器（ピーク値）４９４の出力と第四閾値とを比較する。
駆動部４９６は、コンパレータ４９５の比較結果が、ピーク値＜第四閾値となる場合に、双方向スイッチ４６０を導通させる。
ここで本実施の形態における第四閾値について説明する。この第四閾値は平滑コンデンサ４２０に流入する電流値の交流電源周波数成分である。この第四閾値以下に検出値が減少した場合、上記平滑コンデンサ４２０の電圧に含まれる交流電源周波数成分の電圧変動により発生する交流電源周波数成分の対地間電圧変動が、Ｙコンデンサ１７０に印加された場合の交流電源周波数成分の漏洩電流が漏電ブレーカの動作電流値以下まで抑制されている。
次に、図５の電力変換装置４の動作を説明する。
中性点接地の三相交流電源４００の三相交流電圧は、ダイオード整流器４１０で整流され、その後、平滑コンデンサ４２０によって直流電圧となる。この直流電圧はインバータ４３０によって、周知のＰＷＭ制御で所望の交流電圧に変換され、交流電圧によって電動機４４０が駆動される。
電動機４４０と対地間には浮遊容量４５０が存在する。ＰＷＭ制御によってインバータ４３０を駆動すると、インバータ４３０を構成する電力変換用半導体素子のスイッチング動作により、浮遊容量４５０に電圧変動が印加され、コモンモード電流が発生する。このコモンモード電流は対地を経路とし、交流電源側へ伝搬する。
検出器４８０は、平滑コンデンサ４２０の電流を検知し、検知した電流値を制御部４９０へ出力する。検出された電流値は、演算器（フィルタ）４９２によって交流電源周波数成分となり、演算器（絶対値）４９３によって絶対値へ変換され、演算器（ピーク値）４９４でピーク値４９１へ変換され、コンパレータ４９５で第四閾値と比較され、ピーク値４９１＜第四閾値となる条件で、双方向スイッチ４６０を導通させる。
双方向スイッチ４６０を導電させることによって、コモンモード電流を、Ｙコンデンサ４７０を経由して循環させ、低ノイズ化を実現する。
また、本実施の形態では、ピーク値４９１＜第四閾値となる条件、すなわち平滑コンデンサ４２０が十分に充電されており、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２に重畳する交流電源周波数の電圧変動も抑制されている条件で双方向スイッチ４６０を動作させるため、Ｙコンデンサ４７０から発生する漏洩電流を抑制でき、漏電ブレーカの誤動作を回避できる。
また、本実施の形態では、検出せれた電流値によって交流電源周波数の成分を抽出し、駆動部４９６の動作を判断するため、高精度な制御が可能となり、Ｙコンデンサ４７０を漏電ブレーカの動作限界まで増量でき、より低ノイズ化を実現する。
以上より、本実施の形態では低ノイズ化かつ漏電ブレーカの誤動作を回避する電力変換装置を実現することができる。
なお、本実施の形態では演算器（ピーク値）４９４で説明したが、本発明はこれに限るものではなく、別の演算器、例えば演算器（平均値）でも可能である。
実施の形態５．
図６は、実施の形態５に係る電力変換装置５の回路図である。
図６に示すように、この電力変換装置５は、ダイオード整流器５１０、平滑コンデンサ５２０、インバータ５３０、バイパス回路５７５、検出器５８０、および制御部５９０を備える。バイパス回路５７５は、双方向スイッチ５６０およびＹコンデンサ５７０を備える。双方向スイッチ５６０は、ＩＧＢＴ５６１、ＩＧＢＴ５６２、ダイオード５６３、およびダイオード５６４を備える。制御部５９０は、演算器（フィルタ）５９２、演算器（絶対値）５９３、演算器（ピーク値）５９４、データテーブル５９５、および駆動部５９６を備える。
ダイオード整流器５１０は、中性点接地の三相交流電源５００から出力される交流電圧を直流電圧に整流して、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２へ出力する。
平滑コンデンサ５２０は、ダイオード整流器５１０によって整流された直流電圧を平滑化する。
インバータ５３０は、平滑コンデンサ５２０によって平滑された直流電圧を所望の交流電圧に変換して、電動機５４０を駆動する。
双方向スイッチ５６０およびＹコンデンサ５７０は、平滑コンデンサ５２０の一端と対地との間に直列に接続される。Ｙコンデンサ５７０は、インバータ５３０を構成するスイッチング素子のスイッチングにより発生したノイズを低減させる。
検出器５８０は、平滑コンデンサ５２０の両端の電圧を検出する。
制御部５９０は、検出器５８０の出力に応じて、双方向スイッチ５６０を駆動する。
演算器（フィルタ）５９２は、検出器５８０によって検出された電圧の交流電源周波数成分を抽出する。
演算器（絶対値）５９３は、演算器（フィルタ）５９２から出力される交流電源周波数成分の電圧の絶対値を出力する。
演算器（ピーク値）５９４は、演算器（絶対値）５９３から出力される絶対値のピーク値を出力する。
データテーブル５９５は、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２の交流電源周波数成分の電圧の絶対値のピーク値と、ＩＧＢＴのゲート電圧の大きさとの対応を定める。データテーブル５９５には、交流電源周波数成分の電圧の絶対値のピーク値が高い場合は、ＩＧＢＴのゲート電圧が低くなり、ＩＧＢＴのオン抵抗値が高くなるように定められている。データテーブル５９５には、交流電源周波数成分の電圧の絶対値のピーク値が低い場合は、ＩＧＢＴのゲート電圧が高くなり、ＩＧＢＴのオン抵抗値が低くなるように定められている。
駆動部５９６は、データテーブル５９５から出力されるゲート電圧の大きさのゲート電圧を、ＩＧＢＴ５６１，５６２に与えて、双方向スイッチ５６０の導通を制御する。
双方向スイッチ５６０は、逆並列に接続されたＩＧＢＴ５６１、５６２と、ＩＧＢＴ５６１に直列接続されたダイオード５６３と、ＩＧＢＴ５６２に直列接続されたダイオード５６４とを備える。
次に、図６の電力変換装置５の動作を説明する。
中性点接地の三相交流電源５００の三相交流電圧は、ダイオード整流器５１０で整流され、その後、平滑コンデンサ５２０によって直流電圧となる。この直流電圧は、インバータ５３０によって、周知のＰＷＭ制御で所望の交流電圧に変換され、交流電圧によって、電動機５４０が駆動される。
電動機５４０と対地間には浮遊容量５５０が存在する。ＰＷＭ制御によってインバータ５３０を駆動すると、インバータ５３０を構成する電力変換用半導体素子のスイッチング動作によって、浮遊容量５５０に電圧変動が印加され、コモンモード電流が発生する。このコモンモード電流は対地を経路とし、三相交流電源５００側へ伝搬する。
検出器５８０は、平滑コンデンサ５２０の両端の電圧を検知し、検知した電圧値を制御部５９０へ出力する。検知された電圧値は、演算器（フィルタ）５９２によって、交流電源周波数成分が抽出され、演算器（絶対値）５９３によって絶対値へ変換され、演算器（ピーク値）５９４によってピーク値５９１へ変換される。データテーブル５９５によって、ピーク値５９１に対応するゲート電圧の大きさが、駆動部５９６に出力される。駆動部５９６は、指示された大きさのゲート電圧をＩＧＢＴ５６１、５６２のゲートへ出力することによって、双方向スイッチ５６０が駆動される。
本実施の形態では、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２に重畳した交流電源周波数成分の電圧値に応じて、双方向スイッチ５６０を構成するＩＧＢＴ５６１、５６２のオン抵抗を調整することによって、平滑コンデンサ５２０が十分に充電されていない場合でも低ノイズ化を実現する。
また、本実施の形態では、双方向スイッチ５６０のＩＧＢＴ５６１、５６２をダンピング抵抗として活用できるため、双方向スイッチ５６０を含む経路に共振が発生した場合も低ノイズ化を実現できる。
また、本実施の形態では、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２に重畳した交流電源周波数成分の電圧値に応じて、双方向スイッチ５６０のＩＧＢＴ５６１、５６２の導通抵抗を調整することによって、漏洩電流を抑制でき、漏電ブレーカの誤動作を回避できる。
以上によって、本実施の形態では低ノイズ化かつ漏電ブレーカの誤動作を回避する電力変換装置を実現することができる。
本実施の形態では、実施の形態１の双方向スイッチの具体的な構成として、逆並列に接続されたＩＧＢＴ５６１、５６２と、ＩＧＢＴ５６１に直列接続されたダイオード５６３と、ＩＧＢＴ５６２に直列接続されたダイオード５６４とを備えるスイッチを説明したが、これに限定されるものではない。その他の実施形態の構成にも、同様にしてこのような構成の双方向スイッチを用いることができる。
実施の形態６．
図７は、実施の形態６に係る電力変換装置６の回路図である。
図７に示すように、この電力変換装置６は、ダイオード整流器６１０、第１平滑コンデンサ６２０、インバータ６３０、バイパス回路６７５、検出器６８０、制御部６９０、およびチョッパ６０００を備える。バイパス回路６７５は、双方向スイッチ６６０、およびＹコンデンサ６７０を備える。チョッパ６０００は、電力変換用半導体素子６００１，６００２、リアクトル６０１０、第２平滑コンデンサ６０２０を備える。制御部６９０は、コンパレータ６９２、および駆動部６９３を備える。
ダイオード整流器６１０は、中性点接地の三相交流電源６００から出力される交流電圧を直流電圧に整流して、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２へ出力する。
第１平滑コンデンサ６２０は、ダイオード整流器６１０によって整流された直流電圧を平滑化する。
チョッパ６０００内の電力変換用半導体素子６００１，６００２は、第１平滑コンデンサ６２０の直流電圧を所望の直流電圧に変換する。チョッパ６０００内の第２平滑コンデンサ６０２０は、電力変換用半導体素子６００１，６００２によって変換された直流電圧を平滑化する。
インバータ６３０は、第２平滑コンデンサ６０２０によって平滑された直流電圧を所望の交流電圧に変換して、電動機６４０を駆動する。
双方向スイッチ６６０およびＹコンデンサ６７０は、第１平滑コンデンサ６２０の一端と対地との間に直列に接続される。Ｙコンデンサ６７０は、インバータ６３０を構成するスイッチング素子のスイッチングにより発生したノイズを低減させる。
検出器６８０は、第１平滑コンデンサ６２０の両端の電圧を検出する。
制御部６９０は、検出器６８０の出力に応じて、双方向スイッチ６６０を駆動する。
コンパレータ６９２は、検出器６８０で検出された電圧と第一閾値とを比較する。
駆動部６９３は、コンパレータ６９２の比較結果に基づいて、双方向スイッチ６６０のオン／オフを制御する。
次に、図７の電力変換装置６の動作を説明する。
中性点接地の三相交流電源６００の三相交流電圧は、ダイオード整流器６１０によって整流され、その後、第１平滑コンデンサ６２０によって直流電圧となる。第１平滑コンデンサ６２０の直流電圧は、チョッパ６０００によって所望の直流電圧に変換され、第２平滑コンデンサ６０２０によって保持される。第２平滑コンデンサ６０２０の直流電圧は、インバータ６３０によって、周知のＰＷＭ制御で所望の交流電圧に変換され、交流電圧によって電動機６４０が駆動される。
電動機６４０と対地間には浮遊容量６５０が存在する。ＰＷＭ制御によってインバータ６３０を駆動するとインバータ６３０を構成する電力変換用半導体素子のスイッチング動作により、浮遊容量６５０に電圧変動が印加され、コモンモード電流が発生する。このコモンモード電流は対地を経路とし、三相交流電源６００側へ伝搬する。
検出器６８０は、第１平滑コンデンサ６２０の電圧を検出し、検出した電圧値６９１を制御部６９０へ出力する。検出された電圧値６９１は、コンパレータ６９２によって第一閾値と比較され、電圧値６９１＞第一閾値となる条件で、双方向スイッチ６６０を導通させる。
双方向スイッチ６６０を導通させることによって、コモンモード電流を、Ｙコンデンサ６７０を経由して循環させ、低ノイズ化を実現する。
本実施の形態では、電圧値６９１＞第一閾値となる条件、すなわち第１平滑コンデンサ６２０が十分に充電されており、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２に重畳する交流電源周波数の電圧変動も抑制されている条件で双方向スイッチ６６０を動作させるため、Ｙコンデンサ６７０から発生する漏洩電流を抑制でき、漏電ブレーカの誤動作を回避できる。
以上より、本実施の形態では低ノイズかつ漏電ブレーカの誤動作を回避する電力変換装置を実現することができる。
本実施の形態では、実施の形態１の構成にチョッパを追加した構成を説明したが、これに限定するものではなく、その他の実施形態の構成にも、同様にしてチョッパを追加することができる。
実施の形態７．
図８は、実施の形態７に係る電力変換装置の回路図である。
図８に示すように、この電力変換装置７は、コモンモードチョークコイル７０００、ダイオード整流器７１０、平滑コンデンサ７２０、インバータ７３０、検出器７８０、バイパス回路７７５、および制御部７９０を備える。バイパス回路７７５は、双方向スイッチ７６０、およびＹコンデンサ７７０を備える。制御部７９０は、コンパレータ７９２、および駆動部７９３を備える。
ダイオード整流器７１０と、三相交流電源７００との間の三相交流電源線にコモンモードチョークコイル７０００が配置される。コモンモードチョークコイル７０００は、漏洩電流を利用したノーマルモードノイズ抑制力を有する。
図９は、コモンモードチョークコイル７０００を表わす図である。
図９に示すように、コモンモードチョークコイル７０００は、三相交流電源線のＲ相８１０、三相交流電源線のＳ相８２０、および三相交流電源線のＴ相８３０と接続する。
図９のコモンモードチョークコイル７０００の動作を説明する。
相交流電源線のＲ相８１０、三相交流電源線のＳ相８２０、および三相交流電源線のＴ相８３０が同一周数でコモンモードチョークコイル７０００に巻かれており、コモンモードノイズ電流を減衰され、コモンモードノイズを低減する。三相交流電源線のＲ相８１０、Ｓ相８２０、Ｔ相８３０が疎に巻かれているため、三相交流電源線のＲ相８１０、Ｓ相８２０、Ｔ相８３０は、それぞれ漏洩磁場８１１、８２１、８３１によるインダクタンス成分を有する。このインダクタンス成分がノーマルモードインピーダンスとして機能するため、ノーマルモードノイズ抑制力を有する。
それゆえ、コモンモードチョークコイル７０００は、コモンモードおよびノーマルモードの両方に有効に機能する。
再び、図８を参照して、ダイオード整流器７１０は、中性点接地の三相交流電源７００から出力される交流電圧を直流電圧に整流して、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２へ出力する。
平滑コンデンサ７２０は、ダイオード整流器７１０によって整流された直流電圧を平滑化する。
インバータ７３０は、平滑コンデンサ７２０によって平滑された直流電圧を所望の交流電圧に変換して、電動機７４０を駆動する。
双方向スイッチ７６０およびＹコンデンサ７７０は、平滑コンデンサ７２０の一端と対地との間に直列に接続される。Ｙコンデンサ７７０は、インバータ７３０を構成するスイッチング素子のスイッチングにより発生したノイズを低減させる。
検出器７８０は、平滑コンデンサ７２０の両端の電圧を検出する。
制御部７９０は、検出器７８０の出力に応じて、双方向スイッチ７６０を駆動する。
制御部７９０は、検出器７８０の出力値が第一閾値より小さいとき、双方向スイッチ７６０を導通させる。
コンパレータ７９２は、検出器７８０で検出された電圧と第一閾値とを比較する。
駆動部７９３は、コンパレータ７９２の比較結果に基づいて、双方向スイッチ７６０のオン／オフを制御する。
次に、図８の電力変換装置７の動作を説明する。
中性点接地の三相交流電源７００の三相交流電圧は、ダイオード整流器７１０によって整流され、その後、平滑コンデンサ７２０で直流電圧となる。この直流電圧は、インバータ７３０によって、周知のＰＷＭ制御で所望の交流電圧に変換され、交流電圧によって電動機７４０が駆動される。
電動機７４０と対地間には浮遊容量７５０が存在する。ＰＷＭ制御によってインバータ７３０を駆動すると、インバータ７３０を構成する電力変換用半導体素子のスイッチング動作によって、浮遊容量７５０に電圧変動が印加され、コモンモード電流が発生する。このコモンモード電流は対地を経路とし、三相交流電源７００側へ伝搬する。
検出器７８０は、平滑コンデンサ７２０の電圧を検出し、検出した電圧値７９１を制御部７９０へ出力する。検知された電圧値７９１は、コンパレータ７９２によって第一閾値と比較され、電圧値７９１＞第一閾値となる条件で、双方向スイッチ７６０を導通させる。
双方向スイッチ７６０を導通させることによって、コモンモード電流を、Ｙコンデンサ７７０を経由して循環させ、低ノイズ化を実現する。
本実施の形態では、コモンモードチョークコイル７０００を三相交流電源線に設置するため、三相電源線へ回り込むコモンモードノイズは更に抑制され、Ｙコンデンサ７７０を循環し、低ノイズ化を実現する。
本実施の形態では、電圧値７９１＞第一閾値となる条件、すなわち平滑コンデンサ７２０が十分に充電されており、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２に重畳する交流電源周波数の電圧変動も抑制されている条件で双方向スイッチ７６０を動作させるため、Ｙコンデンサ７７０から発生する漏洩電流を抑制でき、漏電ブレーカの誤動作を回避できる。
以上によって、本実施の形態では低ノイズかつ漏電ブレーカの誤動作を回避する電力変換装置を実現することができる。
本実施の形態では、実施の形態１の構成にコモンモードチョークコイルを追加した構成を説明したが、これに限定するものではなく、その他の実施形態の構成にも、同様にしてコモンモードチョークコイルを追加することができる。
実施の形態８．
図１０は、実施の形態８に係る電力変換装置９の回路図である。
図１０に示すように、この電力変換装置９は、コモンモードチョークコイル９０００、ダイオード整流器９１０、平滑コンデンサ９２０、インバータ９３０、バイパス回路９７５、検出器９８０、および制御部９９０を備える。バイパス回路９７５は、双方向スイッチ９６０およびＹコンデンサ９７０を備える。制御部９９０は、コンパレータ９９２、および駆動部９９３を備える。
ダイオード整流器９１０と、三相交流電源９００との間の三相交流電源線にコモンモードチョークコイル９０００が配置される。
ダイオード整流器９１０は、中性点接地の三相交流電源９００から出力される交流電圧を直流電圧に整流して、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２へ出力する。
平滑コンデンサ９２０は、ダイオード整流器９１０によって整流された直流電圧を平滑化する。
インバータ９３０は、平滑コンデンサ９２０によって平滑された直流電圧を所望の交流電圧に変換して、電動機９４０を駆動する。
双方向スイッチ９６０およびＹコンデンサ９７０は、平滑コンデンサ９２０の一端と対地との間に直列に接続される。Ｙコンデンサ９７０は、インバータ９３０を構成するスイッチング素子のスイッチングにより発生したノイズを低減させる。
検出器９８０は、平滑コンデンサ９２０の両端の電圧を検出する。
制御部９９０は、検出器９８０の出力に応じて、双方向スイッチ９６０を駆動する。
制御部９９０は、検出器９８０の出力値が第一閾値より大きいとき、双方向スイッチ９６０を導通させる。
コンパレータ９９２は、検出器９８０で検出された電圧と第一閾値とを比較する。駆動部９９３は、コンパレータ９９２の比較結果に基づいて、双方向スイッチ９６０のオン／オフを制御する。双方向スイッチ９６０は、逆並列に接続された逆阻止ＩＧＢＴ１７９１，１７９２によって構成される。逆阻止ＩＧＢＴ１７９１，１７９２は、高い逆耐圧性能を有する。
次に、図１０の電力変換装置９の動作を説明する。
中性点接地の三相交流電源９００の三相交流電圧は、ダイオード整流器９１０によって整流され、その後、平滑コンデンサ９２０で直流電圧となる。この直流電圧は、インバータ９３０によって、周知のＰＷＭ制御で所望の交流電圧に変換され、交流電圧によって、電動機９４０が駆動される。
電動機９４０と対地間には浮遊容量９５０が存在する。ＰＷＭ制御によって、インバータ９３０を駆動すると、インバータ９３０を構成する電力変換用半導体素子のスイッチング動作によって、浮遊容量９５０に電圧変動が印加され、コモンモード電流が発生する。このコモンモード電流は対地を経路とし、三相交流電源９００側へ伝搬する。
検出器９８０は、平滑コンデンサ９２０の電圧を検出し、検知した電圧値９９１を制御部９９０へ出力する。検出された電圧値９９１は、コンパレータ９９２によって、第一閾値と比較され、電圧値９９１＞第一閾値となる条件で、逆阻止ＩＧＢＴ１７９１，１７９２を同時にオンにし、双方向スイッチ９６０を導通させる。
本実施の形態では、双方向スイッチ９６０を逆阻止ＩＧＢＴ１７９１，１７９２によって構成するため、双方向スイッチ９６０を構成する素子数を削減でき、小型実装を実現することができる。
以上によって、本実施の形態では、低ノイズ化と漏電ブレーカの誤動作を回避しつつ、小型実装を実現することができる。
本実施の形態では、実施の形態１の双方向スイッチの具体的な構成として、逆並列に接続された逆阻止ＩＧＢＴ１７９１，１７９２によって構成されるスイッチを説明したが、これに限定されるものではない。その他の実施形態の構成にも、同様にしてこのような構成の双方向スイッチを用いることができる。
実施の形態９．
図１１は、実施の形態９に係る電力変換装置１０の回路図である。
図１１に示すように、この電力変換装置１０は、コモンモードチョークコイル１００００、ダイオード整流器１０１０、平滑コンデンサ１０２０、インバータ１０３０、バイパス回路１０７５、検出器１０８０、および制御部１０９０を備える。バイパス回路１０７５は、双方向スイッチ１０６０およびＹコンデンサ１０７０を備える。制御部１０９０は、コンパレータ１０９２、駆動部１０９３を備える。
ダイオード整流器１０１０と、三相交流電源１０００との間の三相交流電源線にコモンモードチョークコイル１００００が配置される。
ダイオード整流器１０１０は、中性点接地の三相交流電源１０００から出力される交流電圧を直流電圧に整流して、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２へ出力する。
平滑コンデンサ１０２０は、ダイオード整流器１０１０によって整流された直流電圧を平滑化する。
インバータ１０３０は、平滑コンデンサ１０２０によって平滑された直流電圧を所望の交流電圧に変換して、電動機１０４０を駆動する。
双方向スイッチ１０６０およびＹコンデンサ１０７０は、平滑コンデンサ１０２０の一端と対地との間に直列に接続される。Ｙコンデンサ１０７０は、インバータ１０３０を構成するスイッチング素子のスイッチングにより発生したノイズを低減させる。
検出器１０８０は、平滑コンデンサ１０２０の両端の電圧を検出する。
制御部１０９０は、検出器１０８０の出力に応じて、双方向スイッチ１０６０を駆動する。
制御部１０９０は、検出器１０８０の出力値が第一閾値より大きいとき、双方向スイッチ１０６０を導通させる。
コンパレータ１０９２は、検出器１０８０で検出された電圧と第一閾値とを比較する。駆動部１０９３は、コンパレータ１０９２の比較結果に基づいて、双方向スイッチ１０６０のオン／オフを制御する。
双方向スイッチ１０６０は、逆直列に接続されたＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）１０６１およびＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１０６２とを備える。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１０６１およびＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１０６２は、駆動部１０９３からの制御信号に従って、同時にオン、または同時にオフとなる。
次に、図１１の電力変換装置１０の動作を説明する。
中性点接地の三相交流電源１０００の三相交流電圧は、ダイオード整流器１０１０によって整流され、その後、平滑コンデンサ１０２０によって直流電圧となる。この直流電圧は、インバータ１０３０によって、周知のＰＷＭ制御で所望の交流電圧に変換され、交流電圧によって電動機１０４０が駆動される。
電動機１０４０と対地間には浮遊容量１０５０が存在する。ＰＷＭ制御によってインバータ１０３０を駆動すると、インバータ１０３０を構成する電力変換用半導体素子のスイッチング動作によって、浮遊容量１０５０に電圧変動が印加され、コモンモード電流が発生する。このコモンモード電流は対地を経路とし、交流電源側へ伝搬する。
検出器１０８０は、平滑コンデンサ１０２０の電圧を検出し、検出した電圧値１０９１を制御部１０９０へ出力する。検知された電圧値１０９１は、コンパレータ１０９２によって第一閾値と比較され、電圧値１０９１＞第一閾値となる条件で、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１０６１およびＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１０６２を同時にオンとし、双方向スイッチ１０６０を導通させる。
双方向スイッチ１０６０は、逆直列接続されたＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１０６１とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１０６２で構成されている。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１０６１の一端が直流母線の一方ＭＬ２と接続する。
本実施の形態では、双方向スイッチ１０６０をＭＯＳＦＥＴにより構成するため、双方向スイッチ１０６０を構成する素子数を削減でき、小型実装を実現する。
また、本実施の形態では、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１０６１を直流母線ＭＬ２と接続するため、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１０６１のゲート駆動では直流母線電圧をソース電位として活用できる。そのため別途に絶縁デバイスを必要とせず、小型実装を実現することができる。
以上のように、本実施の形態では、低ノイズ化と漏電ブレーカの誤動作を回避しつつ、小型実装を実現することができる。
本実施の形態では、実施の形態１の双方向スイッチの具体的な構成として、逆直列接続されたＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１０６１とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１０６２で構成されているスイッチを説明したが、これに限定されるものではない。その他の実施形態の構成にも、同様にしてこのような構成の双方向スイッチを用いることができる。
実施の形態１０．
実施の形態１０では、上記の実施形態で説明したバイパス回路に含まれる双方向スイッチを双方向単一素子によって構成する。
図１２は、実施の形態１０に係る双方向単一素子の一つである双方向横型絶縁ゲートトランジスタの断面図である。
図１２において、双方向横型絶縁ゲートトランジスタは、ｎ型半導体層１１００、ｐ＋ウェル領域１１１１，１１１２、ｎ＋エミッタ領域１１２１，１１２２、エミッタ電極１１３１，１１３２、ゲート絶縁膜１１４１，１１４２、ゲート電極１１５１，１１５２とを備える。
図１２の双方向横型絶縁ゲートトランジスタの動作を説明する。
ｎ型半導体層１１００に２つのｐ＋ウェル領域１１１１，１１１２が形成される。ｐ＋ウェル領域１１１１，１１１２内部に、ｎ＋エミッタ領域１１２１，１１２２が形成される。
ｐ＋ウェル領域１１１１，１１１２は、ｎ型半導体層１１００の表面に形成され、かつ所望の耐圧保持のため所定の距離を置いて形成させる。
ｐ＋ウェル領域１１１１，１１１２と、ｎ＋エミッタ領域１１２１，１１２２の境界の上部には、ゲート絶縁膜１１４１，１１４２を介してゲート電極１１５１，１１５２が形成される。
ｐ＋ウェル領域１１１１，１１１２と、ｎ＋エミッタ領域１１２１，１１２２を跨ぐ形でエミッタ電極１１３１，１１３２が形成される。
この双方向単一素子では、ゲート電極１１５１，１１５２への印加電圧を制御すれば、エミッタ電極間を双方向に流れる電流を制御できる。
本実施の形態では、双方向素子を双方向単一素子で構成するため、双方向スイッチを構成する素子数を削減でき、小型実装を実現する。
以上のように、本実施の形態では、低ノイズ化と漏電ブレーカの誤動作を回避しつつ、小型実装を実現することができる。
本実施の形態では、実施の形態１の双方向スイッチの具体的な構成として、双方向単一素子で構成されるスイッチを説明したが、これに限定されるものではない。その他の実施形態の構成にも、同様にしてこのような構成の双方向スイッチを用いることができる。
実施の形態１１．
図１３は、実施の形態１１に係る電力変換装置１２の回路図である。
図１３に示すように、この電力変換装置１２は、コモンモードチョークコイル１２０００、ダイオード整流器１２１０、平滑コンデンサ１２２０、インバータ１２３０、バイパス回路１２７５、検出器１２８０、制御部１２９０を備える。バイパス回路１２７５は、双方向スイッチ１２６０およびＹコンデンサ部１２７０を備える。Ｙコンデンサ部１２７０は、異なる周波数特性を有し、並列接続されたＹコンデンサ１２７１，１２７２，１２７３を備える。制御部１２９０は、コンパレータ１２９２、および駆動部１２９３を備える。
ダイオード整流器１２１０と、三相交流電源１２００との間の三相交流電源線にコモンモードチョークコイル１２０００が配置される。
ダイオード整流器１２１０は、中性点接地の三相交流電源１２００から出力される交流電圧を直流電圧に整流して、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２へ出力する。
平滑コンデンサ１２２０は、ダイオード整流器１２１０によって整流された直流電圧を平滑化する。
インバータ１２３０は、平滑コンデンサ１２２０によって平滑された直流電圧を所望の交流電圧に変換して、電動機１２４０を駆動する。
双方向スイッチ１２６０およびＹコンデンサ部１２７０は、平滑コンデンサ１２２０の一端と対地との間に直列に接続される。Ｙコンデンサ部１２７０は、インバータ１２３０を構成するスイッチング素子のスイッチングにより発生したノイズを低減させる。
Ｙコンデンサ部１２７０は、Ｙコンデンサ１２７１と、Ｙコンデンサ１２７２と、Ｙコンデンサ１２７３とを備える。
Ｙコンデンサ１２７１，１２７２，１２７３の容量成分をそれぞれｃ１，ｃ２，ｃ３とし、インダクタンス成分をそれぞれｌ１，ｌ２，ｌ３としたときに、ｃ３≧ｃ２≧ｃ１、かつｌ３＞ｌ２＞ｌ１が成り立つものとする。低域の周波数のノイズがＹコンデンサ１２７１を通って伝搬し、中域の周波数のノイズがＹコンデンサ１２７２を通って伝搬し、高域の周波数のノイズがコンデンサ１２７３を通って伝搬する。
検出器１２８０は、平滑コンデンサ１２２０の両端の電圧を検出する。
制御部１２９０は、検出器１２８０の出力に応じて、双方向スイッチ１０６０を駆動する。
制御部１２９０は、検出器１２８０の出力値が第一閾値より大きいとき、双方向スイッチ１２６０を導通させる。
コンパレータ１２９２は、検出器１２８０で検出された電圧と第一閾値とを比較する。駆動部１２９３は、コンパレータ１２９２の比較結果に基づいて、双方向スイッチ１２６０のオン／オフを制御する。
次に、図１３の電力変換装置１２の動作を説明する。
中性点接地の三相交流電源１２００の三相交流電圧は、ダイオード整流器１２１０によって整流され、その後平滑コンデンサ１２２０で直流電圧となる。この直流電圧は、インバータ１２３０によって周知のＰＷＭ制御で所望の交流電圧に変換され、交流電圧によって電動機１２４０が駆動される。
電動機１２４０と対地間には浮遊容量１２５０が存在する。ＰＷＭ制御によってインバータ１２３０を駆動すると、インバータ１２３０を構成する電力変換用半導体素子のスイッチング動作によって、浮遊容量１２５０に電圧変動が印加され、コモンモード電流が発生する。このコモンモード電流は対地を経路とし、交流電源側へ伝搬する。
検出器１２８０は、平滑コンデンサの電圧を検出し、検出した電圧値１２９１を制御部１２９０へ出力する。検出された電圧値１２９１は、コンパレータ１２９２によって第一閾値と比較され、電圧値１２９１＞第一閾値なる条件で、双方向スイッチ１２６０を導通させる。
双方向スイッチ１２６０を導通させることによって、コモンモード電流をＹコンデンサ部１２７０を経由して循環させ、低ノイズ化を実現する。
本実施の形態では、Ｙコンデンサ部１２７０を構成するＹコンデンサ１２７１，１２７２，１２７３は周波数特性が異なる。Ｙコンデンサの周波数特性は容量成分とインダクタンス成分の直列接続で表される。すなわち低周波域では容量成分が、高周波域ではインダクタンス成分が支配的となり、ノイズの伝搬経路として高周波域では機能しない。本実施の形態では周波数特性の異なる複数のＹコンデンサを並列接続して使用するため、低周波から高周波までの広域で容量成分を発揮し、ノイズの伝搬経路として機能する。またＹコンデンサ１２７１，１２７２，１２７３の周波数特性が同じ場合も、並列接続することでコンデンサ容量を増量し、内部インダクタンスを減少させノイズの伝播経路として機能する。
また、本実施の形態では、電圧値１２９１＞第一閾値となる条件、すなわち平滑コンデンサ１２２０が十分に充電されており、直流母線ＭＬ１，ＭＬ２に重畳する交流電源周波数の電圧変動も抑制されている条件で双方向スイッチ１２６０を動作させるため、Ｙコンデンサ１２７１〜１２７３から発生する漏洩電流を抑制でき、漏電ブレーカの誤動作を回避できる。
以上より、本実施の形態では低ノイズかつ漏電ブレーカの誤動作を回避する電力変換装置を実現することができる。
本実施の形態では、実施の形態１のＹコンデンサを並列接続された複数のＹコンデンサに置き換えた構成について説明したが、これに限定されるものではない。その他の実施形態の構成にも、同様にしてこのような並列接続された複数のＹコンデンサを用いることができる。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
１〜７，９，１０，１２ 電力変換装置、１００，２００，３００，４００，５００，６００，７００，９００，１０００，１２００ 三相交流電源、１１０，２１０，３１０，４１０，５１０，６１０，７１０，９１０，１０１０，１２１０ ダイオード整流器、１２０，２２０，３２０，４２０，５２０，６２０，７２０，９２０，１０２０，１２２０，６０２０ 平滑コンデンサ、１３０，２３０，３３０，４３０，５３０，６３０，７３０，９３０，１０３０，１２３０ インバータ、１４０，２４０，３４０，４４０，５４０，６４０，７４０，９４０，１０４０，１２４０ 電動機、１５０，２５０，３５０，４５０，５５０，６５０，７５０，９５０，１０５０，１２５０ 浮遊容量、１６０，２６０，３６０，４６０，５６０，６６０，７６０，９６０，１０６０，１２６０ 双方向スイッチ、１７０，２７０，３７０，４７０，５７０，６７０，７７０，９７０，１０７０，１２７１，１２７２，１２７３ Ｙコンデンサ、１７５，２７５，３７５，４７５，５７５，６７５，７７５，９７５，１０７５，１２７５ バイパス回路、１８０，２８０，３８０，４８０，５８０，６８０，７８０，９８０，１０８０，１２８０ 検出器、１９２，２９５，３９２，４９５，６９２，７９２，９９２，１０９２，１２９２ コンパレータ、１９３，２９６，３９３，４９６，５９６，６９３，７９３，９９３，１０９３，１２９３ 駆動部、２９２，４９２，５９２ 演算器（フィルタ）、２９３，４９３，５９３ 演算器（絶対値）、２９４，４９４，５９４ 演算器（ピーク値）、５９５ データテーブル、５６１，５６２ ＩＧＢＴ、５６３，５６４ ダイオード、６０００ チョッパ、１２７０ Ｙコンデンサ部、６００１，６００２ 電力変換用半導体素子、６０１０ リアクトル、７０００，９０００，１００００，１２０００ コモンモードチョークコイル、８０１ コモンモードチョークコイル内の磁場、８１０ 三相交流電源線のＲ相、８１１ Ｒ相の漏洩磁場、８２０ 三相交流電源線のＳ相、８２１ Ｓ相の漏洩磁場、８３０ 三相交流電源線のＴ相、８３１ Ｔ相の漏洩磁場、１７９１，１７９２ 逆阻止ＩＧＢＴ、１０６１ ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ、１０６２ ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、１１００ ｎ型半導体層、１１１１，１１１２ ｐ＋ウェル領域、１１２１，１１２２ ｎ＋エミッタ領域、１１３１，１１３２ エミッタ電極、１１４１，１１４２ ゲート絶縁膜、１１５１，１１５２ ゲート電極、Ｃ１ コモンモード電流、ＭＬ１，ＭＬ２ 直流母線。

Claims (15)

  1. 中性点接地の三相交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に整流して、直流母線に出力する整流回路と、
    前記整流回路によって整流された直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、
    前記平滑コンデンサによって平滑された直流電圧を所望の交流電圧に変換する変換回路と、
    前記平滑コンデンサの一端と対地との間に直列に接続された双方向スイッチおよび少なくとも１つのＹコンデンサと、
    前記平滑コンデンサの両端の電圧を検出する検出器と、
    前記検出器の出力に応じて、前記双方向スイッチを駆動する制御部とを備え、
    前記制御部は、前記検出器の出力値が第一閾値より大きいとき、または前記検出器の出力値の変動成分の絶対値のピーク値および平均値のうちの少なくとも一つが、第二閾値より小さいときに、前記双方向スイッチを導通させる、電力変換装置。
  2. 中性点接地の三相交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に整流して、直流母線に出力する整流回路と、
    前記整流回路によって整流された直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、
    前記平滑コンデンサによって平滑された直流電圧を所望の交流電圧に変換する変換回路と、
    前記平滑コンデンサの一端と対地との間に直列に接続された双方向スイッチおよび少なくとも１つのＹコンデンサと、
    前記平滑コンデンサに流れる電流を検出する検出器と、
    前記検出器の出力値に応じて、前記双方向スイッチを駆動する制御部とを備えた、電力変換装置。
  3. 前記制御部は、前記検出器の出力値が第三閾値より小さいときに、前記双方向スイッチを導通させる、請求項２記載の電力変換装置。
  4. 前記制御部は、前記検出器の出力値の変動成分の絶対値のピーク値および平均値のうちの少なくとも一つが、第四閾値より小さいときに、前記双方向スイッチを導通させる、請求項３記載の電力変換装置。
  5. 前記制御部は、前記検出器の出力値に応じて、前記双方向スイッチの抵抗値を制御する、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 前記双方向スイッチは、双方向半導体スイッチである、請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 前記平滑コンデンサと前記変換回路の間にチョッパ回路を備える、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 前記三相交流電源と前記整流回路の間にコモンモードチョークコイルを備える、請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 前記双方向半導体スイッチは、逆並列に接続したＩＧＢＴを備える、請求項６に記載の電力変換装置。
  10. 前記双方向半導体スイッチは、逆並列に接続した逆阻止ＩＧＢＴを備える、請求項６に記載の電力変換装置。
  11. 前記双方向半導体スイッチは、逆直列に接続したＰチャネルＭＯＳＦＥＴとＮチャネルＭＯＳＦＥＴとを備える、請求項６に記載の電力変換装置。
  12. 前記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴは、前記直流母線に接続される、請求項１１記載の電力変換装置。
  13. 前記双方向半導体スイッチは、双方向１素子よりなる、請求項６に記載の電力変換装置。
  14. 前記少なくとも１つのＹコンデンサは、複数のＹコンデンサを含み、かつ並列接続される、請求項１〜１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  15. 前記少なくとも１つのＹコンデンサは、複数のＹコンデンサを含み、
    前記複数のＹコンデンサは、互いに周波数特性が相違し、かつ並列接続される、請求項１４に記載の電力変換装置。
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