JP6337809B2 - 駆動制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、誘導性負荷を駆動制御するための駆動制御装置に関する。

例えば、油圧ポンプのソレノイドなどの誘導性負荷に通電制御する場合、ＰＷＭ駆動制御することがある。このとき、制御部がＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスに応じて誘導性負荷に通電制御する。しかし、一定周波数で制御するとアクチュエータの構造などに応じて、制御時に可聴音として問題となることもある。

特開２０１０−０６１４８１号公報

背景技術欄に記載した音の問題に対し、ＰＷＭパルスを周波数拡散することで静粛性を向上できることが確認されている。しかし、ＰＷＭパルスの周波数を拡散して例えばソレノイドのような誘導性負荷をフィードバック制御する場合、図１２に模式的に示すように、例えば周波数を切替えた瞬間に、制御電流がオーバーシュート／アンダーシュートしてしまう虞がある（図１２のＲＴ１、ＲＴ２部分参照）。したがって、ＰＷＭパルスを周波数拡散しても制御電流の平均電流を安定化することが求められている。平均電流を安定化するため、特許文献１に記載されたように中間周波数に設定する方法を用いることができるが、電流を安定化するために長時間必要としてしまい望ましくない。

本発明の目的は、ＰＷＭパルスの周波数を拡散して切替えるときにおいても、誘導性負荷に流れる平均電流のオーバーシュート／アンダーシュートを短時間で抑制できるようにした誘導性負荷の駆動制御装置を提供することにある。

請求項１記載の発明によれば、入力部はＰＷＭパルスの周波数を拡散するように切替えられた周波数指令値を入力する。このとき、制御部はＰＷＭパルスを周波数拡散して誘導性負荷を駆動するため静粛性を向上できる。

ここで、入力部に入力される周波数指令値が第１指令値のとき、ＰＷＭパルスにより誘導性負荷を電流上昇制御する期間をＰＷＭパルスの第１期間とし、その反対に電流下降制御する期間を前記ＰＷＭパルスの第２期間とする。また、入力部に入力される周波数指令値が第１指令値と異なる第２指令値のとき、ＰＷＭパルスにより誘導性負荷を電流上昇制御する期間をＰＷＭパルスの第３期間とし、その反対に電流下降制御する期間をＰＷＭパルスの第４期間とする。このとき、制御部は、入力部に入力される周波数指令値が第１指令値から第２指令値に変更されたときには、第１指令値に対応するフォワードＰＷＭパルスと第２指令値に対応するアフターＰＷＭパルスとの間の少なくとも１つ以上のミドルＰＷＭパルスについて、フォワードＰＷＭパルスの第１期間に相当する前記ミドルＰＷＭパルスの第５期間を、フォワードＰＷＭパルスの第１期間とアフターＰＷＭパルスの第３期間との間（但し第１期間は含み第３期間は含まない）の長さとすると共に、フォワードＰＷＭパルスの第２期間に相当するミドルＰＷＭパルスの第６期間を、アフターＰＷＭパルスの第４期間とフォワードＰＷＭパルスの第２期間との間（但し第４期間は含み第２期間は含まない）の長さとする。

この結果、第１指令値のときのフォワードＰＷＭパルスと第２指令値のときのアフターＰＷＭパルスとの間の中間の長さに設定されたミドルＰＷＭパルスを少なくとも１つ以上設けることで、平均電流の急峻な変化を抑制しつつ当該平均電流を滑らかに変化させることができるようになり、誘導性負荷に流れる平均電流のオーバーシュート／アンダーシュートを極力抑制できるようになる。

第１実施形態における電気的構成例を概略的に示すブロック図 駆動部及び誘導性負荷の構成例 ＰＷＭ制御部の電気的構成例を概略的に示すブロック図 動作を概略的に説明するタイミングチャート 第２実施形態におけるＰＷＭ制御部の電気的構成例を概略的に示すブロック図 動作を概略的に説明するタイミングチャート 第３実施形態における動作を概略的に説明するタイミングチャート 第４実施形態における動作を概略的に説明するタイミングチャート 第５実施形態におけるＰＷＭ制御部の電気的構成例を概略的に示すブロック図 動作を概略的に説明するタイミングチャート 第６実施形態において、フォワードＰＷＭパルスとアフターＰＷＭパルスとの間に複数のミドルＰＷＭパルスを備えた場合の動作を概略的に説明するタイミングチャート 比較例について平均電流がオーバーシュート／アンダーシュートする一例を模式的に説明するタイミングチャート

以下、本発明の幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。各実施形態間で同一又は類似の構成については、第２実施形態以降について同一又は類似の符号を付して説明を必要に応じて省略し、第２実施形態以降では特徴部分を中心に説明を行う。

（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１〜図４を参照しながら説明する。図１は、駆動制御システム１の電気的構成をブロック図により概略的に示している。

図１に示すように、駆動制御システム１は、マイクロコンピュータ（以下マイコンと略す）２及び駆動制御装置３を備え、制御対象となる誘導性負荷４を駆動する。外部のマイコン２はＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、Ｉ／Ｏなど（何れも図示せず）を備え、駆動制御装置３に指令値を出力する。この指令値は、目標電流指令値（Target Current）、周波数指令値(FReQuency)である。駆動制御装置３は、ＰＷＭ制御部（入力部、制御部相当）５、駆動部６、電流検出部７、及び、Ａ／Ｄ変換部８、を備え、これらの各ブロックを用いて、制御対象となる誘導性負荷４をフィードバック電流制御する。

ＰＷＭ制御部５は、マイコン２から与えられる指令値に応じてＰＷＭパルスを生成するブロックであり、機能的には、検出値と指令値の差分をフィードバックするフィードバックブロック（入力部相当）９、及び、このフィードバックブロック９の出力信号に応じてＰＷＭパルスを生成するＰＷＭ信号生成ブロック１０を備える。

ＰＷＭ制御部５は、ＰＷＭ信号生成ブロック１０によりＰＷＭパルスを生成すると駆動部６に出力する。駆動部６は、ＰＷＭ制御部５から入力されたＰＷＭパルスに応じて誘導性負荷４を駆動する。駆動部６及び誘導性負荷４の構成や接続形態は特に問わないが、例えば図２（ａ）又は図２（ｂ）に示すように構成すると良い。この図２（ａ）に示す例では、駆動部６が例えばＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ１１ａによってローサイドに構成され、誘導性負荷４がソレノイドコイル１２によりハイサイドに構成されている。コイル１２には同期整流用のＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ１１ｂが並列接続されている。なお、トランジスタ１１ａ、１１ｂはＰチャネル型のＭＯＳトランジスタを用いても良いし、トランジスタ１１ｂに代えて還流ダイオードを設けても良い。図２（ａ）に示す例では、ＭＯＳトランジスタ１１ａのドレインソース間とコイル１２とが電源端子ＶＢ及びグランド間に直列接続されており、ＰＷＭ制御部５がＭＯＳトランジスタ１１ａ、１１ｂのゲートに制御信号を出力する。図２（ｂ）に示す構成では、ＰＷＭ制御部５はＭＯＳトランジスタ１１ａをオンすると共にＭＯＳトランジスタ１１ｂをオフ制御することでコイル１２に通電し、ＭＯＳトランジスタ１１ａをオフ制御する間にＭＯＳトランジスタ１１ｂをオン制御することで同期整流するように構成される。これにより、ＰＷＭ制御部５が、ＰＷＭパルスを制御信号としてＭＯＳトランジスタ１１ａのゲートに出力すると、誘導性負荷４には矩形波の印加電圧に対し位相が遅れた電流が流れるようになる。

図２（ｂ）に別の例を示している。図２（ｂ）に示す例では、駆動部６が例えばＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ１３ａによりハイサイドに構成され、ソレノイドコイル１４がローサイドに構成されている。このとき、コイル１４には同期整流用の例えばＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ１３ｂが並列接続されている。なお、トランジスタ１３ａはＰチャネル型のものを適用しても良いし、トランジスタ１３ｂに代えて還流ダイオードを設けても良い。この図２（ｂ）に示す構成もまた、ＭＯＳトランジスタ１３ａのドレインソース間とコイル１４とが電源端子ＶＢ及びグランド間に直列接続されており、ＰＷＭ制御部５がＭＯＳトランジスタ１３ａ、１３ｂのゲートに制御信号を出力する構成とされている。図２（ｂ）に示す構成では、ＰＷＭ制御部５はＭＯＳトランジスタ１３ａをオンすると共にＭＯＳトランジスタ１３ｂをオフ制御することでコイル１４に通電し、ＭＯＳトランジスタ１３ａをオフ制御する間にＭＯＳトランジスタ１３ｂをオン制御することで同期整流するように構成される。また、その他、バイポーラジャンクショントランジスタ、ＩＧＢＴなどの他種類のトランジスタを用いても良い（これらは図示せず）。

図２（ａ）に示すように、誘導性負荷４が電源ＶＢ側に接続されている場合には、ＰＷＭ制御部５のＰＷＭパルスが「Ｈ」区間のときに電流上昇制御となり、その反対にＰＷＭパルスが「Ｌ」区間のときに電流下降制御となる。逆に、図２（ｂ）に示すように、誘導性負荷４がグランド側に接続されているときには、ＰＷＭ制御部５のＰＷＭパルスが「Ｈ」区間のときに電流下降制御となり、その反対に「Ｌ」区間のときに電流上昇制御となる。

電流検出部７は、誘導性負荷４に流れる電流を検出する。この電流は、誘導性負荷４のインダクタ成分及び内部抵抗成分、駆動部６を構成するトランジスタ１１ａ又は１３ａのオン抵抗成分などによる時定数で決定される値となる。この電流検出部７もまた各種構成を適用できるが、例えば誘導性負荷４に直列に抵抗（図示せず）を接続し、この抵抗に印加される電圧を検出する方法などが挙げられる。Ａ／Ｄ変換部８は、電流検出部７の検出結果をＡ／Ｄ変換してデジタル信号の検出値とし、ＰＷＭ制御部５のフィードバックブロック９に出力する。ＰＷＭ制御部５は、マイコン２から入力される指令値と共にこの検出値に応じてＰＷＭパルスを生成し駆動部６に出力する。この動作が繰り返される。

以下、ＰＷＭ制御部５の構成例について図３を参照しながら説明する。図３に示すように、ＰＷＭ制御部５は、基準値生成ブロック１５、限度カウント値設定ブロック（カウンタ限度変更部相当）１６、ＲＡＭＰ波生成ブロック（計測部相当）１７、及び、比較ブロック１８を備えている。この中で、基準値生成ブロック１５、限度カウント値設定ブロック１６、及び、ＲＡＭＰ波生成ブロック１７は、クロック生成部１９からクロック信号ＣＬＫが入力されることに応じて動作する。クロック信号ＣＬＫの発生周期は、周波数拡散の拡散周期より例えば数倍以上短く設定されており、細かいタイミングで各種信号処理が可能となる。

ＲＡＭＰ波生成ブロック１７は、例えばカウンタを備えて構成される。比較ブロック１８は例えばコンパレータにより構成される。ＰＷＭパルスは、基準値生成ブロック１５が出力する制御値ＣｔｒｌとＲＡＭＰ波生成ブロック１７が出力する三角波信号とを比較し、これらの制御値と三角波信号の大小に応じて、ＰＷＭパルスの出力レベル「Ｈ」「Ｌ」が決定される。これらの制御値Ｃｔｒｌと三角波信号の大小の期間比が、ＰＷＭパルスのデューティ比に関係することになる。

基準値生成ブロック１５は、電流指令値とＡ／Ｄ変換部８の出力検出値と限度カウント値Ｒｍとを入力し、Ａ／Ｄ変換部８の出力検出値に基づいて誘導性負荷４の通電電流の平均電流を算出し、これらの結果に基づいて次パルスのデューティ比Ｄｕｔｙ及び制御値Ｃｔｒｌを出力する。基準値生成ブロック１５は、次パルスのデューティ比Ｄｕｔｙを限度カウント値設定ブロック１６に出力し、制御値Ｃｔｒｌを比較ブロック１８（例えばコンパレータの非反転入力端子）に出力する。この出力タイミングは、例えば次のＰＷＭパルスの開始タイミングに相当するタイミングに予め定められる。

また、限度カウント値設定ブロック１６は、基準値生成ブロック１５が出力する次パルスのデューティ比Ｄｕｔｙと、マイコン２が出力する周波数指令値とを入力し、次パルスの限度カウント値をＲｍとし、基準値生成ブロック１５の限度カウント値Ｒｍとして出力すると共に、前回のＰＷＭパルスの限度カウント値をＲｍＣｍｐとし、ＲＡＭＰ波生成ブロック１７が生成する三角波信号の波高値（内蔵カウンタの限度カウント値Ｒｍ）として出力する。

ＲＡＭＰ波生成ブロック１７は波高値（内蔵カウンタの限度カウント値Ｒｍ）が与えられると、クロック生成部１９のクロック信号ＣＬＫをカウントし、このカウント値の変化に伴い変化する三角波信号を比較ブロック１８（例えばコンパレータの反転入力端子）に出力する。比較ブロック１８は、ＲＡＭＰ波生成ブロック１７が出力する三角波信号と、基準値生成ブロック１５が出力する制御値Ｃｔｒｌとを比較し、この比較結果をＰＷＭパルスとして駆動部６に出力する。このようにＰＷＭ制御部５は構成されている。

前記の構成について作用を説明する。マイコン２は例えば疑似ランダム符号により周波数拡散された周波数指令値を駆動制御装置３に出力する。この周波数拡散処理は一般的なものを採用できる。この周波数指令値は例えば数ｋＨｚ程度の中央値に対し±数ｋＨｚの高低とする指令値となっている。

図４は各ノードの信号変化を概略的に示すタイミングチャートを表す。説明の便宜上、ＰＷＭパルスの周波数指令値がＦ１に設定されており、誘導性負荷４には、この周波数指令値Ｆ１のＰＷＭパルスに応じた電流が定常的に流れていることを仮定して説明を行う。駆動制御装置３は、周波数指令値をＰＷＭ制御部５に入力する。ＰＷＭ制御部５は、周波数指令値に対応する限度カウント値Ｒｍとして設定し続ける。すると、ＲＡＭＰ波生成ブロック１７は、例えば初期値（例えば０）から限度カウント値Ｒｍまでクロック信号ＣＬＫをカウントしてカウント値に対応した信号電圧を比較ブロック１８に出力する。

ＰＷＭ制御部５は、ＰＷＭパルスの１パルス毎に制御される制御値ＣｔｒｌがＲＡＭＰ波生成ブロック１７の出力三角波信号の電圧より高いときには、ＰＷＭパルスとして「Ｈ」を出力する。例えば駆動部６が図２（ａ）に示すように構成されている場合には、駆動部６が「Ｈ」を入力すると誘導性負荷４に通電制御する。この結果、誘導性負荷４の通電電流が上昇し、これにより誘導性負荷４に流れる電流を上昇制御できる。また、ＰＷＭ制御部５は、制御値ＣｔｒｌよりもＲＡＭＰ波生成ブロック１７の出力三角波信号の電圧が高くなると、ＰＷＭパルスとして「Ｌ」を出力する。駆動部６が、この「Ｌ」を入力すると誘導性負荷４への通電を減少させる。誘導性負荷４は電流を流し続けるが電流が徐々に低下する。これにより、誘導性負荷４に流れる電流を下降制御できる。この下降制御処理は、ＲＡＭＰ波生成ブロック１７が限度カウント値Ｒｍまでカウントを行うことで終了する。

ＲＡＭＰ波生成ブロック１７は、限度カウント値Ｒｍまでクロック信号ＣＬＫをカウントすると、カウンタ値をクリアし、初期値（例えば０）に戻り、再度クロック信号ＣＬＫをカウントし始める。この動作が繰り返される。これにより、周波数指令値及びデューティ比の指令値が変化しなければ、周波数一定、デューティ一定のＰＷＭパルスを出力できる。

基準値生成ブロック１５は、目標電流値と電流検出値を入力し、これらを極力同一とするようにデューティ指令値Ｄｕｔｙ及び制御値Ｃｔｒｌを出力する。このとき、基準値生成ブロック１５は、これらの目標電流値と電流検出値に基づいて算出されるデューティ指令値Ｄｕｔｙを出力する。基準値生成ブロック１５は、デューティ指令値Ｄｕｔｙについて、誘導性負荷４に流れる平均電流Ｉ１が一定になるように制御するものの、誘導性負荷４のそのもののばらつきや温度特性、また、誘導性負荷４に供給される電源ＶＢが変動した場合においても、平均電流Ｉ１を一定とするように制御する。

例えば、目標電流値が電流検出値より高いときには電流を多く流すため、基準値生成ブロック１５はデューティ指令値Ｄｕｔｙを高くすると共に制御値Ｃｔｒｌを高くする。基準値生成ブロック１５が、デューティ指令値Ｄｕｔｙを高くすれば、限度カウント値設定ブロック１６は基準カウント値Ｒｍを高くし、制御値Ｃｔｒｌを高く設定できる。逆に、目標電流値が電流検出値より低いときには電流を少なく流すため、基準値生成ブロック１５はデューティ比Ｄｕｔｙを低くすると共に制御値Ｃｔｒｌを低くする。基準値生成ブロック１５がデューティ比Ｄｕｔｙを低くすれば、限度カウント値設定ブロック１６は基準カウント値Ｒｍを低くする。この結果、次回の制御値Ｃｔｒｌを低く設定できる。

限度カウント値設定ブロック１６は、デューティ比Ｄｕｔｙが変更されても周波数指令値が変更されていない場合には、ＲＡＭＰ波生成ブロック１７の限度カウント値ＲｍＣｍｐを変更しない。したがって、限度カウント値設定ブロック１６及び基準値設定ブロック１５は、ＲＡＭＰ波生成ブロック１７の限度カウント値ＲｍＣｍｐ（周波数指令値相当）を変更しないまま制御値Ｃｔｒｌを変更できるため、ＰＷＭ制御部５が、ＰＷＭパルスの周波数を一定に保持したままＰＷＭパルスのデューティ比（「Ｈ」期間／「Ｌ」期間）を調整できる（図４のｔ０以前）。この場合、第１指令値Ｆ１において定常出力されるＰＷＭパルスを「フォワードＰＷＭパルスＰ１」と定義する。ここで、周波数の第１指令値Ｆ１が一定である間、フォワードＰＷＭパルスＰ１の「Ｈ」期間（第１期間Ｔ１）、「Ｌ」期間（第２期間Ｔ２）は、電流検出値の変動や外乱（温度変動等）の影響がないものと仮定すれば、少なくとも２回（例えば数パルス）以上連続して同一期間となるものである。

さて、周波数指令値が第１指令値Ｆ１から第２指令値Ｆ２に変更されると、限度カウント値設定ブロック１６は第２指令値Ｆ２を受付け（図４のｔ１）、値ＲｍＣｍｐを変更する。

このとき、限度カウント値設定ブロック１６は、第１指令値Ｆ１で定常動作中の限度カウント値を前回の限度カウント値Ｒｍｐｒｖとし、今回の限度カウント値をＲｍＣｍｐとし、第２指令値Ｆ２で定常動作することを想定した場合に予め導出される限度カウント値をＲｍＡとする。限度カウント値設定ブロックは、下記の（１）式に基づいて、値ＲｍＣｍｐを出力する。なお、ここでいう「定常動作」とは、周波数拡散処理に応じて周波数指令値がランダムに変更されている中で、一定周波数となる動作期間内を示すことに留意する。

ＲｍＣｍｐ ＝
Ｒｍｐｒｖ＋｛（１−Ｄｕｔｙ）×（ＲｍＡ−Ｒｍｐｒｖ）｝／２ …（１）
周波数指令値が変更されてから１回目のルーチンでは、前回値Ｒｍｐｒｖが前々回の値と変化しないため、限度カウント値設定ブロックが基準値設定ブロックに値Ｒｍを出力したとしても、基準値設定ブロックが、この値Ｒｍを入力値Ｒｍとして入力するが、電流指令値も電流検出値も変化しない、さらに電圧の温度依存性などの外乱などの影響を無視可能と仮定すれば、値Ｒｍも変化しないため、この場合、基準値設定ブロック１５は制御値Ｃｔｒｌを変更しない（図４の第５期間Ｔ５、ｔ２→ｔ３参照）。

一方、第２指令値Ｆ２（例えば５ｋＨｚ）が第１指令値Ｆ１（例えば１０ｋＨｚ）より高くなるため値ＲｍＣｍｐが低くなる。ＲＡＭＰ波生成ブロック１７は、値ＲｍＣｍｐをカウントの上限値としてクロック信号ＣＬＫをカウントし、三角波信号を生成し比較ブロック１８に出力する（図４の第５期間Ｔ５、ｔ２→ｔ３参照）。このとき、値ＲｍＣｍｐが値Ｒｍｐｒｖよりも低く設定される。このときのＰＷＭパルスをミドルＰＷＭパルスＰ２とすると、ミドルＰＷＭパルスＰ２は、フォワードＰＷＭパルスＰ１に比較して、その周波数が高くなると共にデューティ比が高くなる（図４の第５期間Ｔ５＋第６期間Ｔ６期間：ｔ２→ｔ４参照）。出力電流は、その上限値がフォワードＰＷＭパルスＰ１に基づく上限値と変わらないものの、下限値がフォワードＰＷＭパルスＰ１に基づく下限値よりも高くなる。時間経過すると、ＲＡＭＰ波生成ブロック１７はカウンタをクリアする（図４のｔ４）。

周波数指令値が第２指令値Ｆ２に変更されてから２回目のルーチンでは、値Ｒｍが値ＲｍＣｍｐに変更されるため、限度カウント値設定ブロック１６が基準値設定ブロック１５に値Ｒｍを出力すると、基準値設定ブロック１５はこの値Ｒｍに基づいて制御値Ｃｔｒｌを変更する（図４の第３期間Ｔ３、第４期間Ｔ４の制御値Ｃｔｒｌ、ｔ４→ｔ６参照）。

また、これに伴い、限度カウント値設定ブロック１６は、前述の（１）式に基づいて値ＲｍＣｍｐを変更する。このため、ＲＡＭＰ波生成ブロック１７は、その限度カウント値Ｒｍとして図４に示す値ＲｍＡを入力するようになる。ＲＡＭＰ波生成ブロック１７は、この値ＲｍＡを限度としてカウントする（図４のｔ４→ｔ６：第３期間Ｔ３＋第４期間）。このときのＰＷＭパルスをアフターＰＷＭパルスＰ３とすると、アフターＰＷＭパルスＰ３は、ミドルＰＷＭパルスＰ２に比較してその周波数が高くなると共にデューティ比が低くなる（図４の第３期間Ｔ３＋第４期間Ｔ４：ｔ４→ｔ６参照）。すると、出力電流は、下限値がミドルＰＷＭパルスＰ２に基づく下限値と変わらないものの、上限値がミドルＰＷＭパルスＰ２に基づく上限値よりも低くなる。すなわち、限度カウント値が値ＲｍＣｍｐに設定されているため、従来に比較して出力電流の上昇度を低くできる。時間経過すると、ＲＡＭＰ波生成ブロック１７はカウンタをクリアする（図４のｔ６）。

この結果、第２指令値Ｆ２が第１指令値Ｆ１より高くなると、ＰＷＭ制御部５は、周波数切替前の第１指令値Ｆ１で定常出力されるフォワードＰＷＭパルスＰ１と、周波数切替後の第２指令値Ｆ２で定常出力されるアフターＰＷＭパルスＰ３との間のミドルＰＷＭパルスＰ２について、その周波数を中間値に設定することができる。

前述説明では、フォワードＰＷＭパルスＰ１の前半期間を第１期間Ｔ１とすると共に後半期間を第２期間Ｔ２とし、アフターＰＷＭパルスＰ３の前半期間を第３期間Ｔ３とすると共に後半期間を第４期間Ｔ４とし、ミドルＰＷＭパルスＰ２の前半期間を第５期間Ｔ５とすると共に後半期間を第６期間Ｔ６としたが、これらの期間の関係は、Ｔ１＝Ｔ５＞Ｔ３、Ｔ２＞Ｔ６＞Ｔ４、と表すことができる。

周波数指令値が周波数拡散処理に応じて周波数が大きく変更されたとしても、前述の第１期間Ｔ１〜第６期間Ｔ６の関係を満たすように設定されるため、出力電流の平均電流Ｉ１にオーバーシュート／アンダーシュートを生じさせないようにすることができる（図１２のＲＴ１に示す出力電流の平均電流Ｉ１と、図４に示す出力電流の平均電流Ｉ１を比較参照）。周波数の第２指令値Ｆ２が一定である間、アフターＰＷＭパルスＰ３の「Ｈ」期間（第３期間Ｔ３）、「Ｌ」期間（第４期間Ｔ４）は、電流検出値の変動や外乱（温度変動等）の影響がないものと仮定すれば、少なくとも２回以上（例えば数パルス）連続して同一期間となる。

周波数上昇時も同様の作用を奏する。周波数指令値が第２指令値Ｆ２において定常出力されているときのＰＷＭパルスを「フォワードＰＷＭパルスＰ１１」と定義する（図４の第１期間Ｔ１１、第２期間Ｔ１２参照）。周波数指令値が第２指令値Ｆ２から第３指令値Ｆ３（＜Ｆ２）に変更されると、限度カウント値設定ブロック１６は第３指令値Ｆ３を受付け（図４のｔ８）、その後の値ＲｍＣｍｐを変更する。

このとき、限度カウント値設定ブロック１６は、第２指令値Ｆ２で定常動作中の限度カウント値を前回の限度カウント値Ｒｍｐｒｖとし、今回の限度カウント値をＲｍＣｍｐとし、このタイミングにおいて第３指令値Ｆ３で定常動作することを想定した場合に予め導出される限度カウント値をＲｍＡとする。限度カウント値設定ブロック１６は、前述の（１）式に基づいて、値ＲｍＣｍｐを出力する。

周波数指令値が第３指令値Ｆ３に変更されてから１回目のルーチンでは、前回値Ｒｍｐｒｖが前々回の値と変化しない。このため、限度カウント値設定ブロック１６が、基準値設定ブロック１５に値Ｒｍを出力したとしても、基準値設定ブロック１５は制御値Ｃｔｒｌを変更しない（図４の第５期間Ｔ１５、ｔ９→ｔ１０参照）。

第３指令値Ｆ３（例えば５ｋＨｚ）が第２指令値Ｆ２（例えば１０ｋＨｚ）より低くなる場合には値ＲｍＣｍｐが高くなる。ＲＡＭＰ波生成ブロック１７は、値ＲｍＣｍｐをカウンタの上限値としてクロック信号ＣＬＫをカウントして三角波信号を生成し、比較ブロック１８に出力する（図４の第５期間Ｔ１５＋第６期間Ｔ１６：ｔ９→ｔ１１）。

このときのＰＷＭパルスをミドルＰＷＭパルスＰ１２とすると、ミドルＰＷＭパルスＰ１２がフォワードＰＷＭパルスＰ１１よりも周波数が低くなる。また、デューティ比も低くなる（図４の第５期間Ｔ５＋第６期間Ｔ１６：ｔ９→ｔ１１）。出力電流は、上限値がフォワードＰＷＭパルスＰ１１に基づく上限値と変わらないものの、下限値がフォワードＰＷＭパルスＰ１１に基づく下限値よりも低くなる。このとき、限度カウント値が値ＲｍＣｍｐに設定されているため、下降度を低くすることができる。時間経過すると、ＲＡＭＰ波生成ブロック１７は、カウンタをクリアする（図４のｔ１１）。

この結果、第３指令値Ｆ３が第２指令値Ｆ２より低くなると、ＰＷＭ制御部５は、周波数切替前の第２指令値Ｆ２で定常出力されるフォワードＰＷＭパルスＰ１１と、周波数切替後の第３指令値Ｆ３で定常出力されるアフターＰＷＭパルスＰ１３との間のミドルＰＷＭパルスＰ１２について、その周波数を中間値に設定することができる。前述説明では、フォワードＰＷＭパルスＰ１１の前半期間を第１期間Ｔ１１とすると共に後半期間を第２期間Ｔ１２とし、アフターＰＷＭパルスＰ１３の前半期間を第３期間Ｔ１３とすると共に後半期間を第４期間Ｔ１４とし、ミドルＰＷＭパルスＰ１２の前半期間を第５期間Ｔ１５とすると共に後半期間を第６期間Ｔ１６としたが、これらの期間の関係は、Ｔ１１＝Ｔ１５＜Ｔ１３、Ｔ１２＜Ｔ１６＜Ｔ１４、と表すことができる。

以上説明したように本実施形態によれば、前述の各ＰＷＭパルスＰ１…Ｐ３、Ｐ１１…Ｐ１３の第１期間Ｔ１又はＴ１１〜第６期間Ｔ６又はＴ１６は、前述の関係を満たすように設定されるため、出力電流の平均電流Ｉ１にオーバーシュート／アンダーシュートを生じさせないようにすることができる。また、ミドルＰＷＭパルスＰ２、Ｐ１２を１つのＰＷＭパルスで構成しているので制御処理を簡単化できる。

本実施形態においては、第１期間Ｔ１、Ｔ１１と第３期間Ｔ３、Ｔ１３とを同一とし、ミドルＰＷＭパルスＰ２、Ｐ１２のときの制御値ＣｔｒｌをフォワードＰＷＭパルスＰ１、Ｐ１１のときの制御値Ｃｔｒｌと同一としている。この結果、ミドルＰＷＭパルスＰ２で誘導性負荷４を駆動するときの電流ピーク値を、フォワードＰＷＭパルスＰ１で誘導性負荷４を駆動するときの電流ピーク値と同一とすることができる。また同様に、ミドルＰＷＭパルスＰ１２で誘導性負荷４を駆動するときの電流ピーク値を、フォワードＰＷＭパルスＰ１１で誘導性負荷４を駆動するときの電流ピーク値と同一とすることができる。これにより、周波数指令値が拡散したとしても、平均電流を極力一定とすることができる。

ミドルＰＷＭパルスＰ２、Ｐ１２で駆動するときに電流上限値を揃えるようにしたが、これに限定されるものではなく、ミドルＰＷＭパルスＰ２、Ｐ１２で駆動するときに電流下限値を揃えるようにしても良い。

（第２実施形態）
図５から図６は第２実施形態の追加説明図を示す。駆動制御装置３がＰＷＭ制御部５に代えて備えるＰＷＭ制御部１０５の構成例を図５に示す。ＰＷＭ制御部１０５は、ＰＷＭ制御部５と同様に、基準値生成ブロック１５、限度カウント値設定ブロック１６、ＲＡＭＰ波生成ブロック１７、比較ブロック１８を備え、クロック生成部１９のクロック信号ＣＬＫで動作する。これに加えて、クロック生成部１９にはパルス生成部２０が接続されている。このパルス生成部２０は、クロック生成部１９により生成されるクロック信号ＣＬＫを、例えば限度カウント値設定ブロック（カウント周波数制御部相当）１６の制御に応じて分周／逓倍し、ＲＡＭＰ波生成ブロック１７のクロック入力端子に出力する。

パルス生成部２０は、周波数指令値に応じてクロック信号ＣＬＫの周波数を変更してＲＡＭＰ波生成ブロック１７に出力する。ＲＡＭＰ波生成ブロック１７は、このパルス生成部２０の出力パルス（ＰＵＬＳＥ）をカウントし三角波信号を生成する。したがって、パルス生成部２０の出力パルスの周波数が高ければ三角波信号の上昇勾配は高くなり、出力パルスの周波数が低ければ三角波信号の上昇勾配は低くなる。

上記構成の作用について説明する。まず定常的に周波数Ｆ１で出力されるＰＷＭパルスをフォワードＰＷＭパルスＰ１と定義する。周波数指令値が第１指令値Ｆ１から第２指令値Ｆ２に変更されると、限度カウント値設定ブロック１６は第２指令値Ｆ２を受付け（図６のｔ２１）、値ＲｍＣｍｐを変更する。

このとき、限度カウント値設定ブロック１６は、第１指令値Ｆ１で定常動作中の限度カウント値を前回の限度カウント値Ｒｍｐｒｖとし、今回の限度カウント値をＲｍＣｍｐとした場合、値Ｒｍｐｒｖ＞値ＲｍＣｍｐとなるように値ＲｍＣｍｐを出力する。

このとき周波数指令値が変更されても（Ｆ１→Ｆ２）、基準値設定ブロック１５は制御値Ｃｔｒｌを変更しない。したがって、フォワードＰＷＭパルスＰ２１の前半期間とミドルＰＷＭパルスＰ２２の前半期間とを同一とすることができる（図６の第１期間Ｔ２１＝第５期間Ｔ２５）。この結果、ミドルＰＷＭパルスＰ２２により誘導性負荷４を駆動するときの電流上限値を、フォワードＰＷＭパルスＰ２１により誘導性負荷４を駆動するときの電流上限値と同一とすることができる。また、ＲＡＭＰ波生成ブロック１７は、限度カウント値設定ブロック１６により設定された値ＲｍＣｍｐを上限値としてカウントするため、ミドルＰＷＭパルスＰ２２の周波数を高く（但しＦ２未満）しつつデューティ比を高くできる。

その後、例えば限度カウント値設定ブロック１６は、周波数指令値の変化に応じてパルス生成部２０の出力パルス信号の周波数を変更制御する。カウント周波数変更部として機能するパルス生成部２０は、第２指令値Ｆ２に応じてクロック信号ＣＬＫの逓倍数を調整し、パルス生成部２０が出力するパルス信号の周波数を変更、調整する。他方、限度カウント値設定ブロック１６は、１回目のルーチンでは限度カウント値ＲｍＣｍｐを低下させたが、２回目のルーチンでは限度カウント値ＲｍＣｍｐを第１指令値Ｆ１のときと同一値に戻す（図６の第３期間Ｔ２３、第４期間Ｔ２４：ｔ２４→ｔ２６）。すると、ＲＡＭＰ波生成ブロック１７は、このパルス信号をカウントするため、周波数の高いアフターＰＷＭパルスＰ２３を出力できる。この結果、デューティ比を変更することなく周波数を調整して定常出力できる。

周波数上昇時も同様の作用を奏する。周波数指令値が指令値Ｆ２において定常状態とされている場合のＰＷＭパルスを「フォワードＰＷＭパルスＰ３１」と定義する（図６の第１期間Ｔ３１、第２期間Ｔ３２参照）。周波数指令値が第２指令値Ｆ２から第３指令値Ｆ３（＜Ｆ２）に変更されると、限度カウント値設定ブロック１６は第３指令値Ｆ３を受付け（図６のｔ２８）、その後に設定される値ＲｍＣｍｐを変更する。

このとき、限度カウント値設定ブロック１６は、第２指令値Ｆ２で定常動作中の限度カウント値を前回の限度カウント値Ｒｍｐｒｖとし、今回の限度カウント値をＲｍＣｍｐとした場合、値Ｒｍｐｒｖ＜値ＲｍＣｍｐとなるように値ＲｍＣｍｐを出力する。

このとき、周波数指令値が変更されても、基準値設定ブロック１５は制御値Ｃｔｒｌを変更しない。したがって、フォワードＰＷＭパルスＰ３１の前半期間とミドルＰＷＭパルスＰ３２の前半期間とを同一とすることができる（図６の第１期間Ｔ３１＝第５期間Ｔ３５）。この結果、ミドルＰＷＭパルスＰ３２により誘導性負荷４を駆動するときの電流上限値を、フォワードＰＷＭパルスＰ３１により誘導性負荷４を駆動するときの電流上限値と同一とすることができる。また、ＲＡＭＰ波生成ブロック１７は、限度カウント値設定ブロック１６により設定された値ＲｍＣｍｐを上限値としてカウントするため、ミドルＰＷＭパルスＰ３２の周波数を高くしつつデューティ比を高くできる。

その後、限度カウント値設定ブロック１６は、周波数指令値に応じてパルス生成部２０が出力するパルス信号の周波数を変更制御する。このとき、第３指令値Ｆ３に応じてクロック信号ＣＬＫの逓倍数を調整し、パルス生成部２０が出力するパルス信号の周波数を調整する。他方、限度カウント値設定ブロック１６は、１回目のルーチンでは限度カウント値ＲｍＣｍｐを変更したが、２回目のルーチンでは限度カウント値ＲｍＡを第１指令値Ｆ１のときの値Ｒｍｐｒｖと同一値に戻す（図６の第３期間Ｔ３３、第４期間Ｔ３４）。すると、ＲＡＭＰ波生成ブロック１７は、周波数が調整されたパルス生成部２０のパルス信号をカウントするため、周波数の低いアフターＰＷＭパルスＰ３３を出力できる。この結果、デューティ比を変更することなく周波数を調整して定常出力できる。

以上説明したように、本実施形態の構成においても前述実施形態と同様に平均電流がオーバーシュート／アンダーシュートすることなく平均電流を極力一定に保持できる。
（第３実施形態）
図７は第３実施形態の追加説明図を示している。本実施形態は、第１実施形態の変形例であり、電気的構成は第１実施形態と同様であるためその説明を省略する。図７の前半に示すように、第１指令値Ｆ１におけるＰＷＭパルスをフォワードＰＷＭパルスＰ４１とし、第２指令値Ｆ２におけるＰＷＭパルスをアフターＰＷＭパルスＰ４３とし、これらの中間のＰＷＭパルスをミドルＰＷＭパルスＰ４２とする。この場合、基準値設定ブロック１５は、ミドルＰＷＭパルスＰ４２の第５期間Ｔ４５（「Ｈ」期間）及び第６期間Ｔ４６（「Ｌ」期間）を設定するときに、制御値Ｃｔｒｌを、フォワードＰＷＭパルスＰ４１を生成するための制御値ＣｔｒｌとアフターＰＷＭパルスＰ４３を生成するための制御値Ｃｔｒｌとの間の値に設定する。また、限度カウント値設定ブロック１６は、第１指令値Ｆ１において定常動作中の限度カウント値を前回の限度カウント値Ｒｍｐｒｖとし、今回の限度カウント値をＲｍＣｍｐとし、第２指令値Ｆ２で定常動作することを想定した場合に予め導出される限度カウント値をＲｍＡとした場合、前述の（１）式に基づいて値ＲｍＣｍｐを出力する。

この結果、ミドルＰＷＭパルスＰ４２の第５期間Ｔ４５（＝「Ｈ」期間）を、フォワードＰＷＭパルスＰ４１の第１期間Ｔ４１の長さ未満、且つ、アフターＰＷＭパルスＰ４３の第３期間Ｔ４３を超える長さとすることができる。しかも、ミドルＰＷＭパルスＰ４２の第６期間Ｔ４６（＝「Ｌ」期間）を、フォワードＰＷＭパルスＰ４１の第２期間Ｔ４２の長さ未満、且つ、アフターＰＷＭパルスＰ４３の第４期間Ｔ４４を超える長さとすることができる。図７の後半部分に示すように、周波数を上昇させる場合にも同様である（図７のｔ４７〜ｔ５３、Ｔ５１〜Ｔ５６参照）ため、その説明を省略する。なお、図７に示す各数値は、各周波数Ｆ１〜Ｆ３におけるカウント値の一例を示している。
本実施形態においても、前述実施形態と同様に、出力電流の平均電流Ｉ１のオーバーシュート／アンダーシュートを防ぐことができ、平均電流Ｉ１を極力一定にできる。

（第４実施形態）
図８は第４実施形態の追加説明図を示している。第４実施形態は第２実施形態の変形例であり、電気的構成は第２実施形態と同様であるためその説明を省略する。
図８の前半に示すように、第１指令値Ｆ１におけるＰＷＭパルスをフォワードＰＷＭパルスＰ６１とし、第２指令値Ｆ２におけるＰＷＭパルスをアフターＰＷＭパルスＰ６３とし、これらの中間のＰＷＭパルスをミドルＰＷＭパルスＰ６２とする。この場合、ミドルＰＷＭパルスＰ６２の第５期間Ｔ６５（「Ｈ」期間）及び第６期間Ｔ６６（「Ｌ」期間）を設定するとき、カウント周波数制御部として機能する限度カウント値設定ブロック１６は、ミドルＰＷＭパルスＰ６２の第５期間Ｔ６５（＝「Ｈ」期間）を、フォワードＰＷＭパルスＰ６１の第１期間Ｔ６１よりも短く、且つ、アフターＰＷＭパルスＰ６３の第３期間Ｔ６３よりも長く設定するように、パルス生成部２０のパルス周波数を設定する。このときのミドルＰＷＭパルスＰ６２の周波数は第１指令値Ｆ１と第２指令値Ｆ２との間の周波数に設定される。

限度カウント値設定ブロック１６は、ミドルＰＷＭパルスＰ６２の第５期間Ｔ６５（「Ｈ」期間）及び第６期間Ｔ６６（「Ｌ」期間）を設定するときに、アフターＰＷＭパルスＰ６３の第４期間Ｔ６４に第６期間Ｔ６６を同一とするように限度カウント値ＲｍＣｍｐを設定する（図８のｔ６１〜ｔ６６参照）。この設定は、パルス生成部２０による出力パルス信号の周波数を変更しながら行われる。まとめると、第１期間Ｔ６１〜第６期間Ｔ６６は、Ｔ６１＜Ｔ６５＜Ｔ６３、且つ、Ｔ６２＜Ｔ６４＝Ｔ６６を満たすように設定される。

また図８の後半に示すように、第２指令値Ｆ２におけるＰＷＭパルスをフォワードＰＷＭパルスＰ７１とし、第３指令値Ｆ３におけるＰＷＭパルスをアフターＰＷＭパルスＰ７３とし、これらの中間のＰＷＭパルスをミドルＰＷＭパルスＰ７２とする。この場合、ミドルＰＷＭパルスＰ７２の第５期間Ｔ７５（「Ｈ」期間）及び第６期間Ｔ７６（「Ｌ」期間）を設定するとき、カウント周波数制御部として機能する限度カウント値設定ブロック１６は、ミドルＰＷＭパルスＰ７２の第５期間Ｔ７５（「Ｈ」期間）を、フォワードＰＷＭパルスＰ７１の第１期間Ｔ７１よりも長く、且つ、アフターＰＷＭパルスＰ７３の第３期間Ｔ７３よりも短く設定するように、パルス生成部２０のパルス周波数を設定する。このときのミドルＰＷＭパルスＰ６２の周波数は第２指令値Ｆ２と第３指令値Ｆ３との間の周波数に設定される。

ミドルＰＷＭパルスＰ７２の第５期間Ｔ７５（「Ｈ」期間）及び第６期間Ｔ７６（「Ｌ」期間）を設定するときに、限度カウント値設定ブロック１６は、アフターＰＷＭパルスＰ７３の第４期間Ｔ７４に第６期間Ｔ７６を同一とするように限度カウント値ＲｍＣｍｐを設定する（図８のｔ６６〜ｔ７２参照）。この設定は、パルス生成部２０によりパルス信号の周波数を変更しながら行われる。まとめると、第１期間Ｔ７１〜第６期間Ｔ７６は、Ｔ７１＜Ｔ７５＜Ｔ７３、且つ、Ｔ７２＜Ｔ７４＝Ｔ７６を満たすように設定される。

本実施形態においては、第４期間Ｔ６４と第６期間Ｔ６６とを同一としている。この結果、ミドルＰＷＭパルスＰ６２により誘導性負荷４を駆動するときの電流の上限値を、アフターＰＷＭパルスＰ６３により誘導性負荷４を駆動するときの電流の上限値と同一とすることができる。また同様に、ミドルＰＷＭパルスＰ７２により誘導性負荷４を駆動するときの電流の上限値を、アフターＰＷＭパルスＰ７３により誘導性負荷４を駆動するときの電流の上限値と同一とすることができる。この結果、前述実施形態と同様に、出力電流の平均電流Ｉ１のオーバーシュート／アンダーシュートを防ぐことができ、平均電流Ｉ１を極力一定にできる。

（第５実施形態）
図９は第５実施形態の追加説明図を示している。第５実施形態は、複数の誘導性負荷を駆動するときの複数（Ｎ）のチャンネルの駆動制御装置について、その一部を共通化して構成した形態を示す。例えば車両用の駆動制御装置の場合、図９に示すように、ＰＷＭ制御部５００が、例えばＮチャンネル（Ｃｈ１〜ＣｈＮ：Ｎ≧２）の誘導性負荷４を駆動するために構成されている。ＰＷＭ制御部５００を構成するブロック５０１〜５０４は、個別に設けられるブロック５０２及び５０４と、一部又は全部をチャンネル間で共用化可能なブロック５０１及び５０３とに分かれている。特に、本実施形態では、ＰＷＭ制御部５００が、チャンネルＣｈ１〜Ｋ（１≦Ｋ≦Ｎ−１）において同一周波数指令値を入力しながら当該周波数を変動させて拡散処理すると共に同一電流指令値で駆動する。また、ＰＷＭ制御部５００は、チャンネルＣｈＫ＋１〜ＣｈＮにおいてチャンネルＣｈ１〜ＣｈＫとは異なる他の同一周波数指令値を入力しながら当該周波数を変動させて拡散処理して駆動すると共に、チャンネルＣｈ１〜ＣｈＫとは異なる他の同一電流指令値で駆動する形態を示す。図９中の指令値は、マイコン２から入力される周波数指令値、電流指令値に対応し、これらの指令値はブロック５０１、５０２に入力される。

ブロック５０１は、保持部５１〜５３、比較部５４、カウント部（計測部相当）５５、演算部（補正部相当）５６、セレクタ５７、補正前保持部５８、演算部５９を接続して構成されるもので、これらはチャンネルＣｈ１〜ＣｈＫで１つ、チャンネルＣｈＫ＋１〜ＣｈＮで１つの合計２つ設けられる。このブロック５０１は、マイコン２から入力される指令値に応じてデューティ比Ｄｕｔｙおよび限度カウント値Ｒｍ（波高値）の設定、補正を行いブロック５０４に出力する。保持部５１〜５３は、現在入力されたＰＷＭパルスの限度カウント値Ｒｍ、前回入力されたＰＷＭパルスの限度カウント値Ｒｍｐｒｖ、前々回入力されたＰＷＭパルスの限度カウント値Ｒｍｐｒｖｐｒｖを、ＰＷＭパルスの指令値が入力する度に順にシフト保持する。

カウント部５５は、クロック信号ＣＬＫのパルスをカウントするが、比較部５４がこのカウント部５５のカウント値と限度カウント値Ｒｍｐｒｖｐｒｖを比較し、この値が同一となったときにＰＷＭパルスの周期を終了とする（Cycle end）とするように構成される。

演算部５６は、現在入力された限度カウント値Ｒｍと前回入力された限度カウント値Ｒｍｐｒｖとを入力すると共に、チャンネルＣｈ１〜ＣｈＫ／ＣｈＫ＋１〜ＣｈＮごとに定められるデューティ比Ｄｕｔｙとを入力し、下記の（２）式に応じてデューティ補正量ｘを算出する。

この（２）式において、ｄｕｔｙは電流制御によるデューティ比を示すものである。

ブロック５０２は、マイコン２から指令値を入力すると共に、誘導性負荷４に通電する電流値の検出値を入力して、各種演算処理するブロックであり、チャンネルＣｈ１〜ＣｈＮ毎に個別に設けられる。電流指示部６０および平均電流算出部６１は、各チャンネルＣｈ１…ＣｈＮ毎に設けられている。電流指示部６０は、マイコン２から指令値を入力すると、この指令値に応じた電流指示信号をブロック５０３に出力する。また、平均電流算出部６１は、各チャンネルＣｈ１〜ＣｈＮの個別の誘導性負荷４に流れる電流について平均電流に相当する信号を算出し、この信号をブロック５０３に出力する。

ブロック５０３は、全チャンネルＣｈ１〜ＣｈＮで共通に１つ設けられるブロックであり、セレクタ６２、６３、デューティフィードバック制御部６４を備える。デューティフィードバック制御部６４は、セレクタ６２、６３で選択された各チャンネルＣｈ１〜ＣｈＮの信号（電流指令値、平均電流検出値）に基づいてデューティ制御値を設定し、ブロック５０４に出力する。ブロック５０４は、各チャンネルＣｈ１〜ＣｈＮで個別に設けられるブロックであり、チャンネルＣｈ１〜ＣｈＮ毎にデューティ保持部６５、補正後保持部６６、及び、カウント比較部６７を備える。デューティ保持部６５は、デューティフィードバック制御部６４により算出されたデューティ制御値を保持し、ブロック５０１のセレクタ５７に出力する。

セレクタ５７は、チャンネルＣｈ１〜ＣｈＮ毎に入力されるデューティ制御値を選択し、演算部５６にデューティ比Ｄｕｔｙとして出力する。補正前保持部５８は、前回入力される限度カウント値Ｒｍｐｒｖとセレクタ５７で選択されるデューティ比とをチャンネルで対応づけて記憶する。そして、演算部５９は、演算部５６により演算されたデューティ補正量ｘと補正前保持部５８の保持値（限度カウンタ値Ｒｍｐｒｖ、デューティ比Ｄｕｔｙ）とに基づいてデューティ比、波高値（限度カウンタ値）を演算し、ブロック５０４の補正後保持部６６に出力する。補正後保持部６６は、演算部５９により加算された限度カウンタ値を保持する。そして、比較部６７は、カウンタ部５５のカウント値と補正後保持部６６の保持値とを比較し、カウント部５５の出力が補正後保持部６６の保持値よりも低いときには「Ｈ」を出力し、カウント部５５の出力が補正後保持部６６の保持値以上のときには「Ｌ」を出力する。これにより、ブロック５０１〜５０４を組み合わせて構成されたＰＷＭ制御部５００は、ＰＷＭパルスを順次出力するように構成されている。

上記構成の作用について説明する。デューティフィードバック制御部６４は、電流指示部６０による指令値と平均電流算出部６１により算出される誘導性負荷４の通電電流の平均電流に基づいてデューティ制御値を算出し、デューティ保持部６５に出力して記憶保持させる。このとき、演算部５６は、このデューティ保持部６５に保持されたデューティ制御値と、現在入力される限度カウント値Ｒｍ、及び、前回入力された限度カウント値Ｒｍｐｒｖを用いてデューティ補正量ｘを算出する。また演算部５９は、このデューティ補正量ｘを考慮して補正前保持部５８の保持値（デューティ比、波高値（限度カウント値））を補正し、この補正された保持値に基づいて、比較部６７がＰＷＭパルスを生成出力する。

図１０に示すように、デューティ補正量ｘは、例えば、マイコン２が周波数指令値を高くすることで、現在入力される限度デューティ比Ｒｍを低く設定した場合には、値Ｒｍｐｒｖが値Ｒｍより高くなるため、（２）式に基づくとデューティ補正量ｘが正値となり、「Ｈ」区間を増やすことができる（図１０のデューティ補正量ｘおよびミドルＰＷＭパルスＰ８２参照）。この結果、所謂ミドルＰＷＭパルスＰ８２のＲＡＭＰ波の限度カウント値を高くすることができ、ミドルＰＷＭパルスＰ８２の波高値を高くできる。その後、限度カウント値Ｒｍｐｒｖ、Ｒｍｐｒｖｐｒｖは、値Ｒｍに設定された低い値に順次シフト入力されるため、次回のアフターＰＷＭパルスＰ８３においては、周波数を高くしつつ平均電流を極力安定化してキープできる。

逆に、例えば、マイコン２が周波数指令値を低くすることで、現在入力される限度デューティ比Ｒｍを高く設定した場合には、値Ｒｍｐｒｖが値Ｒｍより低くなるため、（２）式に基づいてデューティ補正量ｘが負値となり、「Ｌ」区間を増やすことができる。この結果、ＰＷＭパルスＰ８３のＲＡＭＰ波の限度カウント値を低くすることができ、アフターＰＷＭパルスＰ８３の波高値を低くできる（図１０のアフターＰＷＭパルスＰ８３参照）。その後も、限度カウント値Ｒｍｐｒｖ、Ｒｍｐｒｖｐｒｖは一定に保たれるため、周波数を高く保持したままとなり、平均電流を極力安定化してキープできる。

図９に示す構成を採用することで、ブロック５０１をチャンネルＣｈ１〜ＣｈＫ／ＣｈＫ＋１〜ＣｈＮのグループで共通化して使用することが可能になる。また、ブロック５０４のデューティ保持部６５は、誘導性負荷４の時定数（インダクタンス値Ｌ、内部抵抗Ｒ）や外部環境（例えば温度等）による電流値の変動を考慮して独立制御するため、各チャンネルＣｈ１〜ＣｈＮで個別に設けられている。したがって、デューティフィードバック制御部６４が出力するデューティ制御値を、チャンネルＣｈ１〜ＣｈＮ毎ではなく、演算部５６が周波数指令値の切替前後でチャンネルＣｈ１〜ＣｈＫ／ＣｈＫ＋１〜ＣｈＮのグループ毎に補正して制御することで、平均電流を一定に制御できるようになる。

本実施形態によれば、ブロック５０１がチャンネルＣｈ１〜ＣｈＫ／ＣｈＫ＋１〜ＣｈＮのグループで共通に設けられている。ブロック５０１の演算部５６は、デューティ保持部６５が各チャンネルＣｈ１〜ＣｈＮ間で個別に保持するデューティ制御値を補正することでデューティ補正量ｘを算出している。このため、ブロック５０１（特に演算部５６、補正前保持部５８等）の構成を共用化でき、回路規模の縮小化を図ることができる。

（第６実施形態）
図１１は第６実施形態の追加説明図を示している。図１１に示すように、フォワードＰＷＭパルスＰ９１とアフターＰＷＭパルスＰ９３との間のミドルＰＷＭパルスＰ９２ａ、Ｐ９２ｂを複数設けて構成しても良い。このとき、フォワードＰＷＭパルスＰ９１の「Ｈ」区間を第１期間Ｔ９１、「Ｌ」区間を第２期間Ｔ９２、アフターＰＷＭパルスＰ９３の「Ｈ」区間を第３期間Ｔ９３、「Ｌ」区間を第４期間Ｔ９４、とし、さらに、ミドルＰＷＭパルスＰ９２ａ、Ｐ９２ｂの「Ｈ」区間を第５期間Ｔ９５ａ、Ｔ９５ｂ、「Ｌ」区間を第６期間Ｔ９６ａ、Ｔ９６ｂ、とする。このとき、周波数指令値が第１指令値Ｆ１→第２指令値Ｆ２（＞Ｆ１）に高く変更されたときには、Ｔ９１≧Ｔ９５ａ＞Ｔ９５ｂ＞Ｔ９３、Ｔ９２＞Ｔ９６ａ＞Ｔ９６ｂ＞Ｔ９４、の関係となるように、制御値Ｃｔｒｌ、限度カウント値Ｒｍｐｒｖ、ＲｍＣｍｐ１、ＲｍＣｍｐ２、Ｒｍを設定すると良い。本実施形態によっても前述実施形態と同様の効果が得られる。

（他の実施形態）
前述実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に示す変形又は拡張が可能である。ＲＡＭＰ波生成ブロック１７やカウント部５５は、例えばそのカウンタの初期値を０よりも予め高く設定し、減算してカウントするものを適用しても良いし、カウントの態様、方式については、前述実施形態に挙げた態様、方式に限られるものではない。

「請求項中に記載の第１指令値」は、発明の詳細な説明に記載の第１指令値Ｆ１にも第２指令値Ｆ２にも対応させることができる。このとき、「請求項中に記載の第２指令値」は、それぞれ、発明の詳細な説明に記載の第２指令値Ｆ２又は第３指令値Ｆ３に対応させることができるものである。

前述の第１〜第６実施形態の各第１期間（Ｔ１…Ｔ９１）〜第６期間（Ｔ６…Ｔ９６）の関係を全て包含するようにまとめると次に示すように定義又は拡張、変形できる。すなわち、ミドルＰＷＭパルス（Ｐ２…Ｐ９２）の第５期間（Ｔ５…Ｔ９５ａ、Ｔ９５ｂ）を、フォワードＰＷＭパルス（Ｐ１…Ｐ９１）の第１期間（Ｔ１…Ｔ９１）とアフターＰＷＭパルス（Ｐ３…Ｐ９３）の第３期間（Ｔ３…Ｔ９３）との間（但し第１期間は含み第３期間は含まない）の長さとしている。また、ミドルＰＷＭパルス（Ｐ２…Ｐ９２）の第６期間（Ｔ６…Ｔ９６ａ、Ｔ９６ｂ）を、アフターＰＷＭパルス（Ｐ３…Ｐ９３）の第４期間（Ｔ４…Ｔ９４）とフォワードＰＷＭパルス（Ｐ１…Ｐ９１）の第２期間（Ｔ２…Ｔ９２）との間（但し第４期間は含み第２期間は含まない）の長さとしている。この結果、誘導性負荷４に流れる通電電流の平均電流の急峻な変化を抑制しつつ当該平均電流を滑らかに変化させることができるようになり、誘導性負荷４に流れる平均電流のオーバーシュート／アンダーシュートを極力抑制できるようになる。

図面中、３は駆動制御装置、４は誘導性負荷、５、１０５、５００はＰＷＭ制御部（制御部、入力部）、９はフィードバックブロック（入力部）、１０はＰＷＭ信号生成ブロック、１６は限度カウント値設定ブロック（カウンタ限度変更部）、１７はＲＡＭＰ波生成ブロック（計測部）、２０はパルス生成部（カウント周波数変更部）、５５はカウント部（計測部）、５６は演算部（補正部）、６５はデューティ保持部（保持部）、Ｐ１…Ｐ９１はフォワードＰＷＭパルス（ＰＷＭパルス）、Ｐ２…Ｐ９２はミドルＰＷＭパルス（ＰＷＭパルス）、Ｐ３…Ｐ９３はアフターＰＷＭパルス（ＰＷＭパルス）、Ｔ１…Ｔ９１は第１期間、Ｔ２…Ｔ９２は第２期間、Ｔ３…Ｔ９３は第３期間、Ｔ４…Ｔ９４は第４期間、Ｔ５…Ｔ９５は第５期間、Ｔ６…Ｔ９６は第６期間、を示す。

Claims (7)

1. ＰＷＭパルスの周波数を拡散するように切替えられた周波数指令値を入力する入力部（５、１０５、５００、９）と、
   前記入力部に入力される周波数指令値が第１指令値のとき、前記ＰＷＭパルスにより誘導性負荷（４）に電流上昇制御する期間を前記ＰＷＭパルスの第１期間とし、その反対に電流下降制御する期間を前記ＰＷＭパルスの第２期間とし、
   前記入力部に入力される周波数指令値が前記第１指令値と異なる第２指令値のとき、前記ＰＷＭパルスにより前記誘導性負荷に電流上昇制御する期間を前記ＰＷＭパルスの第３期間（＜＞第１期間）とし、その反対に電流下降制御する期間を前記ＰＷＭパルスの第４期間（＜＞第２期間）とすると、
   前記入力部に入力される周波数指令値が前記第１指令値（Ｆ１；Ｆ２）から前記第２指令値（Ｆ２；Ｆ３）に変更されたときには、前記第１指令値に対応するフォワードＰＷＭパルス（Ｐ１…Ｐ９１）と前記第２指令値に対応するアフターＰＷＭパルス（Ｐ３…Ｐ９３）との間の少なくとも１つ以上のミドルＰＷＭパルス（Ｐ２…Ｐ９２）について、
   前記フォワードＰＷＭパルスの第１期間（Ｔ１…Ｔ９１）に相当する前記ミドルＰＷＭパルスの第５期間（Ｔ５…Ｔ９５ａ、Ｔ９５ｂ）を、前記フォワードＰＷＭパルスの第１期間（Ｔ１…Ｔ９１）と前記アフターＰＷＭパルスの第３期間（Ｔ３…Ｔ９３）との間（但し第１期間は含み第３期間は含まない）の長さとすると共に、前記フォワードＰＷＭパルスの第２期間（Ｔ２…Ｔ９２）に相当する前記ミドルＰＷＭパルスの第６期間（Ｔ６…Ｔ９６ａ、Ｔ９６ｂ）を、前記アフターＰＷＭパルスの第４期間（Ｔ４…Ｔ９４）と前記フォワードＰＷＭパルスの第２期間（Ｔ２…Ｔ９２）との間（但し第４期間は含み第２期間は含まない）の長さとする制御部（５、１０５、５００）と、を備え、
   前記制御部は、前記ＰＷＭパルスに応じて前記誘導性負荷の通電電流を制御することを特徴とする駆動制御装置。
2. 請求項１記載の駆動制御装置において、
   前記制御部は、前記ミドルＰＷＭパルスの第５期間を前記フォワードＰＷＭパルスの第１期間の長さと同一とすると共に、前記ミドルＰＷＭパルスの第６期間を前記第２期間と前記第４期間との間の長さとすることを特徴とする駆動制御装置。
3. 請求項１記載の駆動制御装置において、
   前記制御部は、前記ミドルＰＷＭパルスの第６期間を前記第４期間の長さと同一とすると共に、前記ミドルＰＷＭパルスの第５期間を前記第１期間と前記第３期間との間の長さとすることを特徴とする駆動制御装置。
4. 請求項１から３の何れか一項に記載の駆動制御装置において、
   前記ミドルＰＷＭパルスは、１つのＰＷＭパルスによることを特徴とする駆動制御装置。
5. 請求項１から４の何れか一項に記載の駆動制御装置において、
   前記フォワードＰＷＭパルス、前記ミドルＰＷＭパルス、及び、前記アフターＰＷＭパルスの前記第１期間から前記第６期間についてクロック信号をカウントするカウンタを用いて計測する計測部（１７、５５）を備え、
   前記計測部は、前記入力部に入力される周波数指令値が前記第１指令値から前記第２指令値に変更されたときには、前記カウンタのカウント周波数をカウント周波数変更部（２０）により変更することを特徴とする駆動制御装置。
6. 請求項１から５の何れか一項に記載の駆動制御装置において、
   前記フォワードＰＷＭパルス、前記ミドルＰＷＭパルス、及び、前記アフターＰＷＭパルスの前記第１期間から前記第６期間についてクロック信号をカウントするカウンタを用いて計測する計測部（１７、５５）と、
   電流指令値と前記誘導性負荷の通電電流に基づいて算出されたデューティ制御値をＤｕｔｙとし、
   前記周波数指令値が第１指令値のときに前記計測部のカウンタの限度カウント値をＲｍｐｒｖとし、前記周波数指令値が第２指令値のときに前記計測部のカウンタの限度カウント値をＲｍＡとしたとき、
   前記周波数指令値が前記第１指令値から前記第２指令値に変更された後の前記ミドルＰＷＭパルスの前記計測部のカウンタの限度カウント値ＲｍＣｍｐを、
   ＲｍＣｍｐ ＝
   Ｒｍｐｒｖ＋｛（１−Ｄｕｔｙ）×（ＲｍＡ−Ｒｍｐｒｖ）｝／２ …（１）
   とするカウンタ限度変更部（１６）と、を備えることを特徴とする駆動制御装置。
7. 請求項１から５の何れか一項に記載の駆動制御装置において、
   複数（Ｎ）のチャンネルの誘導性負荷を駆動するように構成されるものであり、
   電流指令値と前記誘導性負荷（４）の通電電流に基づいて算出されたデューティ制御値を前記複数のチャンネルで個別に保持する保持部（６５）と、
   前記デューティ制御値を補正する補正部（５６）と、を備え、
   前記補正部は、外部から同一周波数指令値が入力される複数のチャンネル間で共用化されていることを特徴とする駆動制御装置。

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